JPH09190898A - Ｘ線高電圧装置 - Google Patents
Ｘ線高電圧装置Info
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- JPH09190898A JPH09190898A JP35361895A JP35361895A JPH09190898A JP H09190898 A JPH09190898 A JP H09190898A JP 35361895 A JP35361895 A JP 35361895A JP 35361895 A JP35361895 A JP 35361895A JP H09190898 A JPH09190898 A JP H09190898A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 可聴帯域の周波数の雑音が発生しないように
工夫することによって、装置の小型化・低コスト化を図
る。 【解決手段】 管電圧検出回路５１と、その検出値と設
定管電圧値との差分を増幅する誤差増幅回路５２と、一
定周波数の三角波発生回路５５と、三角波と差分とを比
較し、その比較結果に応じてインバータ回路１３のスイ
ッチング素子３１〜３４をオン・オフさせる比較回路５
３、５４とにより、パルス幅変調方式により管電圧のフ
ィードバック制御を行なう。
工夫することによって、装置の小型化・低コスト化を図
る。 【解決手段】 管電圧検出回路５１と、その検出値と設
定管電圧値との差分を増幅する誤差増幅回路５２と、一
定周波数の三角波発生回路５５と、三角波と差分とを比
較し、その比較結果に応じてインバータ回路１３のスイ
ッチング素子３１〜３４をオン・オフさせる比較回路５
３、５４とにより、パルス幅変調方式により管電圧のフ
ィードバック制御を行なう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、Ｘ線管に高電圧
を供給する共振型インバータ方式のＸ線高電圧装置に関
する。
を供給する共振型インバータ方式のＸ線高電圧装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の共振型インバータ方式Ｘ線高電圧
装置では、実際にＸ線管に印加される高電圧を検出し、
その検出電圧と設定電圧との誤差電圧に応じてスイッチ
ング周波数を制御して、Ｘ線管に印加する電圧を設定電
圧に一致させるという、管電圧をスイッチング周波数に
フィードバックする制御方式がとられている。
装置では、実際にＸ線管に印加される高電圧を検出し、
その検出電圧と設定電圧との誤差電圧に応じてスイッチ
ング周波数を制御して、Ｘ線管に印加する電圧を設定電
圧に一致させるという、管電圧をスイッチング周波数に
フィードバックする制御方式がとられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、Ｘ線高
電圧装置では、周波数の低い領域まで使用せざるをえ
ず、そのため可聴帯域の雑音が発生するという問題があ
る。すなわち、Ｘ線高電圧装置は負荷範囲が非常に広
く、たとえば４０ｋＶ、０．１ｍＡの小出力から１５０
ｋＶ、６３０ｍＡの大出力まで制御する必要がある。そ
して、現在用いられているＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ）などのスイッチング素子では周波数
の限界値が数十ｋＨｚ程度であるため、その最高周波数
で最大出力が発生するように設計される。そうすると、
４０ｋＶ、０．１ｍＡ程度のいわゆる透視と呼ばれるＸ
線条件でＸ線を曝射するための出力領域では、周波数が
数ｋＨｚまで低下してしまう。
電圧装置では、周波数の低い領域まで使用せざるをえ
ず、そのため可聴帯域の雑音が発生するという問題があ
る。すなわち、Ｘ線高電圧装置は負荷範囲が非常に広
く、たとえば４０ｋＶ、０．１ｍＡの小出力から１５０
ｋＶ、６３０ｍＡの大出力まで制御する必要がある。そ
して、現在用いられているＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ）などのスイッチング素子では周波数
の限界値が数十ｋＨｚ程度であるため、その最高周波数
で最大出力が発生するように設計される。そうすると、
４０ｋＶ、０．１ｍＡ程度のいわゆる透視と呼ばれるＸ
線条件でＸ線を曝射するための出力領域では、周波数が
数ｋＨｚまで低下してしまう。
【０００４】このような周波数は可聴帯域であるから、
人間の耳に障る雑音が発生することになる。さらに、透
視はＸ線ＴＶモニター装置で観察しながら行なうため、
長時間にわたって行なわれることが多く、被検者（多く
は患者）に大きな負担を強いることになる。そのため、
防音カバーを装備する等の防音対策が不可欠であり、装
置の大型化・高コスト化が避けられなかった。
人間の耳に障る雑音が発生することになる。さらに、透
視はＸ線ＴＶモニター装置で観察しながら行なうため、
長時間にわたって行なわれることが多く、被検者（多く
は患者）に大きな負担を強いることになる。そのため、
防音カバーを装備する等の防音対策が不可欠であり、装
置の大型化・高コスト化が避けられなかった。
【０００５】この発明は、上記に鑑み、可聴帯域の周波
数の雑音が発生しないように工夫することによって、防
音設備による装置の大型化・高コスト化を招かないよう
に改善した、Ｘ線高電圧装置を提供することを目的とす
る。
数の雑音が発生しないように工夫することによって、防
音設備による装置の大型化・高コスト化を招かないよう
に改善した、Ｘ線高電圧装置を提供することを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、この発明によるＸ線高電圧装置においては、交流電
源に接続される整流・平滑手段と、該整流・平滑手段か
ら出力される直流出力をスイッチングして交流化するイ
ンバータ手段と、該交流出力が共振手段を経て入力され
る高圧変換手段と、変換された高圧の交流出力が入力さ
れる高圧整流・平滑手段と、Ｘ線管に出力される高圧の
直流出力の電圧を検出する手段と、検出電圧と設定電圧
との差分を増幅する手段と、一定周波数の三角波または
のこぎり波信号を発生する信号発生手段と、該三角波ま
たはのこぎり波信号と上記の差分信号とを比較して上記
インバータ手段のスイッチング幅を変化させることによ
り出力電圧のフィードバック制御を行なう手段とが備え
られることが特徴となっている。
め、この発明によるＸ線高電圧装置においては、交流電
源に接続される整流・平滑手段と、該整流・平滑手段か
ら出力される直流出力をスイッチングして交流化するイ
ンバータ手段と、該交流出力が共振手段を経て入力され
る高圧変換手段と、変換された高圧の交流出力が入力さ
れる高圧整流・平滑手段と、Ｘ線管に出力される高圧の
直流出力の電圧を検出する手段と、検出電圧と設定電圧
との差分を増幅する手段と、一定周波数の三角波または
のこぎり波信号を発生する信号発生手段と、該三角波ま
たはのこぎり波信号と上記の差分信号とを比較して上記
インバータ手段のスイッチング幅を変化させることによ
り出力電圧のフィードバック制御を行なう手段とが備え
られることが特徴となっている。
【０００７】出力電圧が検出され、設定値との差分が増
幅される。そのため、出力電圧と設定値との差が大きく
なれば大きな差分信号が得られ、逆に出力電圧と設定値
との差が小さければ小さな差分信号が得られる。この差
分信号と、一定周波数の三角波またはのこぎり波信号と
が比較されるので、その比較結果として、一定周波数
で、パルス幅が差分信号の大きさによって変化する信号
が得られる。この比較結果の信号でインバータ手段が制
御され、スイッチング幅が変化させられる。これによ
り、インバータ手段のスイッチング周波数を一定とし、
そのパルス幅を変化させることによる出力電圧のフィー
ドバック制御が行なわれることになる。このようにイン
バータ手段のスイッチング周波数は一定で、パルス幅変
調方式で出力電圧のフィードバック制御を行なうため、
小出力時でもインバータ手段のスイッチング周波数が可
聴周波数帯域にまで下降することがなく、人間の耳に障
る雑音の発生が抑えられる。
幅される。そのため、出力電圧と設定値との差が大きく
なれば大きな差分信号が得られ、逆に出力電圧と設定値
との差が小さければ小さな差分信号が得られる。この差
分信号と、一定周波数の三角波またはのこぎり波信号と
が比較されるので、その比較結果として、一定周波数
で、パルス幅が差分信号の大きさによって変化する信号
が得られる。この比較結果の信号でインバータ手段が制
御され、スイッチング幅が変化させられる。これによ
り、インバータ手段のスイッチング周波数を一定とし、
そのパルス幅を変化させることによる出力電圧のフィー
ドバック制御が行なわれることになる。このようにイン
バータ手段のスイッチング周波数は一定で、パルス幅変
調方式で出力電圧のフィードバック制御を行なうため、
小出力時でもインバータ手段のスイッチング周波数が可
聴周波数帯域にまで下降することがなく、人間の耳に障
る雑音の発生が抑えられる。
【０００８】
【発明の実施の形態】つぎに、この発明の実施の形態に
ついて図面を参照しながら詳細に説明する。図１におい
て、交流電源１０に接続された整流回路１１および平滑
回路１２によって商用交流が直流化され、その直流出力
がインバータ回路１３に送られる。インバータ回路１３
は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子
（たとえばＩＧＢＴなどからなる）３１〜３４と、これ
らスイッチング素子３１〜３４にそれぞれ逆方向に並列
的に接続された４個のダイオード３５〜３８とを含む。
このインバータ回路１３でスイッチングされることによ
り交流に変換された出力は共振コンデンサ１５および共
振インダクタンス１６を経て高圧トランス１７の一次側
コイルに供給される。この高圧トランス１７の二次側コ
イルには数十〜１５０ｋＶ程に昇圧された交流出力が現
われる。この高い電圧の交流出力は、高圧整流回路１８
および高圧平滑回路１９を経てふたたび直流化され、非
常に高い直流電圧としてＸ線管２０のアノード・カソー
ド間に印加される。
ついて図面を参照しながら詳細に説明する。図１におい
て、交流電源１０に接続された整流回路１１および平滑
回路１２によって商用交流が直流化され、その直流出力
がインバータ回路１３に送られる。インバータ回路１３
は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子
（たとえばＩＧＢＴなどからなる）３１〜３４と、これ
らスイッチング素子３１〜３４にそれぞれ逆方向に並列
的に接続された４個のダイオード３５〜３８とを含む。
このインバータ回路１３でスイッチングされることによ
り交流に変換された出力は共振コンデンサ１５および共
振インダクタンス１６を経て高圧トランス１７の一次側
コイルに供給される。この高圧トランス１７の二次側コ
イルには数十〜１５０ｋＶ程に昇圧された交流出力が現
われる。この高い電圧の交流出力は、高圧整流回路１８
および高圧平滑回路１９を経てふたたび直流化され、非
常に高い直流電圧としてＸ線管２０のアノード・カソー
ド間に印加される。
【０００９】この管電圧は管電圧検出回路５１により検
出され、誤差増幅回路５２に送られる。この誤差増幅回
路５２の他方の入力には管電圧設定器（図示しない）か
ら設定管電圧値を表わす信号が送られてきており、この
誤差増幅回路５２はそれら２つの入力信号の差分信号Ｅ
を増幅して出力する。この差分信号は比較回路５３、５
４に送られる。三角波発生回路５５は１５ｋＨｚ以上の
可聴領域を超える一定の周波数の三角波信号を常時発生
しており、この三角波信号が、反転回路５６を経て比較
回路５３に、およびそのまま比較回路５４にそれぞれ送
られる。
出され、誤差増幅回路５２に送られる。この誤差増幅回
路５２の他方の入力には管電圧設定器（図示しない）か
ら設定管電圧値を表わす信号が送られてきており、この
誤差増幅回路５２はそれら２つの入力信号の差分信号Ｅ
を増幅して出力する。この差分信号は比較回路５３、５
４に送られる。三角波発生回路５５は１５ｋＨｚ以上の
可聴領域を超える一定の周波数の三角波信号を常時発生
しており、この三角波信号が、反転回路５６を経て比較
回路５３に、およびそのまま比較回路５４にそれぞれ送
られる。
【００１０】この反転されない三角波信号Ａは比較回路
５４において上記の差分信号Ｅと比較され、三角波信号
Ａが差分信号Ｅより低いときハイ（Ｈｉｇｈ）となる信
号を生じる。反転された三角波信号Ｂは比較回路５３に
おいて差分信号Ｅと比較されて、三角波信号Ｂが差分信
号Ｅを超えているときに、比較回路５３からハイの信号
が生じる。これらの比較回路５３、５４の出力は、反転
回路５７、５８を経て、あるいはそれらを経ずに直接、
駆動信号発生回路４１〜４４に送られて、スイッチング
素子３１〜３４の各々を駆動する信号が得られる。駆動
信号発生回路４１〜４４では、入力信号がハイのときに
スイッチング素子がオンとなるような駆動信号を生じ
る。
５４において上記の差分信号Ｅと比較され、三角波信号
Ａが差分信号Ｅより低いときハイ（Ｈｉｇｈ）となる信
号を生じる。反転された三角波信号Ｂは比較回路５３に
おいて差分信号Ｅと比較されて、三角波信号Ｂが差分信
号Ｅを超えているときに、比較回路５３からハイの信号
が生じる。これらの比較回路５３、５４の出力は、反転
回路５７、５８を経て、あるいはそれらを経ずに直接、
駆動信号発生回路４１〜４４に送られて、スイッチング
素子３１〜３４の各々を駆動する信号が得られる。駆動
信号発生回路４１〜４４では、入力信号がハイのときに
スイッチング素子がオンとなるような駆動信号を生じ
る。
【００１１】さらに図２を用いて説明する。図２の期間
６１では、図２の（ａ）に示すように反転された三角波
信号Ｂが差分信号Ｅよりも大きいため、比較回路５３の
出力はハイとなっており、そのため駆動信号発生回路４
１を経て駆動されるスイッチング素子３１は図２の
（ｃ）で示すようにオンになっている。スイッチング素
子３２は、比較回路５３の出力を反転した信号で駆動さ
れるので、図２の（ｄ）で示すようにオフになってい
る。また、この期間６１では、反転されない三角波信号
Ａは図２の（ｂ）で示すように差分信号Ｅよりも小さい
ため、比較回路５４の出力はハイになっており、その結
果、スイッチング素子３４は図２の（ｆ）で示すように
オン、スイッチング素子３３は図２の（ｅ）で示すよう
にオフになっている。
６１では、図２の（ａ）に示すように反転された三角波
信号Ｂが差分信号Ｅよりも大きいため、比較回路５３の
出力はハイとなっており、そのため駆動信号発生回路４
１を経て駆動されるスイッチング素子３１は図２の
（ｃ）で示すようにオンになっている。スイッチング素
子３２は、比較回路５３の出力を反転した信号で駆動さ
れるので、図２の（ｄ）で示すようにオフになってい
る。また、この期間６１では、反転されない三角波信号
Ａは図２の（ｂ）で示すように差分信号Ｅよりも小さい
ため、比較回路５４の出力はハイになっており、その結
果、スイッチング素子３４は図２の（ｆ）で示すように
オン、スイッチング素子３３は図２の（ｅ）で示すよう
にオフになっている。
【００１２】したがって、この期間６１では、図３のよ
うな状態となっており、整流回路１１および平滑回路１
２からの直流出力は、点線７１のように共振コンデンサ
１５、共振インダクタンス１６および高圧トランス１７
の一次側コイルに流れることになる。
うな状態となっており、整流回路１１および平滑回路１
２からの直流出力は、点線７１のように共振コンデンサ
１５、共振インダクタンス１６および高圧トランス１７
の一次側コイルに流れることになる。
【００１３】つぎの期間６２では、反転された三角波信
号Ｂが図２の（ａ）に示すように差分信号Ｅよりも低く
なるため、比較回路５３の出力はロー（Ｌｏｗ）とな
り、スイッチング素子３１は図２の（ｃ）に示すように
オフとなり、スイッチング素子３２は図２の（ｄ）に示
すようにオンとなる。この期間６２では、反転されない
三角波信号Ａは図２の（ｂ）で示すようにまだ差分信号
Ｅよりも小さいため、期間６１と同様に、スイッチング
素子３４は図２の（ｆ）で示すようにオン、スイッチン
グ素子３３は図２の（ｅ）で示すようにオフになってい
る。
号Ｂが図２の（ａ）に示すように差分信号Ｅよりも低く
なるため、比較回路５３の出力はロー（Ｌｏｗ）とな
り、スイッチング素子３１は図２の（ｃ）に示すように
オフとなり、スイッチング素子３２は図２の（ｄ）に示
すようにオンとなる。この期間６２では、反転されない
三角波信号Ａは図２の（ｂ）で示すようにまだ差分信号
Ｅよりも小さいため、期間６１と同様に、スイッチング
素子３４は図２の（ｆ）で示すようにオン、スイッチン
グ素子３３は図２の（ｅ）で示すようにオフになってい
る。
【００１４】そのため、この期間６２においては、図４
に示すようにスイッチング素子３１、３３がオフで、ス
イッチング素子３２、３４がオンになっている。そこ
で、この期間６２では、共振コンデンサ１５、共振イン
ダクタンス１６の共振回路に蓄積されたエネルギーの放
電により、オンとなっているスイッチング素子３４およ
びダイオード３６を通じて点線７３で示すようにループ
電流が流れ、続いて、オンとなっているスイッチング素
子３２およびダイオード３８を通じて点線７４で示すよ
うなループ電流が流れる。以降、これを繰り返す。
に示すようにスイッチング素子３１、３３がオフで、ス
イッチング素子３２、３４がオンになっている。そこ
で、この期間６２では、共振コンデンサ１５、共振イン
ダクタンス１６の共振回路に蓄積されたエネルギーの放
電により、オンとなっているスイッチング素子３４およ
びダイオード３６を通じて点線７３で示すようにループ
電流が流れ、続いて、オンとなっているスイッチング素
子３２およびダイオード３８を通じて点線７４で示すよ
うなループ電流が流れる。以降、これを繰り返す。
【００１５】つぎに期間６３で、図２の（ｂ）で示すよ
うに反転されない三角波信号Ａが差分信号Ｅよりも大き
くなると、比較回路５４の出力がローになる。そのた
め、図２の（ｆ）で示すようにスイッチング素子３４が
オフになるとともに図２の（ｅ）で示すようにスイッチ
ング素子３３がオンになる。このとき、反転された三角
波信号Ｂは図２の（ａ）に示すようにまだ差分信号Ｅよ
りも低いため、比較回路５３の出力はローであり、スイ
ッチング素子３１は図２の（ｃ）に示すようにオフのま
まであり、スイッチング素子３２は図２の（ｄ）に示す
ようにオンのままである。
うに反転されない三角波信号Ａが差分信号Ｅよりも大き
くなると、比較回路５４の出力がローになる。そのた
め、図２の（ｆ）で示すようにスイッチング素子３４が
オフになるとともに図２の（ｅ）で示すようにスイッチ
ング素子３３がオンになる。このとき、反転された三角
波信号Ｂは図２の（ａ）に示すようにまだ差分信号Ｅよ
りも低いため、比較回路５３の出力はローであり、スイ
ッチング素子３１は図２の（ｃ）に示すようにオフのま
まであり、スイッチング素子３２は図２の（ｄ）に示す
ようにオンのままである。
【００１６】その結果、この期間６３では、図５に示す
ように、オンとなっているスイッチング素子３３、３２
を通じて、整流回路１１および平滑回路１２からの直流
出力が、点線７５のように共振コンデンサ１５、共振イ
ンダクタンス１６および高圧トランス１７の一次側コイ
ルに流れることになる。なお、この期間６３で流れる電
流の方向は、期間６１において流れた電流の方向とは逆
となっている。
ように、オンとなっているスイッチング素子３３、３２
を通じて、整流回路１１および平滑回路１２からの直流
出力が、点線７５のように共振コンデンサ１５、共振イ
ンダクタンス１６および高圧トランス１７の一次側コイ
ルに流れることになる。なお、この期間６３で流れる電
流の方向は、期間６１において流れた電流の方向とは逆
となっている。
【００１７】その後の期間６４では、期間６２と同じよ
うに、反転された三角波信号Ｂが差分信号Ｅよりも低
く、反転されない三角波信号Ａが差分信号Ｅよりも低く
なっており、そのため、図２の（ｃ），（ｄ），
（ｅ），（ｆ）で示すようにスイッチング素子３１、３
３がオフ、スイッチング素子３２、３４がオンとなって
いる。
うに、反転された三角波信号Ｂが差分信号Ｅよりも低
く、反転されない三角波信号Ａが差分信号Ｅよりも低く
なっており、そのため、図２の（ｃ），（ｄ），
（ｅ），（ｆ）で示すようにスイッチング素子３１、３
３がオフ、スイッチング素子３２、３４がオンとなって
いる。
【００１８】そのため、、この期間６４では、図６に示
すように、オンとなっているスイッチング素子３２とダ
イオード３８とによりループが形成されるため、点線７
８で示すようなループ電流が流れ、続いて、オンとなっ
ているスイッチング素子３４とダイオード３６とにより
ループが形成されるため、点線７８で示すようなループ
電流が流れる。以降、これを繰り返す。
すように、オンとなっているスイッチング素子３２とダ
イオード３８とによりループが形成されるため、点線７
８で示すようなループ電流が流れ、続いて、オンとなっ
ているスイッチング素子３４とダイオード３６とにより
ループが形成されるため、点線７８で示すようなループ
電流が流れる。以降、これを繰り返す。
【００１９】このような期間６１〜６４がくりかえさ
れ、高圧トランス１７の一次側コイルには交互に反転す
る電流が供給されることになる。定常状態になっている
ときは、管電圧の設定値と管電圧検出回路５１で検出し
た検出値とはほぼ一致しているが、誤差増幅回路５２の
増幅率は十分に大きなものとされているため、図２の
（ａ），（ｂ）で示すように一定レベルの差分信号Ｅが
生じることになる。
れ、高圧トランス１７の一次側コイルには交互に反転す
る電流が供給されることになる。定常状態になっている
ときは、管電圧の設定値と管電圧検出回路５１で検出し
た検出値とはほぼ一致しているが、誤差増幅回路５２の
増幅率は十分に大きなものとされているため、図２の
（ａ），（ｂ）で示すように一定レベルの差分信号Ｅが
生じることになる。
【００２０】定常状態から管電圧の設定値が上昇した場
合、管電圧の検出値と設定管電圧値との差が小さくなる
ため、誤差増幅回路５２の出力レベルＥが定常状態より
も小さなものとなる。その結果、スイッチング素子３
１、３４が同時にオンになる期間６１の時間と、スイッ
チング素子３２、３３が同時にオンになる期間６３の時
間とが長くなる。これにより、整流回路１１および平滑
回路１２側から電流供給される期間が、正側および負側
とも長くなり、これを高圧トランス１７で昇圧し整流・
平滑した直流電圧が高くなって、管電圧が上昇する。
合、管電圧の検出値と設定管電圧値との差が小さくなる
ため、誤差増幅回路５２の出力レベルＥが定常状態より
も小さなものとなる。その結果、スイッチング素子３
１、３４が同時にオンになる期間６１の時間と、スイッ
チング素子３２、３３が同時にオンになる期間６３の時
間とが長くなる。これにより、整流回路１１および平滑
回路１２側から電流供給される期間が、正側および負側
とも長くなり、これを高圧トランス１７で昇圧し整流・
平滑した直流電圧が高くなって、管電圧が上昇する。
【００２１】逆に定常状態から管電圧の設定値が下降し
た場合、管電圧の検出値が設定管電圧値よりも小さくな
るため、誤差増幅回路５２の出力レベルＥが定常状態よ
りも大きなものとなり、スイッチング素子３１、３４が
同時にオンになる期間６１の時間と、スイッチング素子
３２、３３が同時にオンになる期間６３の時間とが短く
なる。これにより、整流回路１１および平滑回路１２側
から電流供給される期間が、正側および負側とも短くな
り、これを高圧トランス１７で昇圧し整流・平滑した直
流電圧が低くなって、管電圧が下降する。
た場合、管電圧の検出値が設定管電圧値よりも小さくな
るため、誤差増幅回路５２の出力レベルＥが定常状態よ
りも大きなものとなり、スイッチング素子３１、３４が
同時にオンになる期間６１の時間と、スイッチング素子
３２、３３が同時にオンになる期間６３の時間とが短く
なる。これにより、整流回路１１および平滑回路１２側
から電流供給される期間が、正側および負側とも短くな
り、これを高圧トランス１７で昇圧し整流・平滑した直
流電圧が低くなって、管電圧が下降する。
【００２２】このように、管電圧を検出し、これと設定
値との差に基づいてパルス幅変調を行なうことにより、
管電圧が設定値となるようにフィードバック制御してお
り、インバータの駆動周波数は一定であるため、小出力
時でもインバータの周波数が可聴周波数帯域にまで下降
することがなく、人間の耳に障る雑音の発生が抑えられ
る。その結果、防音カバーを施したりする防音対策は簡
易なものでよくなり、小型化および低コスト化を図るこ
とができる。
値との差に基づいてパルス幅変調を行なうことにより、
管電圧が設定値となるようにフィードバック制御してお
り、インバータの駆動周波数は一定であるため、小出力
時でもインバータの周波数が可聴周波数帯域にまで下降
することがなく、人間の耳に障る雑音の発生が抑えられ
る。その結果、防音カバーを施したりする防音対策は簡
易なものでよくなり、小型化および低コスト化を図るこ
とができる。
【００２３】なお、上記の実施形態では、共振コンデン
サ１５と共振インダクタンス１６とを高圧トランス１７
の一次側コイルに対して直列に接続して直列共振回路を
構成したが、共振コンデンサ１５と共振インダクタンス
１６とを高圧トランス１７の一次側コイルに対して並列
に接続して並列共振回路を構成することもできる。ま
た、共振インダクタンス１６は高圧トランス１７の一次
側コイルのインダクタンス分を用いることも可能であ
る。さらに三角波発生回路５５の代わりにのこぎり波発
生回路を用いてもよい。その他、この発明の要旨を変更
しない範囲で種々に変更できることはもちろんである。
サ１５と共振インダクタンス１６とを高圧トランス１７
の一次側コイルに対して直列に接続して直列共振回路を
構成したが、共振コンデンサ１５と共振インダクタンス
１６とを高圧トランス１７の一次側コイルに対して並列
に接続して並列共振回路を構成することもできる。ま
た、共振インダクタンス１６は高圧トランス１７の一次
側コイルのインダクタンス分を用いることも可能であ
る。さらに三角波発生回路５５の代わりにのこぎり波発
生回路を用いてもよい。その他、この発明の要旨を変更
しない範囲で種々に変更できることはもちろんである。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明のＸ線高
電圧装置によれば、インバータの周波数を一定としてパ
ルス幅変調方式で管電圧のフィードバック制御を行なっ
ているため、小出力時にもインバータの周波数が可聴周
波数帯域にまで下降することがなく、人間に耳障わりな
雑音の発生を抑え、簡易な防音対策で済ますことがで
き、小型化および低コスト化を図ることができる。
電圧装置によれば、インバータの周波数を一定としてパ
ルス幅変調方式で管電圧のフィードバック制御を行なっ
ているため、小出力時にもインバータの周波数が可聴周
波数帯域にまで下降することがなく、人間に耳障わりな
雑音の発生を抑え、簡易な防音対策で済ますことがで
き、小型化および低コスト化を図ることができる。
【図１】この発明の実施の形態を示すブロック図。
【図２】図１の各部の波形を示すタイムチャート。
【図３】図２の期間６１での電流経路を示す等価回路
図。
図。
【図４】図２の期間６２での電流経路を示す等価回路
図。
図。
【図５】図２の期間６３での電流経路を示す等価回路
図。
図。
【図６】図２の期間６４での電流経路を示す等価回路
図。
図。
１０ 交流電源 １１ 整流回路 １２ 平滑回路 １３ インバータ回路 １５ 共振コンデンサ １６ 共振インダクタンス １７ 高圧トランス １８ 高圧整流回路 １９ 高圧平滑回路 ２０ Ｘ線管 ３１〜３４ スイッチング素子 ３５〜３８ ダイオード ４１〜４４ 駆動信号発生回路 ５１ 管電圧検出回路 ５２ 誤差増幅回路 ５３、５４ 比較回路 ５５ 三角波発生回路 ５６〜５８ 反転回路
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源に接続される整流・平滑手段
と、該整流・平滑手段から出力される直流出力をスイッ
チングして交流化するインバータ手段と、該交流出力が
共振手段を経て入力される高圧変換手段と、変換された
高圧の交流出力が入力される高圧整流・平滑手段と、Ｘ
線管に出力される高圧の直流出力の電圧を検出する手段
と、検出電圧と設定電圧との差分を増幅する手段と、一
定周波数の三角波またはのこぎり波信号を発生する信号
発生手段と、該三角波またはのこぎり波信号と上記の差
分信号とを比較して上記インバータ手段のスイッチング
幅を変化させることにより出力電圧のフィードバック制
御を行なう手段とを備えることを特徴とするＸ線高電圧
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35361895A JPH09190898A (ja) | 1995-12-31 | 1995-12-31 | Ｘ線高電圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35361895A JPH09190898A (ja) | 1995-12-31 | 1995-12-31 | Ｘ線高電圧装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09190898A true JPH09190898A (ja) | 1997-07-22 |
Family
ID=18432071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35361895A Pending JPH09190898A (ja) | 1995-12-31 | 1995-12-31 | Ｘ線高電圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09190898A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007004565A1 (ja) * | 2005-07-01 | 2007-01-11 | Hitachi Medical Corporation | 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 |
| JP2008186774A (ja) * | 2007-01-31 | 2008-08-14 | Rigaku Corp | バイアス電圧制御回路およびこれを用いたｘ線発生装置 |
| CN101965093A (zh) * | 2010-08-03 | 2011-02-02 | 深圳市蓝韵实业有限公司 | 一种高压发生器校准方法 |
| CN101754560B (zh) | 2008-12-12 | 2012-05-23 | 东软飞利浦医疗设备系统有限责任公司 | 栅格调制装置 |
| CN102781154A (zh) * | 2012-08-03 | 2012-11-14 | 合肥美亚光电技术股份有限公司 | 混合模式x射线的产生方法及混合模式x射线发生装置 |
-
1995
- 1995-12-31 JP JP35361895A patent/JPH09190898A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007004565A1 (ja) * | 2005-07-01 | 2007-01-11 | Hitachi Medical Corporation | 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 |
| US7928600B2 (en) | 2005-07-01 | 2011-04-19 | Hitachi Medical Corporation | Power source device and magnetic resonance imaging apparatus using the same |
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