JP2000312479A - 電源装置および放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 １スイッチングサイクル中に存在する複数の
共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するために生
じる大きな出力リップルを低減する。 【解決手段】 交流電源ＡＣ、整流回路ＤＢ、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２、コ
ンデンサＣ１０、インダクタＬ１１、コンデンサＣ１
１、負荷ＬＤおよびコンデンサＣ１２により成る電源装
置に対して、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点とコンデン
サＣ１１との間に介設されるコンデンサＣ１３と、これ
と並列接続されるスイッチＳ１０と、コンデンサＣ１２
に直列に介設されてコンデンサＣ１２とともにダイオー
ドＤ２と並列接続され、コンデンサＣ１２を流れる電流
の検出を行う電流検出回路１０と、この検出結果に応じ
てスイッチＳ１０のオン／オフ制御を行う制御回路１１
とを具備した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電流の高調波
歪みを低減し、入力電力の高力率化を実現する電源装置
に関し、特にメタルハライド灯および高圧ナトリウム灯
などの高輝度放電灯（以下、単にＨＩＤ：high intensi
ty discharge lamp ）、または蛍光灯などの放電灯に好
適な電源装置および放電灯点灯装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチング素子を用いた電力変
換装置には、入力電流の高調波歪みを低減し、入力の高
力率化を図る手段として、商用交流電源を全波整流し、
いわゆる昇圧型チョッパ回路で入力電流波形を商用交流
電源に略比例した波形としながら、直流電圧を発生する
前置変換回路を付加し、その直流電圧を入力とし、主変
換回路で負荷への所望の電力を供給する方式が従来より
あった。例えば、蛍光灯の高周波点灯装置では、昇圧型
チヨッハ回路およびイバータ回路の構成となる。

【０００３】しかしながら、入力電流高調波を低減させ
るために付加した前置変換回路（昇圧チョッパ回路）は
部品点数が多く、結果的に装置が大型になり、その価格
が上昇する。

【０００４】このため、昇圧型チヨッハ回路およびイバ
ータ回路の構成に対し、部品点数を減らしてコストの低
減が可能な方式が種々提案されている。

【０００５】図１７は電流源型チャージポンプ方式（Ｃ
ＳＣＰ：current source type charge pump）を採用す
る従来の電源装置の構成図である（特開平５−３８１６
１号公報参照）。

【０００６】図１７に示す電源装置１PAには、交流電源
ＡＣと、この交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に
整流する整流回路ＤＢと、この整流回路ＤＢの正極性出
力端子に対して順方向にアノードが接続されるダイオー
ドＤ１と、このダイオードＤ１のカソードに対して順方
向にアノードが接続されるダイオードＤ２と、このダイ
オードＤ２のカソードと整流回路ＤＢの負極性出力端子
との間に接続される平滑用のコンデンサＣ１と、このコ
ンデンサＣ１の両端間に直列接続され、コンデンサＣ１
から得られる直流電力を高周波電力に変換する一対のＦ
ＥＴＱ１，Ｑ２とが具備されている。ただし、ＦＥＴＱ
１，Ｑ２は、それぞれ逆並列接続される寄生ダイオード
を有し、図略の制御回路によって交互にオン／オフされ
る。

【０００７】また、電源装置１PAには、ＦＥＴＱ１，Ｑ
２から高周波電力が供給される負荷ＬＤおよび直列共振
回路などが具備されている。図１７の例では、ＦＥＴＱ
１，Ｑ２の接続点に一端が接続される直流カップリング
用のコンデンサＣ１０と、このコンデンサＣ１０の他端
に一端が接続される共振用のインダクタＬ１１と、この
インダクタＬ１１の他端とダイオードＤ１，Ｄ２の接続
点との間に接続され、インダクタＬ１１とともに上記直
列共振回路を構成する共振用のコンデンサＣ１１と、こ
のコンデンサＣ１１と並列接続される負荷ＬＤとが具備
されている。

【０００８】さらに、電源装置１PAには、ダイオードＤ
２と並列接続され、交流電源ＡＣからの入力電流の歪み
を改善するためのコンデンサＣ１２が具備されている。

【０００９】図１８は図１７に示すＦＥＴの１スイッチ
ングサイクルにおける電流の流れるモードが変化する様
子を示す図である。ただし、図１８における（ａ）〜
（ｆ）に示すモードをそれぞれモードＭ１〜Ｍ６とす
る。

【００１０】図１８において、ＦＥＴＱ１，Ｑ２が交互
にオン／オフすることにより、コンデンサＣ１に充電さ
れた直流電圧が高周波電圧に変換される。このとき、Ｆ
ＥＴＱ１，Ｑ２の１スイッチングサイクルにおいて、６
つのモードが存在し、モードＭ２，Ｍ３で、交流電源Ａ
Ｃから入力電流が引き込まれ、各モードの時間が入力電
圧に応じて変化する。これにより、上記のような簡易な
構成で、入力力率を高め、入力電流の高調波を抑制する
ことができる。

【００１１】電源装置１PAでは、コンデンサＣ１２は、
直列共振回路の共振電流の働きによって充放電される。
コンデンサＣ１２の電圧レベルがコンデンサＣ１の平滑
電圧Ｖ_C1から入力電圧の整流後の電圧Ｖ_DBを引いたレベ
ルになると、ダイオードＤ１がオンして共振電流が交流
電源ＡＣを介して流れ、コンデンサＣ１２が充電されな
くなる。また、共振電流が反転すると、コンデンサＣ１
２の放電が始まり、電圧レベルが平滑電圧Ｖ_C1から電圧
Ｖ_DBを引いたレベルからゼロまで減少し、この後、ダイ
オードＤ２が導通してコンデンサＣ１２の放電が止ま
る。

【００１２】図１９は図１７に示す電源装置の等価回路
である。この等価回路は、上記モードに着目して作成さ
れたもので、ＦＥＴのスイッチング周波数では、交流電
源ＡＣおよびコンデンサＣ１，Ｃ１０のインピーダンス
が十分に小さいとみなし、共振動作に関与する回路を抜
き出したものである。図１９において、ＡＣ_HFはＦＥＴ
Ｑ１，Ｑ２によって得られる高周波電源を示し、スイッ
チＳ１はダイオードＤ１，Ｄ２の導通状態を示す。

【００１３】ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２のオン／オ
フによって、図１９（ｂ）に示すように、コンデンサＣ
１２の充放電期間における第１共振系（ダイオードＤ
１，Ｄ２の双方がオフ）と、図１９（ｃ）に示すよう
に、充放電期間外における第２共振系（ダイオードＤ
１，Ｄ２のどちらかがオン）との２つの共振特性が存在
するのが分かる。つまり、図１８（ａ），（ｄ）に示す
ように、ダイオードＤ１，Ｄ２の双方がオフの状態であ
ると、コンデンサＣ１２に電流が流れ、図１９（ａ）の
回路においてコンデンサＣ１２が等価回路に接続された
状態、すなわちスイッチＳ１がオフの状態になる一方、
図１８（ｂ），（ｃ），（ｅ），（ｆ）のように、ダイ
オードＤ１，Ｄ２のどちらかが導通すると、コンデンサ
Ｃ１２に電流が流れないから、図１９（ａ）の回路にお
いてコンデンサＣ１２が等価回路に接続されない状態、
すなわちスイッチＳ１がオンの状態になる。

【００１４】従って、第１共振系では、インダクタＬ１
１と、並列接続のコンデンサＣ１１および負荷ＬＤと、
コンデンサＣ１２との経路の両端に高周波電源ＡＣ_HFが
接続されることになる一方、第２共振系では、インダク
タＬ１１と、並列接続のコンデンサＣ１１および負荷Ｌ
Ｄとの経路の両端に高周波電源ＡＣ_HFが接続されること
になる。これにより、第１および第２共振系は、コンデ
ンサＣ１２の有無によって、それぞれ固有の共振周波数
を有することになるのである。

【００１５】図２０は電圧源型チャージポンプ方式（Ｖ
ＳＣＰ：voltage source type charge pump ）を採用す
る従来の電源装置の構成図である（特開平４−１９３０
６７号公報参照）。

【００１６】図２０に示す電源装置４PAは、コンデンサ
Ｃ１１がインダクタＬ１１と整流回路ＤＢの負極性出力
端子との間に接続され、コンデンサＣ１２がインダクタ
Ｌ１１およびコンデンサＣ１１の接続点とダイオードＤ
１，Ｄ２の接続点との間に接続されている以外は、図１
７に示す電源装置１PAと同じ回路配置となっている。

【００１７】この電源装置４PAは、負荷印加電圧の高周
波振幅によりコンデンサＣ１２を充放電し、簡易な構成
で入力電流を高周波で引き込んで入力力率を高めるもの
である。

【００１８】この場合も電源装置１PAと同様に、ＦＥＴ
Ｑ１，Ｑ２の１スイッチングサイクル中に６つのモード
が存在し、図２１（ｂ）に示す第１共振系と図２１
（ｃ）に示す第２共振系との２つの共振特性が存在す
る。

【００１９】ダイオードＤ１またはＤ２が導通したとき
は、コンデンサＣ１２がコンデンサＣ１１と並列に接続
され（Ｓ１オン）、インダクタＬ１１および負荷ＬＤを
含む共振負荷回路は、インダクタＬ１１、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２および負荷ＬＤにより構成される（第１共
振系）。一方、ダイオードＤ１およびＤ２が不導通のと
きは、コンデンサＣ１２を含まない（Ｓ１オフ）共振負
荷回路は、インダクタＬ１１、コンデンサＣ１１および
負荷ＬＤにより構成される（第２共振系）。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源装置１PA，２PAでは、出力波形に大きなリップ
ルが生じるという課題がある。以下、この課題について
説明する。

【００２１】図２２は第１および第２共振系の周波数特
性例を示す図、図２３は交流電源の電圧レベルで変化す
る第１および第２共振系の期間を示す図である。ただ
し、図２２において、Ａ１，Ａ２はそれぞれ第１，第２
共振系の周波数特性を示す。また、図２３において、Ｖ
_ACは交流電源ＡＣの電圧波形を示し、Ｉ_C12 はコンデン
サＣ１２を流れる電流波形を示す。さらに、図２３
（ｂ）は（ａ）に示す電圧Ｖ _ACのピーク付近の拡大図
で、図２３（ｃ）は（ａ）に示す電圧Ｖ_ACのゼロボルト
付近の拡大図である。

【００２２】ここで、図２２から、動作周波数（スイッ
チング周波数）をｆ１またはｆ２とすれば、第１および
第２共振系Ａ１，Ａ２において負荷出力が相違するのが
分かる。また、図２３から、電圧Ｖ_ACのピーク付近では
第２共振系Ａ２の割合が大きく，逆にゼロクロス付近で
は第１共振系Ａ１の割合が大きくなる。このように、第
１，第２共振系では負荷出力に差が生じ、それぞれの時
間が入力電圧Ｖ_ACに応じて変化して出力波形に大きなリ
ップルが生じる。

【００２３】図２４にこのような大きなリップルが生じ
る出力波形例を示す。ただし、図２４（ａ）はゼロクロ
ス付近でリップルが大きくなる場合の例を示し、（ｂ）
は電圧Ｖ_ACのピーク付近でリップルが大きくなる場合の
例を示す。また、Ｉ_ACは交流電源ＡＣからの入力電流の
波形を示す。このような大きなリップルは、負荷ＬＤが
例えば放電灯である場合、その放電灯の寿命に悪影響を
与え、また大きすぎると、再点弧によるチラツキなどが
発生してしまう。

【００２４】図２５はこのような課題を解決するための
調整を施した電源装置の入出力特性を示す図である。例
えば、動作周波数を図２２に示すｆ０に設定して、第
１，第２共振系による出力が同一になるようにすれば、
図２５に示すように、出力リップルをある程度改善する
ことができる。しかしながら、このような方法では、設
計ポイントが非常に限られたものとなり、設計の自由度
が損なわれてしまう。また、図２２に示すｆ０に動作周
波数を設定したとしても、負荷による変動が生じると、
その設定ポイントがずれてしまい、この結果、大きなリ
ップルが出力波形に生じることになる。

【００２５】また、電源装置４PAでも、電源装置１PAと
同様に、第１および第２共振系の時間が入力電圧に応じ
て変化するので、出力波形には、図２４に示すような入
力電圧に応じて変動する大きなリップルが生じる。

【００２６】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
であり、１スイッチングサイクル中に存在する複数の共
振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するために生じ
る大きな出力リップルを低減し得る電源装置および放電
灯点灯装置を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に請求項１記載の発明の電源装置は、交流電源と、前記
交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流回路
と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行う平滑用
コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング素子を有
し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得られる直流
電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、前記高
周波電力を受けて負荷に電力を供給する共振回路を含む
負荷回路と、前記負荷回路内の一部に接続され、前記交
流電源からの入力電流の歪みを改善するものであって、
前記負荷回路の高周波電流および電圧の振動によって充
放電の動作を行い、その充放電の電流が前記交流電源の
電圧レベルに応じて変化し、その充放電の作用によって
前記整流回路から前記負荷回路の一部を通じて高周波電
流を引き込む第１コンデンサとを備え、前記充放電が行
われる場合の第１共振系と行われない場合の第２共振系
との２つの共振特性を有する電源装置であって、前記共
振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす第２コ
ンデンサと、前記第２コンデンサに直列または並列に設
けられるスイッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手
段のオン／オフによって前記第１または第２共振系の共
振特性を変化させ、これらの共振特性の動作周波数での
出力差を小さくするのである。

【００２８】この構成では、第１および第２共振系の動
作周波数での出力差が小さくなるので、出力波形におけ
るリップルが低減するようになる。この結果、１スイッ
チングサイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が
入力電圧に応じて変化するために生じる大きな出力リッ
プルを低減することが可能となる。

【００２９】請求項２記載の発明の電源装置は、交流電
源と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流す
る整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を
行う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチン
グ素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得
られる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、負荷を有し、前記高周波電力を受けて前記負荷に電
力を供給する共振回路と、前記共振回路内のノードに接
続されるとともに一端が前記整流回路の出力端子に接続
され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改善するも
のであって、前記共振回路の高周波電流および電圧の振
動によって充放電の動作を行い、その充放電の電流が前
記交流電源の電圧レベルに応じて変化し、その充放電の
作用によって前記整流回路から前記共振回路の一部を通
じて高周波電流を引き込む第１コンデンサと、前記第１
コンデンサの一端と前記平滑用コンデンサとの間に挿入
される整流素子とを備え、前記充放電が行われる場合の
第１共振系と行われない場合の第２共振系との２つの共
振特性を有する電源装置であって、前記共振回路を流れ
る電流で高周波電圧の振動を起こす第２コンデンサと、
前記第２コンデンサに直列または並列に設けられるスイ
ッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手段のオン／オ
フによって前記第１または第２共振系の共振特性を変化
させ、これらの共振特性の動作周波数での出力差を小さ
くするものである。

【００３０】この構成では、第１および第２共振系の動
作周波数での出力差が小さくなるので、出力波形におけ
るリップルが低減するようになる。この結果、１スイッ
チングサイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が
入力電圧に応じて変化するために生じる大きな出力リッ
プルを低減することが可能となる。

【００３１】請求項３記載の発明の電源装置は、交流電
源と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流す
る整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を
行う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチン
グ素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得
られる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップ
リングコンデンサを有し、一端が前記インバータ回路の
出力端子に接続されるとともに他端が前記整流回路の出
力端子に接続され、前記高周波電力を受けて負荷に電力
を供給する共振回路と、前記共振回路の他端と前記整流
回路の出力端子との接続ノードに一端が接続されるとと
もに前記平滑用コンデンサの一端に他端が接続され、前
記交流電源からの入力電流の歪みを改善する第１コンデ
ンサと、前記接続ノードと前記平滑用コンデンサとの間
に挿入されるダイオードとを備え、前記共振インダク
タ、共振コンデンサ、負荷のインピーダンスおよび第１
コンデンサによる第１共振系と前記共振インダクタ、共
振コンデンサおよび負荷のインピーダンスによる第２共
振系との２つの共振特性を有する電源装置であって、前
記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす第
２コンデンサと、前記第２コンデンサと並列に設けられ
るスイッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手段のオ
ン／オフによって前記第１または第２共振系の共振特性
を変化させ、これら共振特性の出力差を小さくするもの
である。

【００３２】この構成では、第１および第２共振系の出
力差が小さくなるので、出力波形におけるリップルが低
減するようになる。この結果、１スイッチングサイクル
中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じ
て変化するために生じる大きな出力リップルを低減する
ことが可能となる。

【００３３】請求項４記載の発明の電源装置は、交流電
源と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流す
る整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を
行う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチン
グ素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得
られる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップ
リングコンデンサを有し、前記インバータの出力端子に
一端が接続されるとともに前記平滑用コンデンサの一端
に他端が接続され、前記高周波電力を受けて負荷に電力
を供給する共振回路と、前記共振回路内のノードと前記
整流回路の出力端子との間に接続され、前記交流電源か
らの入力電流の歪みを改善する第１コンデンサと、この
第１コンデンサが接続された前記整流回路の出力端子と
前記平滑用コンデンサとの間に挿入されるダイオードと
を備え、前記共振インダクタ、共振コンデンサ、負荷の
インピーダンスおよび第１コンデンサによる第１共振系
と前記共振インダクタ、共振コンデンサおよび負荷のイ
ンピーダンスによる第２共振系との２つの共振特性を有
する電源装置であって、前記共振回路を流れる電流で高
周波電圧の振動を起こす第２コンデンサと、前記第２コ
ンデンサに直列または並列に設けられるスイッチ手段と
をさらに備え、前記スイッチ手段のオン／オフによって
前記第１または第２共振系の共振特性を変化させ、これ
ら共振特性の出力差を小さくするものである。

【００３４】この構成では、第１および第２共振系の出
力差が小さくなるので、出力波形におけるリップルが低
減するようになる。この結果、１スイッチングサイクル
中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じ
て変化するために生じる大きな出力リップルを低減する
ことが可能となる。

【００３５】なお、前記第１コンデンサの容量と前記第
２コンデンサの容量との比は１０倍以内である構成でも
よい（請求項５）。この構成でも、１スイッチングサイ
クル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に
応じて変化するために生じる大きな出力リップルを低減
することが可能となる。

【００３６】また、前記スイッチ手段はダイオードでも
よい（請求項６）。この構成でも、１スイッチングサイ
クル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に
応じて変化するために生じる大きな出力リップルを低減
することが可能となる。

【００３７】また、前記共振回路内には共振コンデンサ
および直流カップリングコンデンサが含まれ、前記第２
コンデンサの容量は前記共振コンデンサの容量よりも大
きく、前記直流カップリングコンデンサの容量は前記第
２コンデンサの容量よりも大きい構成でもよい（請求項
７）。この構成でも、１スイッチングサイクル中に存在
する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化す
るために生じる大きな出力リップルを低減することが可
能となる。

【００３８】さらに、前記第２コンデンサの代わりに前
記直流カップリングコンデンサの容量を減らし、前記直
流カップリングコンデンサに前記スイッチ手段を接続し
て前記直流カップリングコンデンサと共振動作を兼用す
る構成でもよい（請求項８）。この構成でも、１スイッ
チングサイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が
入力電圧に応じて変化するために生じる大きな出力リッ
プルを低減することが可能となる。

【００３９】請求項９記載の発明は、請求項１〜４のい
ずれかに記載の電源装置を備え、前記負荷が放電灯であ
る放電灯点灯装置である。この構成によれば、１スイッ
チングサイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が
入力電圧に応じて変化するために生じる大きな出力リッ
プルを低減することが可能となる。この結果、特に放電
灯の寿命にとって好適な放電灯点灯装置を得ることがで
きる。

【００４０】請求項１０記載の発明の放電灯点灯装置
は、交流電源と、前記交流電源からの交流電力を直流電
力に整流する整流回路と、前記整流回路からの出力に対
して平滑を行う平滑用コンデンサと、直列接続された２
つのスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子
を交互にオン／オフすることで、前記平滑用コンデンサ
の平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変換す
るインバータ回路と、共振インダクタ、共振コンデンサ
および直流カップリングコンデンサを有し、前記２つの
スイッチング素子の中点に一端が接続されるとともに前
記整流回路の出力端子に他端が接続され、前記高周波電
力を受けて放電灯に電力を供給する共振回路と、前記共
振回路の他端と前記整流回路の出力端子との接続ノード
に一端が接続されるとともに前記平滑用コンデンサの一
端に他端が接続され、前記交流電源からの入力電流の歪
みを改善する第１コンデンサと、前記接続ノードと前記
平滑用コンデンサとの間に挿入されるダイオードと、前
記直流カップリングコンデンサと並列接続されるダイオ
ードとを備えるものである。

【００４１】この構成によれば、１スイッチングサイク
ル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応
じて変化するために生じる大きな出力リップルを低減す
ることが可能となる。この結果、特に放電灯の寿命にと
って好適な放電灯点灯装置を得ることができる。

【００４２】請求項１１記載の発明の放電灯点灯装置
は、交流電源と、前記交流電源からの交流電力を直流電
力に整流する整流回路と、前記整流回路からの出力に対
して平滑を行う平滑用コンデンサと、直列接続された２
つのスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子
を交互にオン／オフすることで、前記平滑用コンデンサ
の平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変換す
るインバータ回路と、共振インダクタ、共振コンデンサ
および直流カップリングコンデンサを有し、前記２つの
スイッチング素子の中点に一端が接続されるとともに前
記平滑用コンデンサの一端に他端が接続され、前記高周
波電力を受けて放電灯に電力を供給する共振回路と、前
記共振回路内のノードと前記整流回路の出力端子との間
に接続され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改善
する第１コンデンサと、前記第１コンデンサが接続され
た前記整流回路の出力端子と前記平滑用コンデンサとの
間に挿入されるダイオードと、前記直流カップリングコ
ンデンサと並列接続されるダイオードとを備えるもので
ある。

【００４３】この構成によれば、１スイッチングサイク
ル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応
じて変化するために生じる大きな出力リップルを低減す
ることが可能となる。この結果、特に放電灯の寿命にと
って好適な放電灯点灯装置を得ることができる。

【００４４】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施形態に係
る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第１実施
形態の説明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装
置の説明とともに行う。

【００４５】図１に示す電源装置１には、図１７に示す
電源装置と同様、交流電源ＡＣと、この交流電源ＡＣか
らの交流電力を直流電力に整流する整流回路ＤＢと、こ
の整流回路ＤＢの正極性出力端子に対して順方向にアノ
ードが接続されるダイオードＤ１と、このダイオードＤ
１のカソードに対して順方向にアノードが接続されるダ
イオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソードと整流
回路ＤＢの負極性出力端子との間に接続される平滑用の
コンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１の両端間に直列
接続され、コンデンサＣ１から得られる直流電力を高周
波電力に変換する一対のＦＥＴＱ１，Ｑ２と、これらＦ
ＥＴＱ１，Ｑ２の接続点に一端が接続される直流カップ
リング用のコンデンサＣ１０と、このコンデンサＣ１０
の他端に一端が接続される共振用のインダクタＬ１１
と、このインダクタＬ１１の他端とダイオードＤ１，Ｄ
２の接続点との間に接続され、インダクタＬ１１ととも
に上記直列共振回路を構成する共振用のコンデンサＣ１
１と、このコンデンサＣ１１と並列接続される、例えば
放電灯により成る負荷ＬＤと、ダイオードＤ２と並列接
続され、交流電源ＡＣからの入力電流の歪みを改善する
ためのコンデンサＣ１２とが具備されている。

【００４６】また、電源装置１には、出力波形のリップ
ルを低減するためのリップル低減手段が設けられてい
る。すなわち、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点とコンデ
ンサＣ１１との間に介設されるコンデンサＣ１３と、こ
のコンデンサＣ１３と並列接続されるスイッチＳ１０
と、コンデンサＣ１２に直列に介設されてコンデンサＣ
１２とともにダイオードＤ２と並列接続され、コンデン
サＣ１２を流れる電流の検出を行う電流検出回路１０
と、この電流検出回路１０の検出結果に応じてスイッチ
Ｓ１０のオン／オフ制御を行う制御回路１１とが具備さ
れている。

【００４７】図２に、図１９と同様にして作成した電源
装置１の等価回路を示す。この図から、第１実施形態で
も、図２（ｂ）に示す第１共振系と、図２（ｃ）に示す
第２共振系との２つの共振特性が存在するのが分かる。
ただし、モードＭ１〜Ｍ４ではＤ１，Ｄ２オフでＳ１が
オフであり、モードＭ５，Ｍ６ではＤ１，Ｄ２オンでＳ
１がオンである。

【００４８】ここで、スイッチＳ１０はスイッチＳ１の
オン／オフとは逆に連動してオン／オフされる。具体的
には、図２３に示す入力電圧Ｖ_ACのピーク付近では、第
２共振系Ａ２の割合が大きいが、このときのダイオード
Ｄ１，Ｄ２の動作とは逆に、スイッチＳ１０は比較的長
くオフにされる。一方、図２３に示す入力電圧Ｖ_ACのゼ
ロクロス付近では、第１共振系Ａ１の割合が大きいが、
このときのダイオードＤ１，Ｄ２の動作とは逆に、スイ
ッチＳ１０は比較的長くオンにされる。これにより、入
力電圧Ｖ_ACのゼロクロス付近では、図２（ｂ）に示す第
１共振系Ａ１１が支配的となる一方で、入力電圧Ｖ_ACの
ピーク付近では、図２（ｃ）に示す第２共振系Ａ１２が
支配的となる。

【００４９】図３に、図２の第１および第２共振系など
の周波数特性例を示す。第１共振系Ａ１１の周波数特性
は、回路構成が図１９（ｂ）に示す第１共振系Ａ１と同
じであるので、図３に示すように第１共振系Ａ１の周波
数特性と同じになる。これに対して、第２共振系Ａ１２
の周波数特性は、２つの駆動周波数ｆ１，ｆ２におい
て、図１９（ｃ）に示す第２共振系Ａ２に対して付加し
たコンデンサＣ１３の容量だけ、第１共振系Ａ１１の周
波数特性に近づくように変化する。この結果、出力のリ
ップルが低減することとなる。

【００５０】図４に電源装置１の各部の動作波形図を示
す。ただし、図４のＭ１〜Ｍ６は図１８で説明した各モ
ードを表す。

【００５１】コンデンサＣ１２に流れる充放電電流が検
出され、入力電圧Ｖ_ACのピーク付近では、コンデンサＣ
１２に充放電電流が流れない期間で、スイッチＳ１０が
オフになり、入力電圧Ｖ_ACのゼロクロス付近では、コン
デンサＣ１２に電流が流れている期間でオンになる。図
４の例では、スイッチＳ１０は、コンデンサＣ１２に充
放電電流が流れるモードＭ１，Ｍ４でオンになってコン
デンサＣ１３を短絡している。このように、コンデンサ
Ｃ１２とコンデンサＣ１３とが交互に接続されること
で、出力のリップルを低減することができる。

【００５２】なお、第１実施形態では、コンデンサＣ１
２の充放電電流を検出してスイッチＳ１０のオン／オフ
制御を行う構成になっているが、出力のリップルは入力
電圧に応じて入力電圧の周期に同期したものとなるか
ら、入力電圧を検出してスイッチＳ１０のオン／オフ制
御を行う構成でもよい。この場合、例えば、検出した入
力電圧に応じて、入力電圧のピーク付近（コンデンサＣ
１２の接続期間が短い期間）では、スイッチＳ１０をオ
フにしてコンデンサＣ１３を接続した状態にし、入力電
圧のゼロクロス付近（コンデンサＣ１２の接続期間が長
い期間）では、スイッチＳ１０をオンにしてコンデンサ
Ｃ１３を短絡した状態にするように、スイッチ１０のオ
ン／オフ制御を行っても、上記とほぼ同様の効果を得る
ことができる。このように、インバータ回路の１スイッ
チングサイクル中にオン／オフを繰り返すようにスイッ
チＳ１０を制御してもよいし、入力電圧の周期に応じて
オン／オフするようにスイッチＳ１０を制御してもよ
い。

【００５３】また、コンデンサＣ１３とスイッチＳ１０
の並列回路は、図１に示す位置に限らず、共振付加電流
が連続的に流れる経路上にあればよい。

【００５４】図５は本発明の第２実施形態に係る電源装
置の構成図で、この図を用いて以下に第２実施形態の説
明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装置の説明
とともに行う。

【００５５】図５に示す電源装置２は、交流電源ＡＣ、
整流回路ＤＢ、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ
１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２、インダクタＬ１１、コンデンサ
Ｃ１１、負荷ＬＤおよびコンデンサＣ１２を第１実施形
態と同様に備えているほか、第１実施形態とは異なるリ
ップル低減手段を備えている。

【００５６】このリップル低減手段は、第１実施形態の
コンデンサＣ１３を兼ねる直流カップリング用のコンデ
ンサＣ２０と、このコンデンサＣ２０と並列接続される
ダイオードＤ２０とにより構成されている。

【００５７】ここで、従来の電源装置１PAでは、コンデ
ンサＣ２０に対応するコンデンサＣ１０の電圧波形は図
６（ａ）に示すような波形となる。コンデンサＣ１０
は、いわゆる共振負荷回路に流れる電流の直流成分をカ
ットし、負荷ＬＤに交流の高周波出力を与える目的で使
用される。このため、コンデンサＣ１０の容量は、共振
動作に影響しないように、比較的大きな値に設定され
る。例えば、コンデンサＣ１０は、コンデンサＣ１１よ
りもかなり大きな容量に設定される。したがって、交流
電源ＡＣの影響を受けて、図６（ａ）に示すように、整
流後の電圧波形に相似した低周波リップル電圧がコンデ
ンサＣ１０に印加されるのである。

【００５８】そこで、コンデンサＣ２０の容量をコンデ
ンサＣ１０の容量よりも比較的小さめに設定すると、共
振回路の共振の影響を受けて、コンデンサＣ２０の電圧
波形は、図６（ｂ）に示すように、高周波電圧が図６
（ａ）の波形に重畳した波形となる。これはコンデンサ
Ｃ２０が直流カップリングと共振への関与を兼ね備えた
機能を有していることを示すものである。そして、この
ようなコンデンサＣ２０にダイオードＤ２０を並列接続
して、コンデンサＣ２０の電圧Ｖ_C20 に対して負の向き
に発生する電圧振幅をゼロでクランプすると、図６
（ｃ）に示すような電圧波形がコンデンサＣ２０および
ダイオードＤ２０の並列回路に生じる。

【００５９】図６（ｃ）において、入力電圧Ｖ_ACのピー
ク付近（コンデンサＣ１２の接続期間が短い期間）で
は、ダイオードＤ２０がオンせずに比較的小さな容量の
コンデンサＣ２０が接続された状態となって共振に関与
する一方で、入力電圧Ｖ_ACのゼロクロス付近（コンデン
サＣ１２の接続期間が長い期間）では、ダイオードＤ２
０が導通してコンデンサＣ２０が共振回路から切り離さ
れた状態となる。すなわち、図７に示すように、コンデ
ンサＣ２０の接続状態とコンデンサＣ１２の接続状態と
が入力電圧Ｖ_ACのピーク付近ＴＭ１と入力電圧Ｖ_ACのゼ
ロクロス付近ＴＭ２とで入れ替わることになる。この結
果、出力のリップルが低減する。

【００６０】ここに、従来の電源装置１PAの出力波形例
を図８（ａ）に示し、第２実施形態の電源装置２の出力
波形例を図８（ｂ）に示す。これらの図から、第２実施
形態によれば、出力のリップルが効果的に低減されるの
が分かる。

【００６１】図９は本発明の第３実施形態に係る電源装
置の構成図で、この図を用いて以下に第３実施形態の説
明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装置の説明
とともに行う。

【００６２】図５に示す電源装置３は、インダクタＬｆ
およびコンデンサＣｆによりなるローパスフィルタＬＰ
Ｆを交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に有し、コンデ
ンサＣ１１がダイオードＤ２のカソードとインダクタＬ
１１との間に接続され、巻線ｎ１，ｎ２を有するトラン
スＴ１および放電灯ＤＬにより成る負荷が１次側の巻線
ｎ１でダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１１と並列
接続される以外は、第３実施形態と同様に構成されてい
る。ただし、第１および第２実施形態でも、実回路にお
いては、ローパスフィルタＬＰＦが具備される。つま
り、電源装置３は、第２実施形態と同様のリップル低減
手段を備えているのである。

【００６３】図１０に電源装置３の等価回路を示す。た
だし、Ｄ１，Ｄ２オフでＳ１がオフであり、Ｄ１，Ｄ２
オンでＳ１がオンである。

【００６４】この図から、第３実施形態でも、図１０
（ｂ）に示す第１共振系と図１０（ｃ）に示す第２共振
系との２つの共振特性が存在するのが分かる。そして、
第２実施形態と同様のリップル低減手段、すなわちコン
デンサＣ２０およびダイオードＤ２０を備えているの
で、入力電圧のゼロクロス付近では、図１０（ｂ）に示
す第１共振系が支配的になり，入力電圧のピーク付近で
は、図１０（ｃ）に示す第２共振系が支配的になる。ダ
イオードＤ１またはＤ２がオンし、コンデンサＣ１２を
短絡しているときは、負荷と並列にコンデンサＣ１１の
みの接続状態であるのが、ダイオードＤ１およびＤ２が
オフのときは、負荷と並列にコンデンサＣ１１，Ｃ１２
の直列回路が接続され、その合成容量はコンデンサＣ１
１のみの接続状態に比べて小さくなる。負荷と並列のコ
ンデンサ容量が小さいときは、負荷に電流が流れ込もう
として出力が大きくなる。逆に負荷と並列のコンデンサ
容量が大きいときは、コンデンサ側に電流が流れ込んで
出力が小さくなるが、本実施形態では、コンデンサＣ２
０を共振に関与させることで、共振回路のＱ値が大きく
なり、コンデンサＣ２０の高周波電圧振動が共振負荷回
路への入力電圧に重畳した格好で与えられるために出力
は小さくならない。したがって、第１共振系と第２共振
系の回路構成は同じにはならないが、出力リップルは前
述の動作で抑制され、コンデンサＣ２０の値を適宜変更
することで、出力リップルを容易に調整できる。

【００６５】また，本実施形態では、このように出力リ
ップルを低減できるほか、負荷出力が小さい時の平滑電
圧の異常な昇圧の回避および抑制が可能となる。また、
トランスＴ１の巻数比を調整することにより、入力電流
波形の高調波成分を最適に抑制することができる。この
ように、本実施形態では、予熱、始動および点灯などの
負荷変動の大きな放電灯の場合でも、電圧ストレスを抑
制し、点灯時の出力リップルの低減も可能であり、放電
灯点灯装置として好適である。また、トランスＴ１の調
整により様々な負荷に対応でき、設計は非常に容易であ
る。

【００６６】図１１は本発明の第４実施形態に係る電源
装置の構成図で、この図を用いて以下に第４実施形態の
説明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装置の説
明とともに行う。

【００６７】図１１に示す電源装置４は、交流電源Ａ
Ｃ、整流回路ＤＢ、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサ
Ｃ１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２、コンデンサＣ１０、インダク
タＬ１１、コンデンサＣ１１、負荷ＬＤおよびコンデン
サＣ１２を図２０に示す電源装置と同様に備えているほ
か、出力波形のリップルを低減するためのリップル低減
手段をさらに備えている。

【００６８】このリップル低減手段は、負荷ＬＤの両端
間に直列接続されるコンデンサＣ４３およびスイッチＳ
４０と、インダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１の接
続点とコンデンサＣ１２の接続点との間に介設され、コ
ンデンサＣ１２を流れる電流を検出する電流検出回路４
０と、この電流検出回路４０の検出結果に応じてスイッ
チＳ４０のオン／オフ制御を行う制御回路４１とにより
構成される。

【００６９】図１２に電源装置４の等価回路を示す。た
だし、Ｄ１，Ｄ２オンでＳ１がオンであり、Ｄ１，Ｄ２
オフでＳ１がオフである。

【００７０】この図から、第４実施形態でも、図１２
（ｂ）に示す第１共振系と図１２（ｃ）に示す第２共振
系との２つの共振特性が存在するのが分かる。スイッチ
Ｓ４０はダイオードＤ１，Ｄ２のオン／オフの動作とは
逆に、入力電圧のピーク付近では比較的長くオフにな
り、入力電圧のゼロクロス付近では比較的長くオンにな
る。これにより、出力のリップルが低減する。

【００７１】なお、第４実施形態では、コンデンサＣ１
２の充放電電流を検出してスイッチＳ４０のオン／オフ
制御を行う構成になっているが、出力のリップルは入力
電圧に応じて入力電圧の周期に同期したものとなるか
ら、入力電圧を検出してスイッチＳ４０のオン／オフ制
御を行う構成でもよい。この場合、例えば、検出した入
力電圧に応じて、入力電圧のピーク付近（コンデンサＣ
１２の接続期間が長い期間）では、スイッチＳ４０をオ
フにしてコンデンサＣ４３を切り離した状態にし、入力
電圧のゼロクロス付近（コンデンサＣ１２の接続期間が
短い期間）では、スイッチＳ４０をオンにしてコンデン
サＣ４３を接続した状態にするように、スイッチ４０の
オン／オフ制御を行っても、上記とほぼ同様の効果を得
ることができる。このように、インバータ回路の１スイ
ッチングサイクル中にオン／オフを繰り返すようにスイ
ッチＳ４０を制御してもよいし、入力電圧の周期に応じ
てオン／オフするようにスイッチＳ４０を制御してもよ
い。

【００７２】図１３は本発明の第５実施形態に係る電源
装置の構成図で、この図を用いて以下に第５実施形態の
説明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装置の説
明とともに行う。

【００７３】図１３に示す電源装置５は、交流電源Ａ
Ｃ、整流回路ＤＢ、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサ
Ｃ１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２、コンデンサＣ１０、インダク
タＬ１１、コンデンサＣ１１、負荷ＬＤおよびコンデン
サＣ１２を第４実施形態と同様に備えているほか、第４
実施形態とは異なるリップル低減手段を備えている。

【００７４】このリップル低減手段は、電流検出回路４
０を第４実施形態と同様に備えているほか、第４実施形
態との相違点として、インダクタＬ１１とコンデンサＣ
１１との間に介設されるコンデンサＣ５３と、このコン
デンサＣ５３と並列接続されるスイッチＳ５０と、電流
検出回路４０の検出結果に応じてスイッチＳ５０のオン
／オフ制御を行う制御回路５１とを備えている。

【００７５】図１４に電源装置５の等価回路を示す。た
だし、Ｄ１，Ｄ２オンでＳ１がオンであり、Ｄ１，Ｄ２
オフでＳ１がオフである。

【００７６】この図から、第５実施形態でも、図１４
（ｂ）に示す第１共振系と、図１４（ｃ）に示す第２共
振系との２つの共振特性が存在するのが分かる。スイッ
チＳ５０はダイオードＤ１，Ｄ２のオン／オフの動作と
は逆に、入力電圧のピーク付近では比較的長くオフにな
り、入力電圧のゼロクロス付近では比較的長くオンにな
る。第１共振系では、コンデンサＣ１１と並列にコンデ
ンサＣ１２が接続されると、負荷ＬＤと並列に接続され
るコンデンサの合成容量が大きくなるので、負荷ＬＤに
流れる電流がコンデンサＣ１２に分流し、負荷ＬＤに対
する出力が低下しようとするが、コンデンサＣ５３が直
列に接続され、共振回路のＱ値が上がるとともに、高周
波電圧振動が共振負荷回路への入力電圧に重畳した格好
で与えられるため、出力は低下しない。この結果、出力
のリップルが低減する。

【００７７】なお、第５実施形態では、コンデンサＣ１
２の充放電電流を検出してスイッチＳ５０のオン／オフ
制御を行う構成になっているが、出力のリップルは入力
電圧に応じて入力電圧の周期に同期したものとなるか
ら、入力電圧を検出してスイッチＳ５０のオン／オフ制
御を行う構成でもよい。この場合、例えば、検出した入
力電圧に応じて、入力電圧のピーク付近（コンデンサＣ
１２の接続期間が短い期間）では、スイッチＳ５０をオ
ンにしてコンデンサＣ５３を短絡した状態にし、入力電
圧のゼロクロス付近（コンデンサＣ１２の接続期間が長
い期間）では、スイッチＳ５０をオフにしてコンデンサ
Ｃ５３を接続した状態にするように、スイッチ５０のオ
ン／オフ制御を行っても、上記とほぼ同様の効果を得る
ことができる。このように、インバータ回路の１スイッ
チングサイクル中にオン／オフを繰り返すようにスイッ
チＳ５０を制御してもよいし、入力電圧の周期に応じて
オン／オフするようにスイッチＳ５０を制御してもよ
い。

【００７８】図１５は本発明の第６実施形態に係る電源
装置の構成図で、この図を用いて以下に第６実施形態の
説明を、本発明の一実施形態に係る放電灯点灯装置の説
明とともに行う。

【００７９】図１５に示す電源装置６は、交流電源Ａ
Ｃ、ローパスフィルタＬＰＦ、整流回路ＤＢ、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２、コ
ンデンサＣ２０、ダイオードＤ２０およびインダクタＬ
１１を第３実施形態と同様に備えているほか、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２の接続点とインダクタＬ１１との間に接続
され、交流電源ＡＣからの入力電流の歪みを改善するた
めのコンデンサＣ６２と、コンデンサＣ６２およびイン
ダクタＬ１１の接続点と整流回路ＤＢの負極性端子との
間に接続されるコンデンサＣ６５と、コンデンサＣ２０
およびダイオードＤ２０の並列回路とインダクタＬ１１
との間に介設される負荷ＬＤおよびコンデンサＣ６１と
を備えている。ただし、負荷ＬＤは、放電灯ＤＬと、コ
ンデンサＣ２０およびダイオードＤ２０の並列回路とイ
ンダクタＬ１１との間に介設される巻線ｎ１を有すると
ともに放電灯ＤＬが接続される巻線ｎ２を有するトラン
スＴ１とにより構成され、放電灯ＤＬの非電源側に、イ
ンダクタＬ１１と共振回路を構成するコンデンサＣ６１
が接続されている。すなわち、電源装置６は、第３実施
形態と同様のリップル低減手段を備えているのである。

【００８０】図１６に電源装置６の等価回路を示す。た
だし、Ｄ１，Ｄ２オンでＳ１がオンであり、Ｄ１，Ｄ２
オフでＳ１がオフである。

【００８１】この図から、第６実施形態でも、図１６
（ｂ）に示す第１共振系と、図１６（ｃ）に示す第２共
振系との２つの共振特性が存在するのが分かる。ダイオ
ードＤ１またはＤ２がオンすると、コンデンサＣ６５と
並列にコンデンサＣ６２が等価的に接続されることにな
る。ここで、第１共振系のように、ダイオードＤ１また
はＤ２がオンになり、コンデンサＣ６２がコンデンサＣ
６５に並列接続されると、その合成容量がコンデンサＣ
６５のみの場合に比べ増加するが、コンデンサＣ２０を
共振に関与させ、その並列回路の合成容量に直列接続さ
れるコンデンサＣ２０の容量との総和がコンデンサＣ６
５と比較的近い値になるようにすれば、第２共振系に示
すように、コンデンサＣ６５のみの接続となる場合と出
力が同じになる。この結果、出力のリップルが低減す
る。

【００８２】なお、第６実施形態では、インダクタＬ１
１とコンデンサＣ６１により主共振回路が構成される
が、これに限らず、トランスにインダクタＬ１１に代わ
る励磁インダクタンスを持たせる構成でもよい。この場
合、トランスの励磁インダクタンスおよびコンデンサＣ
６１により成る並列共振回路の共振周波数ｆ０に対し、
負荷出力の小さい場合の動作周波数をそのｆ０に近づけ
て、並列共振回路の等価インピーダンスが大きくなるよ
うに制御すれば、定常負荷時の出力リップルを低減する
ことができるほか、負荷出力が小さいときの平滑電圧の
異常な昇圧を抑制することができる。

【００８３】

【発明の効果】以上のことから明らかなように、請求項
１記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源から
の交流電力を直流電力に整流する整流回路と、前記整流
回路からの出力に対して平滑を行う平滑用コンデンサ
と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、前記平
滑用コンデンサの平滑によって得られる直流電力を高周
波電力に変換するインバータ回路と、前記高周波電力を
受けて負荷に電力を供給する共振回路を含む負荷回路
と、前記負荷回路内の一部に接続され、前記交流電源か
らの入力電流の歪みを改善するものであって、前記負荷
回路の高周波電流および電圧の振動によって充放電の動
作を行い、その充放電の電流が前記交流電源の電圧レベ
ルに応じて変化し、その充放電の作用によって前記整流
回路から前記負荷回路の一部を通じて高周波電流を引き
込む第１コンデンサとを備え、前記充放電が行われる場
合の第１共振系と行われない場合の第２共振系との２つ
の共振特性を有する電源装置であって、前記共振回路を
流れる電流で高周波電圧の振動を起こす第２コンデンサ
と、前記第２コンデンサに直列または並列に設けられる
スイッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手段のオン
／オフによって前記第１または第２共振系の共振特性を
変化させ、これらの共振特性の動作周波数での出力差を
小さくするので、１スイッチングサイクル中に存在する
複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するた
めに生じる大きな出力リップルを低減することが可能と
なる。

【００８４】請求項２記載の発明によれば、交流電源
と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する
整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行
う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング
素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得ら
れる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、負荷を有し、前記高周波電力を受けて前記負荷に電
力を供給する共振回路と、前記共振回路内のノードに接
続されるとともに一端が前記整流回路の出力端子に接続
され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改善するも
のであって、前記共振回路の高周波電流および電圧の振
動によって充放電の動作を行い、その充放電の電流が前
記交流電源の電圧レベルに応じて変化し、その充放電の
作用によって前記整流回路から前記共振回路の一部を通
じて高周波電流を引き込む第１コンデンサと、前記第１
コンデンサの一端と前記平滑用コンデンサとの間に挿入
される整流素子とを備え、前記充放電が行われる場合の
第１共振系と行われない場合の第２共振系との２つの共
振特性を有する電源装置であって、前記共振回路を流れ
る電流で高周波電圧の振動を起こす第２コンデンサと、
前記第２コンデンサに直列または並列に設けられるスイ
ッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手段のオン／オ
フによって前記第１または第２共振系の共振特性を変化
させ、これらの共振特性の動作周波数での出力差を小さ
くするので、１スイッチングサイクル中に存在する複数
の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するために
生じる大きな出力リップルを低減することが可能とな
る。

【００８５】請求項３記載の発明によれば、交流電源
と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する
整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行
う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング
素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得ら
れる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップ
リングコンデンサを有し、一端が前記インバータ回路の
出力端子に接続されるとともに他端が前記整流回路の出
力端子に接続され、前記高周波電力を受けて負荷に電力
を供給する共振回路と、前記共振回路の他端と前記整流
回路の出力端子との接続ノードに一端が接続されるとと
もに前記平滑用コンデンサの一端に他端が接続され、前
記交流電源からの入力電流の歪みを改善する第１コンデ
ンサと、前記接続ノードと前記平滑用コンデンサとの間
に挿入されるダイオードとを備え、前記共振インダク
タ、共振コンデンサ、負荷のインピーダンスおよび第１
コンデンサによる第１共振系と前記共振インダクタ、共
振コンデンサおよび負荷のインピーダンスによる第２共
振系との２つの共振特性を有する電源装置であって、前
記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす第
２コンデンサと、前記第２コンデンサと並列に設けられ
るスイッチ手段とをさらに備え、前記スイッチ手段のオ
ン／オフによって前記第１または第２共振系の共振特性
を変化させ、これら共振特性の出力差を小さくするの
で、１スイッチングサイクル中に存在する複数の共振系
の時間割合が入力電圧に応じて変化するために生じる大
きな出力リップルを低減することが可能となる。

【００８６】請求項４記載の発明によれば、交流電源
と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する
整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行
う平滑用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング
素子を有し、前記平滑用コンデンサの平滑によって得ら
れる直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップ
リングコンデンサを有し、前記インバータの出力端子に
一端が接続されるとともに前記平滑用コンデンサの一端
に他端が接続され、前記高周波電力を受けて負荷に電力
を供給する共振回路と、前記共振回路内のノードと前記
整流回路の出力端子との間に接続され、前記交流電源か
らの入力電流の歪みを改善する第１コンデンサと、この
第１コンデンサが接続された前記整流回路の出力端子と
前記平滑用コンデンサとの間に挿入されるダイオードと
を備え、前記共振インダクタ、共振コンデンサ、負荷の
インピーダンスおよび第１コンデンサによる第１共振系
と前記共振インダクタ、共振コンデンサおよび負荷のイ
ンピーダンスによる第２共振系との２つの共振特性を有
する電源装置であって、前記共振回路を流れる電流で高
周波電圧の振動を起こす第２コンデンサと、前記第２コ
ンデンサに直列または並列に設けられるスイッチ手段と
をさらに備え、前記スイッチ手段のオン／オフによって
前記第１または第２共振系の共振特性を変化させ、これ
ら共振特性の出力差を小さくするので、１スイッチング
サイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力電
圧に応じて変化するために生じる大きな出力リップルを
低減することが可能となる。

【００８７】請求項５記載の発明の、前記第１コンデン
サの容量と前記第２コンデンサの容量との比は１０倍以
内である構成でも、１スイッチングサイクル中に存在す
る複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化する
ために生じる大きな出力リップルを低減することが可能
となる。

【００８８】請求項６記載の発明の、前記スイッチ手段
がダイオードでも、１スイッチングサイクル中に存在す
る複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化する
ために生じる大きな出力リップルを低減することが可能
となる。

【００８９】請求項７記載の発明の、前記共振回路内に
は共振コンデンサおよび直流カップリングコンデンサが
含まれ、前記第２コンデンサの容量は前記共振コンデン
サの容量よりも大きく、前記直流カップリングコンデン
サの容量は前記第２コンデンサの容量よりも大きい構成
でも、１スイッチングサイクル中に存在する複数の共振
系の時間割合が入力電圧に応じて変化するために生じる
大きな出力リップルを低減することが可能となる。

【００９０】請求項８記載の発明の、前記第２コンデン
サの代わりに前記直流カップリングコンデンサの容量を
減らし、前記直流カップリングコンデンサに前記スイッ
チ手段を接続して前記直流カップリングコンデンサと共
振動作を兼用する構成でも、１スイッチングサイクル中
に存在する複数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて
変化するために生じる大きな出力リップルを低減するこ
とが可能となる。

【００９１】請求項９記載の発明によれば、請求項１〜
４のいずれかに記載の電源装置を備え、前記負荷が放電
灯であるので、１スイッチングサイクル中に存在する複
数の共振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するため
に生じる大きな出力リップルを低減することが可能とな
る。この結果、特に放電灯の寿命にとって好適な放電灯
点灯装置を得ることができる。

【００９２】請求項１０記載の発明によれば、交流電源
と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する
整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行
う平滑用コンデンサと、直列接続された２つのスイッチ
ング素子を有し、これらスイッチング素子を交互にオン
／オフすることで、前記平滑用コンデンサの平滑によっ
て得られる直流電力を高周波電力に変換するインバータ
回路と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カ
ップリングコンデンサを有し、前記２つのスイッチング
素子の中点に一端が接続されるとともに前記整流回路の
出力端子に他端が接続され、前記高周波電力を受けて放
電灯に電力を供給する共振回路と、前記共振回路の他端
と前記整流回路の出力端子との接続ノードに一端が接続
されるとともに前記平滑用コンデンサの一端に他端が接
続され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改善する
第１コンデンサと、前記接続ノードと前記平滑用コンデ
ンサとの間に挿入されるダイオードと、前記直流カップ
リングコンデンサと並列接続されるダイオードとを備え
るので、１スイッチングサイクル中に存在する複数の共
振系の時間割合が入力電圧に応じて変化するために生じ
る大きな出力リップルを低減することが可能となる。こ
の結果、特に放電灯の寿命にとって好適な放電灯点灯装
置を得ることができる。

【００９３】請求項１１記載の発明によれば、交流電源
と、前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する
整流回路と、前記整流回路からの出力に対して平滑を行
う平滑用コンデンサと、直列接続された２つのスイッチ
ング素子を有し、これらスイッチング素子を交互にオン
／オフすることで、前記平滑用コンデンサの平滑によっ
て得られる直流電力を高周波電力に変換するインバータ
回路と、共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カ
ップリングコンデンサを有し、前記２つのスイッチング
素子の中点に一端が接続されるとともに前記平滑用コン
デンサの一端に他端が接続され、前記高周波電力を受け
て放電灯に電力を供給する共振回路と、前記共振回路内
のノードと前記整流回路の出力端子との間に接続され、
前記交流電源からの入力電流の歪みを改善する第１コン
デンサと、前記第１コンデンサが接続された前記整流回
路の出力端子と前記平滑用コンデンサとの間に挿入され
るダイオードと、前記直流カップリングコンデンサと並
列接続されるダイオードとを備えるので、１スイッチン
グサイクル中に存在する複数の共振系の時間割合が入力
電圧に応じて変化するために生じる大きな出力リップル
を低減することが可能となる。この結果、特に放電灯の
寿命にとって好適な放電灯点灯装置を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の構成図
である。

【図２】図１の電源装置の等価回路図である。

【図３】図２の第１，第２共振系などの周波数特性例を
示す図である。

【図４】図１に示す電源装置の各部の動作波形図であ
る。

【図５】本発明の第２実施形態に係る電源装置の構成図
である。

【図６】図５に示す直流カップリング用のコンデンサに
かかる電圧波形などを示す図である。

【図７】図５に示す電源装置のリップル低減のための動
作説明図である。

【図８】図５に示す電源装置の出力波形例などを示す図
である。

【図９】本発明の第３実施形態に係る電源装置の構成図
である。

【図１０】図９に示す電源装置の等価回路図である。

【図１１】本発明の第４実施形態に係る電源装置の構成
図である。

【図１２】図１１に示す電源装置の等価回路図である。

【図１３】本発明の第５実施形態に係る電源装置の構成
図である。

【図１４】図１３に示す電源装置の等価回路図である。

【図１５】本発明の第６実施形態に係る電源装置の構成
図である。

【図１６】図１５に示す電源装置の等価回路図である。

【図１７】電流源型チャージポンプ方式を採用する従来
の電源装置の構成図である。

【図１８】図１７に示すＦＥＴの１スイッチングサイク
ルにおける電流の流れるモードが変化する様子を示す図
である。

【図１９】図１７に示す電源装置の等価回路である。

【図２０】電圧源型チャージポンプ方式を採用する従来
の電源装置の構成図である。

【図２１】図２０に示す電源装置の等価回路である。

【図２２】図１７に示す電源装置の第１，第２共振系の
周波数特性例を示す図である。

【図２３】交流電源の電圧レベルで変化する第１，第２
共振系の期間を示す図である。

【図２４】図１７の電源装置で発生するリップルが乗っ
た出力波形例を示す図である。

【図２５】調整を施した電源装置の入出力特性を示す図
である。

【符号の説明】

１ 電源装置 ＡＣ 交流電源 ＤＢ 整流回路 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｃ１ コンデンサ Ｑ１，Ｑ２ ＦＥＴ Ｃ１０ コンデンサ Ｌ１１ インダクタ Ｃ１１ コンデンサ ＬＤ 負荷 Ｃ１２ コンデンサ Ｃ１３ コンデンサ Ｓ１０ スイッチ １０ 電流検出回路 １１ 制御回路

フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AA13 AA14 BA03 BB01 BC01 BC03 DD04 EB05 EB06 GA02 GB12 GB13 GC04 HB03 5H007 AA02 AA08 BB03 CA02 CB04 CB17 CB22 DA03 DA05 DC02

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、前記交流電源からの交流電
   力を直流電力に整流する整流回路と、前記整流回路から
   の出力に対して平滑を行う平滑用コンデンサと、少なく
   とも１つのスイッチング素子を有し、前記平滑用コンデ
   ンサの平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変
   換するインバータ回路と、前記高周波電力を受けて負荷
   に電力を供給する共振回路を含む負荷回路と、前記負荷
   回路内の一部に接続され、前記交流電源からの入力電流
   の歪みを改善するものであって、前記負荷回路の高周波
   電流および電圧の振動によって充放電の動作を行い、そ
   の充放電の電流が前記交流電源の電圧レベルに応じて変
   化し、その充放電の作用によって前記整流回路から前記
   負荷回路の一部を通じて高周波電流を引き込む第１コン
   デンサとを備え、前記充放電が行われる場合の第１共振
   系と行われない場合の第２共振系との２つの共振特性を
   有する電源装置であって、 前記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす
   第２コンデンサと、 前記第２コンデンサに直列または並列に設けられるスイ
   ッチ手段とをさらに備え、 前記スイッチ手段のオン／オフによって前記第１または
   第２共振系の共振特性を変化させ、これらの共振特性の
   動作周波数での出力差を小さくする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源と、前記交流電源からの交流電
   力を直流電力に整流する整流回路と、前記整流回路から
   の出力に対して平滑を行う平滑用コンデンサと、少なく
   とも１つのスイッチング素子を有し、前記平滑用コンデ
   ンサの平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変
   換するインバータ回路と、負荷を有し、前記高周波電力
   を受けて前記負荷に電力を供給する共振回路と、前記共
   振回路内のノードに接続されるとともに一端が前記整流
   回路の出力端子に接続され、前記交流電源からの入力電
   流の歪みを改善するものであって、前記共振回路の高周
   波電流および電圧の振動によって充放電の動作を行い、
   その充放電の電流が前記交流電源の電圧レベルに応じて
   変化し、その充放電の作用によって前記整流回路から前
   記共振回路の一部を通じて高周波電流を引き込む第１コ
   ンデンサと、前記第１コンデンサの一端と前記平滑用コ
   ンデンサとの間に挿入される整流素子とを備え、前記充
   放電が行われる場合の第１共振系と行われない場合の第
   ２共振系との２つの共振特性を有する電源装置であっ
   て、 前記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす
   第２コンデンサと、 前記第２コンデンサに直列または並列に設けられるスイ
   ッチ手段とをさらに備え、 前記スイッチ手段のオン／オフによって前記第１または
   第２共振系の共振特性を変化させ、これらの共振特性の
   動作周波数での出力差を小さくする電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源と、前記交流電源からの交流電
   力を直流電力に整流する整流回路と、前記整流回路から
   の出力に対して平滑を行う平滑用コンデンサと、少なく
   とも１つのスイッチング素子を有し、前記平滑用コンデ
   ンサの平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変
   換するインバータ回路と、共振インダクタ、共振コンデ
   ンサおよび直流カップリングコンデンサを有し、一端が
   前記インバータ回路の出力端子に接続されるとともに他
   端が前記整流回路の出力端子に接続され、前記高周波電
   力を受けて負荷に電力を供給する共振回路と、前記共振
   回路の他端と前記整流回路の出力端子との接続ノードに
   一端が接続されるとともに前記平滑用コンデンサの一端
   に他端が接続され、前記交流電源からの入力電流の歪み
   を改善する第１コンデンサと、前記接続ノードと前記平
   滑用コンデンサとの間に挿入されるダイオードとを備
   え、前記共振インダクタ、共振コンデンサ、負荷のイン
   ピーダンスおよび第１コンデンサによる第１共振系と前
   記共振インダクタ、共振コンデンサおよび負荷のインピ
   ーダンスによる第２共振系との２つの共振特性を有する
   電源装置であって、 前記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす
   第２コンデンサと、 前記第２コンデンサと並列に設けられるスイッチ手段と
   をさらに備え、 前記スイッチ手段のオン／オフによって前記第１または
   第２共振系の共振特性を変化させ、これら共振特性の出
   力差を小さくする電源装置。
4. 【請求項４】 交流電源と、前記交流電源からの交流電
   力を直流電力に整流する整流回路と、前記整流回路から
   の出力に対して平滑を行う平滑用コンデンサと、少なく
   とも１つのスイッチング素子を有し、前記平滑用コンデ
   ンサの平滑によって得られる直流電力を高周波電力に変
   換するインバータ回路と、共振インダクタ、共振コンデ
   ンサおよび直流カップリングコンデンサを有し、前記イ
   ンバータの出力端子に一端が接続されるとともに前記平
   滑用コンデンサの一端に他端が接続され、前記高周波電
   力を受けて負荷に電力を供給する共振回路と、前記共振
   回路内のノードと前記整流回路の出力端子との間に接続
   され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改善する第
   １コンデンサと、この第１コンデンサが接続された前記
   整流回路の出力端子と前記平滑用コンデンサとの間に挿
   入されるダイオードとを備え、前記共振インダクタ、共
   振コンデンサ、負荷のインピーダンスおよび第１コンデ
   ンサによる第１共振系と前記共振インダクタ、共振コン
   デンサおよび負荷のインピーダンスによる第２共振系と
   の２つの共振特性を有する電源装置であって、 前記共振回路を流れる電流で高周波電圧の振動を起こす
   第２コンデンサと、 前記第２コンデンサに直列または並列に設けられるスイ
   ッチ手段とをさらに備え、 前記スイッチ手段のオン／オフによって前記第１または
   第２共振系の共振特性を変化させ、これら共振特性の出
   力差を小さくする電源装置。
5. 【請求項５】 前記第１コンデンサの容量と前記第２コ
   ンデンサの容量との比は１０倍以内である請求項１〜４
   のいずれかに記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記スイッチ手段はダイオードである請
   求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
7. 【請求項７】 前記共振回路内には共振コンデンサおよ
   び直流カップリングコンデンサが含まれ、前記第２コン
   デンサの容量は前記共振コンデンサの容量よりも大き
   く、前記直流カップリングコンデンサの容量は前記第２
   コンデンサの容量よりも大きい請求項１〜４のいずれか
   に記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記第２コンデンサの代わりに前記直流
   カップリングコンデンサの容量を減らし、前記直流カッ
   プリングコンデンサに前記スイッチ手段を接続して前記
   直流カップリングコンデンサと共振動作を兼用する請求
   項７記載の電源装置。
9. 【請求項９】 請求項１〜４のいずれかに記載の電源装
   置を備え、前記負荷が放電灯である放電灯点灯装置。
10. 【請求項１０】 交流電源と、 前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流
    回路と、 前記整流回路からの出力に対して平滑を行う平滑用コン
    デンサと、 直列接続された２つのスイッチング素子を有し、これら
    スイッチング素子を交互にオン／オフすることで、前記
    平滑用コンデンサの平滑によって得られる直流電力を高
    周波電力に変換するインバータ回路と、 共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップリン
    グコンデンサを有し、前記２つのスイッチング素子の中
    点に一端が接続されるとともに前記整流回路の出力端子
    に他端が接続され、前記高周波電力を受けて放電灯に電
    力を供給する共振回路と、 前記共振回路の他端と前記整流回路の出力端子との接続
    ノードに一端が接続されるとともに前記平滑用コンデン
    サの一端に他端が接続され、前記交流電源からの入力電
    流の歪みを改善する第１コンデンサと、 前記接続ノードと前記平滑用コンデンサとの間に挿入さ
    れるダイオードと、 前記直流カップリングコンデンサと並列接続されるダイ
    オードとを備える放電灯点灯装置。
11. 【請求項１１】 交流電源と、 前記交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流
    回路と、 前記整流回路からの出力に対して平滑を行う平滑用コン
    デンサと、 直列接続された２つのスイッチング素子を有し、これら
    スイッチング素子を交互にオン／オフすることで、前記
    平滑用コンデンサの平滑によって得られる直流電力を高
    周波電力に変換するインバータ回路と、 共振インダクタ、共振コンデンサおよび直流カップリン
    グコンデンサを有し、前記２つのスイッチング素子の中
    点に一端が接続されるとともに前記平滑用コンデンサの
    一端に他端が接続され、前記高周波電力を受けて放電灯
    に電力を供給する共振回路と、 前記共振回路内のノードと前記整流回路の出力端子との
    間に接続され、前記交流電源からの入力電流の歪みを改
    善する第１コンデンサと、 前記第１コンデンサが接続された前記整流回路の出力端
    子と前記平滑用コンデンサとの間に挿入されるダイオー
    ドと、 前記直流カップリングコンデンサと並列接続されるダイ
    オードとを備える放電灯点灯装置。