JPH10271832A

JPH10271832A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10271832A
Application number: JP9074198A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Murakami; 善宣村上; Tomoyuki Nakano; 智之中野; Hiroaki Mannami; 寛明万波
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-03-26
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 1998-10-09

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で入力高調波歪みを低減し、か
つ、スイッチング素子に流れる電流を低減する。【解決手段】ダイオードＤ₁〜Ｄ₄よりなる全波整流器
の直流出力端子間にダイオードＤ₅を介して平滑用コン
デンサＣ₄を接続し、その両端にスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路を接続し、交流電源Ｖｓからの高
周波の入力電流を、コンデンサＣ₂とインダクタＬ₂で
構成される共振回路を含む負荷回路と、インダクタＬ₁
を含む充電用回路との直列回路にスイッチング電流が少
なくなるように分配し、かつ、入力電流高調波歪みが改
善できるように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源から
の入力電流高調波の少ない電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来より商用電源を入力し、放電灯を負
荷として高周波電力を供給する放電灯点灯装置は数多く
存在する。図１３に従来例の回路図を示す（特開平５−
３８１６１号参照）。この回路は、インバータ負荷及び
スイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電
して入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置で
あり、その動作は、コンデンサＣ₁とインダクタＬ₁に
発生する電圧によって、入力交流電圧Ｖｉｎが０Ｖ付近
でも、スイッチング素子Ｑ₂がオンしたときに入力電流
Ｉｉｎが流れるというものである。コンデンサＣ₂，Ｃ
₃と負荷Ｌａ及びインダクタＬ₂よりなるインバータ負
荷に発生する電圧は、コンデンサＣ₁とインダクタＬ₁
に発生する電圧を平滑コンデンサＣ₄の電圧から差し引
いた電圧にほぼ等しく、入力電圧Ｖｉｎがそれより高く
なると、整流器ＤＢから、コンデンサＣ₃、負荷Ｌａと
コンデンサＣ₂、インダクタＬ₂、スイッチング素子Ｑ
₂を経て、整流器ＤＢに戻る経路で電流Ｉｄが流れる。
また、入力電圧Ｖｉｎがピーク付近のときには、上記の
経路以外に、整流器ＤＢから、ダイオードＤ₅、コンデ
ンサＣ₄を経て、整流器ＤＢに戻る経路でも電流が流れ
て、この電流によりコンデンサＣ₄が充電されるもので
ある。

【０００３】しかし、電源電圧がＡＣ１００Ｖで、負荷
の放電灯の定格管電圧が７０〜８０Ｖのような場合、上
記従来例では、設計の自由度が小さいため、始動電圧や
ランプの安定性などを得るために、図１４に示すよう
に、昇圧トランスＴ₁を用いる場合がある。また、図１
３に示す従来例では、始動時に負荷の消費電力は小さい
のに、充電電流は多く流れるため、平滑コンデンサＣ₄
の直流電圧が上昇するという問題がある。

【０００４】一方、図１５〜図１７に示すように、始動
時に帰還電流の振幅を小さくすることによって平滑コン
デンサＣ₄の電圧の上昇を抑制する従来例もある。図１
５に示す回路では、Ａ点の電位Ｖ_C1が高周波的に振幅す
ることによって、コンデンサＣｉｎが充放電される。コ
ンデンサＣｉｎが放電されるときに、平滑コンデンサＣ
₄が充電され、コンデンサＣｉｎが充電されるときに入
力電流が高周波的に引き込まれるため、入力電流高調波
歪みが改善される。したがって、図１５に示す回路はＡ
点の電位の振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐの大きさによって入力
電力Ｗｉｎが変化するものであり、Ａ点の電位の振幅Ｖ
_C1の最大値Ｖｐが大きいほど入力電力Ｗｉｎは大とな
り、振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐが小さいほど入力電力Ｗｉｎ
は小となる。

【０００５】ここで、振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐの周波数特
性図を図１６に、また、ランプ電圧に相当するコンデン
サＣ₂の電圧Ｖ_C2の周波数特性図を図１７に示す。図
中、点線は負荷が軽負荷時（例えば、始動時や予熱
時）、実線は定格時を示す。図１６において、ｆｒ₂は
図１５のインダクタＬ₂とコンデンサＣ₂の共振周波数
を示す。図１６、図１７から分かるように、共振周波数
ｆｒ₂近傍の斜線部では、振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐは定格
時（実線）に比べて軽負荷時（点線）の方が小さいが、
ランプ電圧に相当するコンデンサＣ₂の電圧Ｖ_C2の振幅
値は定格時（実線）に比べて軽負荷時（点線）の方が大
きくなっているような共振定数が設計されている。この
ため、軽負荷時、例えば、始動時には始動に十分な電圧
をランプ両端に与えながら、振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐの大
きさを小さくできるため、始動時の入力電力Ｗｉｎを小
さくでき、始動時に平滑用コンデンサＣ₄の電圧Ｖｄｃ
が上昇することを抑制できる。

【０００６】すなわち、図１５に示すような回路方式に
おいて、図１６、図１７に示すような共振定数を設計
し、共振周波数ｆｒ₂近傍の斜線部（定格時に比べて軽
負荷時は振幅Ｖ_C1の最大値Ｖｐが小さくなるような範囲
で、且つ、始動電圧が得られるような範囲）において、
始動・点灯すれば、図１３で説明したような始動時にコ
ンデンサＣ₄の電圧Ｖｄｃが上昇することはなく、信頼
性も向上する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図１３の従来例におい
ては、図１４のように昇圧用のトランスＴ₁が使用され
ることが多く、負荷電流の巻数比倍の電流がスイッチン
グ素子に流れ、また、図１５の従来例においても負荷電
流とコンデンサＣｉｎの充電電流の合成電流がスイッチ
ング素子に流れるため、定格点灯時のスイッチング損失
が大きく、温度上昇が大きくなるという問題点があっ
た。

【０００８】本発明は、上述のような負荷電流よりも大
きな共振電流や負荷電流と充電電流の合成電流をスイッ
チング素子に流して生じるスイッチング損失や温度の増
加を防止することを目的とするものであり、また、負荷
としての放電灯の点灯時において入力電流を分流するよ
うな共振回路及び共振定数を設定することによって、ス
イッチング素子に流れる電流を入力電流よりも小さいも
のとし、入力電流、充電電流の分流したものがスイッチ
ング素子に流れる構成として、スイッチング損失や温度
上昇を低減しようとするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、ダイオード
Ｄ₁〜Ｄ₄よりなる全波整流器と、上記全波整流器の直
流出力端子間にダイオードＤ₅を介して接続された平滑
用コンデンサＣ₄と、全波整流器の交流入力端子間に接
続された交流電源Ｖｓと、上記平滑用コンデンサＣ₄の
両端に接続され交互に高周波でオン・オフする第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と、上記
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点と上記平滑用コン
デンサＣ ₄の一点との間に接続された、少なくとも１つ
のコンデンサＣ₂とインダクタＬ ₂で構成される共振回
路を含む負荷回路と、少なくとも１つのインダクタＬ₁
で構成される充電用回路との直列回路と、上記全波整流
器と上記充電用回路の間に接続されたインピーダンス要
素Ｃ₁を備え、上記交流電源Ｖｓからの高周波の入力電
流を上記負荷回路と充電用回路にスイッチング電流が少
なくなるように分配し、かつ、入力電流高調波歪みが改
善できるように制御することを特徴とするものである。

【００１０】

【発明の実施の形態】

（実施例１）本発明の実施例１の回路図を図１に示す。
本回路は、低周波の交流電源Ｖｓ（５０Ｈｚ程度）と、
ダイオードＤ₁〜Ｄ₄からなる全波整流回路と、ダイオ
ードＤ₁、Ｄ₃の接続点とダイオードＤ₂、Ｄ₄の接続
点の間にダイオードＤ₅を介して接続されている平滑コ
ンデンサＣ₄と、平滑コンデンサＣ₄に接続されて高周
波（５０ｋＨｚ程度）で交互にオン・オフするようにス
イッチングしているスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の直列
回路と、平滑コンデンサＣ₄の一点とスイッチング素子
Ｑ₁、Ｑ₂の接続点との間に接続されたインダクタ
Ｌ₂、放電灯ＬａとコンデンサＣ₂の並列回路からなる
負荷回路、カップリングコンデンサＣ₃及びインダクタ
Ｌ₁の直列回路と、ダイオードＤ₁、Ｄ₃の接続点とイ
ンダクタＬ₁の端点に接続されているコンデンサＣ₁よ
り構成されている。（なお、インダクタＬ₁とコンデン
サＣ₁の配置を逆にしても良く、その場合には、ダイオ
ードＤ ₅を平滑用コンデンサＣ₄の負極側とダイオード
Ｄ₂，Ｄ₄の接続点の間にダイオードＤ₂，Ｄ₄と同じ
方向に接続すれば良い。そして、全波整流出力とダイオ
ードＤ₅の接続点にコンデンサＣ₁を接続し、インダク
タＬ₁は平滑用コンデンサＣ₄の高電位側に接続するも
のである。）

【００１１】次に、図１の回路の動作を図２を用いて説
明する。図２は交流電源Ｖｓの極性がダイオードＤ₁，
Ｄ₂の接続点が＋、ダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点が−
となる場合について、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の高
周波的なオン・オフ動作に伴う動作波形を示している。
図中、Ｑ₁はスイッチング素子Ｑ₁のオン・オフ状態を
示しており、Ｉ_C1はコンデンサＣ₁に流れる電流、Ｉ_L1
はインダクタＬ₁に流れる電流、Ｉ_L2はインダクタＬ₂
に流れる電流、Ｉ_C4はコンデンサＣ₄に流れる電流、Ｉ
ｉｎは交流電源Ｖｓからの入力電流をそれぞれ示してい
る。

【００１２】以下、図２の各モード〜の動作につい
て説明する。まず、スイッチング素子Ｑ₁がオンした時
には、インダクタＬ₁、Ｌ₂には回生電流が流れてお
り、コンデンサＣ₁にはインダクタＬ₁に流れる電流Ｉ
_L1と、インダクタＬ₂に流れる電流Ｉ_L2の合成電流が流
れる。すなわち、インダクタＬ₁からコンデンサＣ₁、
ダイオードＤ₅、コンデンサＣ₄を介してインダクタＬ
₁に戻る経路と、インダクタＬ₂から、放電灯Ｌａとコ
ンデンサＣ₂の並列回路、コンデンサＣ₃、コンデンサ
Ｃ₁、ダイオードＤ₅、コンデンサＣ₄、スイッチング
素子Ｑ₁の逆方向ダイオードを介してインダクタＬ₂に
戻る経路で電流が流れる。これにより、コンデンサＣ₁
の両端電圧ＶＣ_C1は低下していく。また、このモードで
は、インダクタＬ₁、Ｌ₂に蓄積されたエネルギーが回
生電流となってダイオードＤ₅を介して電解コンデンサ
Ｃ₄を充電する。これが図２のモードである。

【００１３】次に、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖ_C1が低
下していき、ダイオードＤ₁、Ｄ₃の接続点の電位が交
流電源Ｖｓと同電位になると、交流電源Ｖｓから入力電
流が流れる。すなわち、交流電源ＶｓからダイオードＤ
₁、コンデンサＣ₁、インダクタＬ₁、ダイオードＤ₄
を介して交流電源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓから
ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₁、コンデンサＣ₃、放
電灯ＬａとコンデンサＣ₂の並列回路、インダクタ
Ｌ₂、スイッチング素子Ｑ₁、ダイオードＤ₄を介して
交流電源Ｖｓに戻る経路で電流が流れる。このモードに
おいても、コンデンサＣ₁を介して流れる入力電流Ｉｉ
ｎは、インダクタＬ₁に流れる電流Ｉ_L1と、インダクタ
Ｌ₂に流れる電流Ｉ_L2に分流される。これが図２のモー
ドである。

【００１４】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオンした時
には、それまでモードにおいてスイッチング素子Ｑ₁
を介して流れていた負荷電流がスイッチング素子Ｑ₂を
逆方向に流れ、平滑用のコンデンサＣ₄を充電する。す
なわち、交流電源ＶｓからダイオードＤ₁、コンデンサ
Ｃ₁、インダクタＬ₁、ダイオードＤ₄を介して交流電
源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓからダイオード
Ｄ₁、コンデンサＣ₁、コンデンサＣ₃、放電灯Ｌａと
コンデンサＣ₂の並列回路、インダクタＬ₂、スイッチ
ング素子Ｑ₂の逆方向ダイオード、平滑用のコンデンサ
Ｃ₄、ダイオードＤ ₄を介して交流電源Ｖｓに戻る経路
で電流が流れる。これが図２のモードである。

【００１５】次に、コンデンサＣ₁からダイオード
Ｄ₅、コンデンサＣ₄、インダクタＬ₁を介してコンデ
ンサＣ₁に戻る経路で電流が流れると共に、コンデンサ
Ｃ₁から、ダイオードＤ₅、スイッチング素子Ｑ₂、イ
ンダクタＬ₂、放電灯ＬａとコンデンサＣ₂の並列回
路、コンデンサＣ₃を介してコンデンサＣ₁に戻る経路
で電流が流れる。この場合も、コンデンサＣ₁には、イ
ンダクタＬ₁に流れる電流Ｉ _L1と、インダクタＬ₂に流
れる電流Ｉ_L2の合成電流が流れる。これが図２のモード
である。以上の４つのモードが繰り返される。

【００１６】本回路では、コンデンサＣ₁がインダクタ
Ｌ₁に流れる電流Ｉ_L1とインダクタＬ₂に流れる電流Ｉ
_L2の合成電流によって充放電を高周波で繰り返し、交流
電源Ｖｓの値にほぼ比例した電流Ｉｉｎを高周波で引き
込むため、入力電流高調波歪みが改善される。また、入
力電流Ｉｉｎは、交流電源Ｖｓがピーク付近において最
大となるが、通常、図１３に示したような回路では、ス
イッチング素子を流れる電流は、負荷電流と充電電流の
合成電流が流れるため、スイッチング電流の増大を招く
のに対し、本回路では、入力電流が負荷電流よりも大き
くなるような場合に、負荷回路以外に電流を経由する回
路としてインダクタＬ₁を設けたため、入力電流は、イ
ンダクタＬ₁に流れる電流Ｉ_L1とインダクタＬ₂に流れ
る電流Ｉ _L2に分流され、スイッチング電流は負荷回路に
流れる電流相当の電流が流れ、スイッチング電流の増大
を回避できる。

【００１７】交流電源Ｖｓからの入力電流を、インダク
タＬ₁に流れる電流Ｉ_L1とインダクタＬ₂に流れる電流
Ｉ_L2に分流するためには、図１に示すインダクタＬ₁及
びＬ ₂、コンデンサＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₃及び負荷としての
放電灯Ｌａで構成される共振回路の高周波特性を図３に
示すような関係になるように設定すればよい。図７にお
いて、Ｉ_C1はコンデンサＣ₁に流れる電流、Ｉ_L1はイン
ダクタＬ₁に流れる電流、Ｉ_L2はインダクタＬ₂に流れ
る電流をそれぞれ示している。図２に示すような動作を
する回路は、入力電流が少ないと、電解コンデンサＣ₄
に十分な充電が行えず、コンデンサインプットとなり、
入力高調波歪みが悪化するため、コンデンサＣ₁を介し
て流れる入力電流を十分な量に設定する必要があるが、
スイッチング電流を増大させては発熱等の問題があるた
め、スイッチング素子を介する電流Ｉ_L2が、コンデンサ
Ｃ₁を介して流れる入力電流Ｉ_C1よりも小さくなるよう
に、インダクタＬ₁及びＬ₂、コンデンサＣ₁、Ｃ₂及
び負荷で構成される共振系を設定する必要がある。図３
に示す共振定数では周波数ｆ₁よりも大きな周波数（Ｉ
_C1＞Ｉ_L2となっている周波数）で動作させる必要があ
り、図３に示す動作周波数ｆ₂（例えば５０ｋＨｚ）に
おいて動作させると上述するような効果が得られる。つ
まり、動作周波数ｆ₂において、スイッチング素子を介
する電流Ｉ_L2が、コンデンサＣ₁を介して流れる入力電
流Ｉ_C1よりも小さくなるように、インダクタＬ₁及びそ
の他の定数を設定すればよい。

【００１８】また、多灯点灯、例えば、２灯点灯を行う
ような場合は、図４のような回路を用いると、同様の効
果が得られることは言うまでもない。

【００１９】（実施例２）本発明の実施例２の回路図を
図５に示す。この実施例は、図１の回路に調光を行うた
めの制御回路Ｓを付加したものである。図５に示す回路
は、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂を高周波で交互に導通
させることによって、ランプＬａを高周波点灯させるも
のであるが、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の動作周波
数、デューティ、又はその両者を変化させることによっ
て調光できる。

【００２０】まず、図５に示す制御回路Ｓにおいて、ス
イッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の動作周波数を変化させる
と、図５の回路の共振特性が、図６に示すように設定さ
れているため、動作周波数を高くして行くと、スイッチ
ング素子を介する電流（インダクタＬ₂に流れる電流Ｉ
_L2）は減少して行き、負荷電流が少なくなって調光でき
る。しかし、調光しても常にスイッチング電流を減少さ
せるために、スイッチング素子を介する電流Ｉ_L2が、コ
ンデンサＣ₁を介して流れる入力電流Ｉ_C1よりも小さく
なる範囲内で動作周波数を変化させる必要がある。ま
た、図６に示すようにコンデンサＣ₁を介して流れる入
力電流Ｉ_C1の周波数に対する変化率とスイッチング素子
を介する電流Ｉ_L2の周波数に対する変化率が略等しくな
っている範囲内で動作周波数を可変させれば、ランプ電
力Ｗｌａの減少に応じて入力電力Ｗｉｎも減少するた
め、調光動作周波数範囲内においてＷｉｎ＝Ｗｏｕｔの
関係が成り立ち、平滑用の電解コンデンサＣ₄の両端電
圧の上昇を回避できる。

【００２１】また、図５に示す制御回路Ｓにおいて、ス
イッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂のデューティを変化させて
も、調光が行える。デューティの変化のさせ方として、
図７（ａ）に示すように相補的な場合と図７（ｂ）に示
すようにデッドタイムを設ける場合がある。各場合にお
いて、負荷電流はデューティの変化に対して図８
（ａ），（ｂ）に示すように変化する。

【００２２】この場合も、デューティの可変範囲内にお
いて、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係が成り立つように、図５
の回路の共振定数を設定すれば、平滑用の電解コンデン
サＣ ₄の両端電圧の上昇を回避できる。また、コンデン
サＣ₄の両端電圧の上昇を回避する共振定数と、スイッ
チング素子を介する電流Ｉ_L2がコンデンサＣ₁を介して
流れる入力電流Ｉ_C1よりも小さくなる共振定数とが一致
しない場合には、デューティ及び動作周波数の両者を可
変とすると、コンデンサＣ₄の両端電圧の上昇を回避で
きる。本実施例により、調光した場合でもスイッチング
電流を減少させることができ、なおかつ、コンデンサＣ
₄の両端電圧の上昇を回避できる。

【００２３】（実施例３）本発明の実施例３の回路図を
図９に示す。この実施例では、図１の回路のダイオード
Ｄ₁、Ｄ₃の接続点とインダクタＬ₁の端点の間に、コ
ンデンサＣ₅とインダクタＬ₃の並列回路が接続されて
いる。図１の回路では、ランプがエミレス状態のランプ
のような場合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサＣ
₂を通って充電電流が流れるため入力電力は確保され、
コンデンサＣ₄の両端電圧が上昇する。そこで、図９の
回路では、ランプがエミレス状態のランプのような場
合、コンデンサＣ₄の両端電圧が上昇したことを検知し
て、動作周波数をコンデンサＣ ₅とインダクタＬ₃の並
列回路の共振周波数近傍に設定すると、コンデンサＣ₅
とインダクタＬ₃の並列回路のインピーダンスが増大
し、入力電流が減少するため、コンデンサＣ₄の両端電
圧の上昇を回避できる。

【００２４】（実施例４）本発明の実施例４の回路図を
図１０に示す。この実施例では、図１の回路のインダク
タＬ₁両端の間に、スイッチング素子Ｑ₃が接続されて
いる。図１の回路では、ランプがエミレス状態のランプ
のような場合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサＣ
₂を通って充電電流が流れるため入力電力は確保され、
コンデンサＣ₄の両端電圧が上昇する。そこで、図１０
の回路では、通常はスイッチング素子Ｑ₃をＯＦＦして
おき、ランプがエミレス状態のランプのような場合、コ
ンデンサＣ₄の両端電圧が上昇したことを検知して、ス
イッチング素子Ｑ₃をＯＮすると、入力電流が流れない
ため、コンデンサＣ₄の両端電圧の上昇を回避できる。

【００２５】（実施例５）本発明の実施例５の回路図を
図１１に示す。本回路は、低周波（５０Ｈｚ程度）の交
流電源Ｖｓと、ダイオードＤ₁〜Ｄ₄からなる全波整流
回路と、ダイオードＤ₁、Ｄ₃の接続点とダイオードＤ
₂、Ｄ₄の接続点の間にダイオードＤ５を介して接続さ
れている平滑コンデンサＣ₄と、平滑コンデンサＣ₄に
接続されて高周波（５０ｋＨｚ程度）でスイッチングし
ているスイッチング素子Ｑ₁並びにインダクタＬ₃とコ
ンデンサＣ₅の並列回路との直列回路と、平滑コンデン
サＣ ₄の端点とスイッチング素子Ｑ₁、インダクタＬ₃
の接続点との間に接続されたインダクタＬ₂、及び、放
電灯ＬａとコンデンサＣ₂の並列回路からなる負荷回路
と、カップリングコンデンサＣ₃及びインダクタＬ₁の
直列回路と、ダイオードＤ₁、Ｄ₃の接続点とインダク
タＬ₁の端点に接続されているコンデンサＣ₁より構成
されている。

【００２６】この回路も実施例１と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ₁のＯＮ／ＯＦＦによって、コンデンサＣ₁が
インダクタＬ₁に流れる電流Ｉ_L1とインダクタＬ₂に流
れる電流Ｉ_L2の合成電流によって充放電を高周波で繰り
返し、交流電源Ｖｓの値にほぼ比例した電流を高周波で
引き込むため、入力電流高調波歪みが改善される。ま
た、入力電流は、交流電源Ｖｓがピーク付近において最
大となるが、通常、図１３に示すような回路では、スイ
ッチング素子を流れる電流は、負荷電流と充電電流の合
成電流が流れるため、スイッチング電流の増大を招くの
に対し、本回路では、入力電流が負荷電流よりも大きく
なるような場合に負荷回路以外に電流を経由する回路と
してインダクタＬ₁を設けたため、入力電流は、インダ
クタＬ₁に流れる電流Ｉ_L1とインダクタＬ₂に流れるＩ
_L2に分流され、スイッチング電流は負荷回路に流れる電
流相当の電流が流れ、スイッチング電流の増大を回避で
きる。

【００２７】（実施例６）本発明の実施例６の回路図
は、図１と同様である。基本動作は実施例１と同様であ
るが、実施例１に説明した共振定数での動作では、交流
電源Ｖｓがピーク付近では、コンデンサＣ₁を通って入
力電流が流れるため、コンデンサＣ₁が影響する共振電
流で動作し、交流電源Ｖｓがグランド付近では、入力電
流がほとんど流れないため、コンデンサＣ₁が影響しな
い共振電流で動作するので、出力電流は低周波のリップ
ルを持つ。上述したように、交流電源Ｖｓがピーク付近
では、コンデンサＣ₁を含んだ共振系で動作し、交流電
源Ｖｓがグランド付近では、コンデンサＣ₁を含まない
共振系で動作する。

【００２８】本発明の実施例６の周波数特性図を図１２
に示す。図１２では、コンデンサＣ ₁を含んだ共振系Ａ
の電流値とコンデンサＣ₁を含まない共振系Ｂの電流値
が一致する周波数が動作周波数となるように、共振定数
が設定されている。このように、２つの共振系の電流値
が一致する周波数を動作周波数とし、なおかつ、スイッ
チング電流を減少させるために、スイッチング素子を介
する電流Ｉ_L2が、コンデンサＣ₁を介して流れる入力電
流Ｉ_C1よりも小さくなるような共振定数を設定すれば、
スイッチング電流を低減させながら、出力電流の低周波
のリップルが緩和出来る。

【００２９】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、簡単な回路構
成で入力電流高調波歪みを低減できるという効果があ
る。また、入力電流が負荷電流よりも大きくなるような
場合に負荷回路以外に電流を経由する回路として、少な
くとも１つのインダクタを含む充電用回路を設けたた
め、入力電流は、２つのインダクタに分流され、スイッ
チング電流は負荷回路に流れる電流相当の電流が流れ、
スイッチング電流の増大を回避できる。

【００３０】請求項２又は３の発明によれば、調光した
場合でもスイッチング電流を減少させることができ、な
おかつ、平滑用のコンデンサの両端電圧の上昇が回避で
きる。請求項４又は５の発明によれば、ランプがエミレ
ス状態のランプのような場合でも、平滑用のコンデンサ
の両端電圧の上昇が回避できる。請求項６の発明によれ
ば、スイッチング電流を低減させながら、出力電流に含
まれる低周波のリップルを緩和できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の交流電源が正極性であると
きの動作波形図である。

【図３】本発明の実施例１の回路に流れる電流の周波数
特性を示す図である。

【図４】本発明の実施例１の２灯並列点灯方式への応用
例を示す回路図である。

【図５】本発明の実施例２の回路図である。

【図６】本発明の実施例２の回路に流れる電流の周波数
特性を示す図である。

【図７】本発明の実施例２のデューティの変化のさせ方
を示す波形図である。

【図８】本発明の実施例２のデューティの変化に対する
負荷電流の変化を示す特性図である。

【図９】本発明の実施例３の回路図である。

【図１０】本発明の実施例４の回路図である。

【図１１】本発明の実施例５の回路図である。

【図１２】本発明の実施例６の周波数特性図である。

【図１３】第１の従来例の回路図である。

【図１４】第２の従来例の回路図である。

【図１５】第３の従来例の回路図である。

【図１６】第３の従来例の共振電圧の周波数特性を示す
図である。

【図１７】第３の従来例の負荷電圧の周波数特性を示す
図である。

【符号の説明】

Ｖｓ交流電源Ｌａ放電灯Ｑ₁，Ｑ₂ スイッチング素子Ｌ₁，Ｌ₂ インダクタＣ₁，Ｃ₂ コンデンサＣ₃，Ｃ₅ コンデンサＣ₄ 平滑用コンデンサＤ₁，Ｄ₂ 全波整流用ダイオードＤ₃，Ｄ₄ 全波整流用ダイオードＤ₅ ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｌ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】全波整流器と、上記全波整流器の直流出力端子間にダイオードを介して
接続された平滑用コンデンサと、上記全波整流器の交流入力端子間に接続された交流電源
と、上記平滑用コンデンサの両端に接続され交互に高周波で
オン・オフする第１及び第２のスイッチング素子の直列
回路と、上記スイッチング素子の接続点と上記平滑用コンデンサ
の一点との間に接続された、少なくとも１つのコンデン
サとインダクタで構成される共振回路を含む負荷回路
と、少なくとも１つのインダクタで構成される充電用回
路との直列回路と、上記全波整流器と上記充電用回路の間に接続されたイン
ピーダンス要素を備え、上記交流電源からの高周波の入力電流を上記負荷回路と
充電用回路にスイッチング電流が少なくなるように分配
し、かつ、入力電流高調波歪みが改善できるように制御
することを特徴とする電源装置。
【請求項２】上記インピーダンス要素を流れる電流
量が、負荷回路を流れる電流量よりも大きくなるように
充電用回路を設定することを特徴とする請求項１記載の
電源装置。
【請求項３】上記インピーダンス要素を流れる電流
の周波数に対する変化量と、上記負荷回路を流れる電流
の周波数に対する変化量が等しくなるように、共振回路
を設定することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】上記インピーダンス要素としてコンデ
ンサとインダクタの並列回路を接続したことを特徴とす
る請求項１記載の電源装置。
【請求項５】上記充電用回路の両端間にスイッチン
グ素子を並列に接続したことを特徴とする請求項１記載
の電源装置。
【請求項６】上記インピーダンス要素を含む第１の
共振系と上記インピーダンス要素を含まない第２の共振
系の負荷への出力が等しくなるように制御することを特
徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】負荷として放電灯を用いたことを特徴
とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電源装置。