JP4014577B2 - 無電極放電ランプ電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、高輝度の照明装置である無電極放電ランプの電源装置に関するものである。

従来の照明灯には白熱電球や蛍光灯が使用されているが、高輝度で長寿命の性能を有する無電極放電ランプが省エネ・省資源や生活環境における照度の一層の向上などの社会的ニーズに適合するため急速に広まっている。この無電極放電ランプの点灯には高周波で高電圧の電源が必要となるため、商用電源を昇圧した高電圧を高周波信号でスイッチングする電源装置が使用されることが多い。この電源装置を安価、小形化するためには、商用電源を昇圧する大きな電源トランスを使用する替わりに、商用電源を整流後スイッチで断続して高電圧に昇圧後、その高電圧を高周波信号でチョッピングするインバータが適切であり、特許文献１にもその方法が紹介されている。
特開平９−２３７６８７号公報

しかしながら、このような電源装置では無電極放電ランプが高電圧の印加によって点灯した後、その放電現象に伴って無電極放電ランプのインピーダンスが変化したときに無電極放電ランプの明るさが変動したり、ちらついたりする問題があった。またスイッチングで昇圧したり、高周波でチョッピングするときに電磁誘導ノイズを発生して周囲の放送受信機やオフィス機器に影響を及ぼす等の問題を生じることもあった。

本発明の課題は、無電極放電ランプを高効率で点灯／駆動し、かつ照明の明るさが安定した低ノイズの無電極放電ランプ電源装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

本発明の無電極放電ランプ電源装置は、励起コイルに高周波スイッチング電流を供給し、その電磁誘導作用によって無電極放電ランプを励起するようにした無電極放電ランプの電源装置において、
交流電源を整流した整流電圧を断続してグランドに接地して断続電流を発生し、電磁誘導作用により昇圧電圧を発生する昇圧手段と、
前記昇圧電圧とグランドの間に直列に接続された２つの半導体スイッチを所定の周波数を有する各スイッチ制御信号に基づいて交互に導通させることによって前記高周波スイッチング電流を発生させ、該高周波スイチング電流を前記励起コイルに供給する高周波インバータと、
前記高周波スイッチング電流により生じた高周波電圧を入力し、電磁誘導作用によって互いに逆極性となる２つの誘導電圧を誘起し、２つの該誘起電圧からそれぞれの前記スイッチ制御信号を発生する高周波トランスとを備え、
前記高周波インバ−タは、
電磁誘導作用により前記高周波スイッチング電流のエネルギーの蓄積、放出をおこなって高周波電流を励振する高周波コイルと、
前記高周波コイルと前記励起コイルとの接続点およびグランドの間に接続され、
１次側コイルに誘導結合し、前記第２半導体スイッチをオンオフする第１スイッチ制御信号を発生する２次側第１コイルと、前記第３半導体スイッチをオンオフする第２スイッチ制御信号を発生する２次側第２コイルとを備えた高周波トランスと、
該高周波トランスの前記１次側コイルである位相制御コイルに直列に接続された位相制御コンデンサと該位相制御コンデンサに直列に接続された位相制御抵抗とを有し、前記第２半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの導通時間並びに導通位相を制御する高周波電圧並びに高周波位相制御回路を具備することを特徴とする。

このようにすると、無電極放電ランプを駆動する高周波スイッチング電流を発生する高周波スイッチング回路を自励発振回路で構成することができ、スイッチ制御信号を発生するために発振器や分周回路等を必要とする他励発振回路で構成する場合に比べてその回路構成を簡単にできる。その結果、無電極放電ランプ電源装置を小形、安価にすることができる。

本発明の無電極放電ランプ電源装置において、昇圧手段は、
交流電源を入力してその交流電圧に対応した整流電圧を発生する全波整流器と、
整流電圧を入力しパルス幅変調信号によりグランドに流れる接地電流を断続する第１半導体スイッチと、第１半導体スイッチに接続され接地電流の断続に伴う電磁誘導作用によって起電圧を発生する昇圧コイルと、起電圧を電圧整流する整流ダイオードとを有し、整流電圧を平滑することによりパルス幅変調信号に対応した昇圧電圧を発生す昇圧回路を備えるように構成することができる。

このようにすると、商用電源を交流電源に適用し、比較的高い電圧の整流電圧（例えば商用電源の実効電圧を100Vとすると、整流電圧は√2×100V）を得ることにより、簡単な回路構成で電源効率の高い昇圧電圧を得ることができる。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、高周波インバータが、
昇圧電圧を入力する入力端とグランドの間に直列に接続され、それぞれ異なる時間に導通することによって昇圧電圧を断続して高周波スイッチング電流を発生する第２半導体スイッチおよび第３半導体スイッチと、
第２半導体スイッチに並列に接続され、第３半導体スイッチが導通状態から遮断状態に切り替わった後に高周波スイッチング電流を流す第１ダイオードと、
第３半導体スイッチに並列に接続され、第２半導体スイッチが導通状態から遮断状態に切り替わった後に高周波スイッチング電流を流す第２ダイオードと、
第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点および励起コイルの間に接続され、電磁誘導作用により高周波電流のエネルギーの蓄積、放出をおこなって高周波スイッチング電流を励振する高周波コイルと、
を有するように構成することもできる。

このようにすると、無電極放電ランプを駆動する高周波スイッチング電流を発生する高周波スイッチング回路において、昇圧電圧を交互に断続する各半導体スイッチの導通時間、すなわちパルスデューティを小さく（例えば通常のスイッチングのパルスデューティに比して1/2から1/3に低減）することによって、高周波スイッチング回路の電源効率を向上（例えば、2倍から3倍に）することができる。さらに、使用する半導体スイッチの消費電力が低下することになり、定格電力がより小さい（例えば通常のスイッチングのときの定格電力を100%とするとそれを50%から30%に低減）小形・安価な半導体スイッチを使用することが可能になる。その結果、高周波スイッチング回路を小形、安価にすることができる。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、高周波インバ−タが、
高周波コイルと前記励起コイルとの接続点およびグランドの間に接続され、
１次側コイルに誘導結合し、第２半導体スイッチをオンオフする第１スイッチ制御信号を発生する２次側第１コイルと、第３半導体スイッチをオンオフする第２スイッチ制御信号を発生する２次側第２コイルとを備えた高周波トランスと
高周波トランスの１次側コイルである位相制御コイルに直列に接続された位相制御抵抗と位相制御コンデンサと
を有し、第２半導体スイッチと第３半導体スイッチの導通時間並びに導通位相を制御する高周波電圧並びに高周波位相制御回路とを、備えるように構成することが好ましい。

このようにすると、半導体スイッチの前述の導通時間（例えば、図３のQ2、Q3のパルスの位相並びにパルス幅）を高周波スイッチング電流に対して最適に制御することができる。その結果、高周波スイッチング回路の電源効率を最適値に調整することが可能である。

次に本発明の無電極放電ランプ電源装置においては、交流電源と全波整流器との間に接続され、
２つの交流電源線をそれぞれ伝播する同相の高周波ノイズを除去する２つのコモンモードチョークコイルと、
２つのコモンモードチョークコイルの段間において、２つの交流電源線の間に直列に接続され、交流電源線の接続点に対向した接続点がグランドに導通する２つのコンデンサーから構成され、交流電源線に重畳した高周波ノイズを接地するＹ字接続キャパシタンスと、
２つのコモンモードチョークコイルにおいてＹ字接続キャパシタンスが接続されていない両外側の端子間にそれぞれ接続され、高周波ノイズを吸収する２つのコンデンサとを有するπ形ローパスフィルタを備え、かつ
全波整流をおこなうダイオードブリッジの接地端子を、無電極放電ランプ電源装置に流れるパワー電流を吸収するパワーグランドに直接に接続すると同時に、抵抗とコンデンサとを介して無電極放電ランプ電源装置を電磁遮蔽するシャシーグランドに接続することにより高周波ノイズを除去するように構成することもできる。

このようにすると、高周波スイッチング回路における高周波スイッチング電流の発生に伴って生ずる高周波ノイズが、整流回路からその交流電源に誘導または伝播することを阻止できる。このため、交流電源の配線等からその高周波ノイズが誘導あるいは放射されることを防止することができる。その結果、無電極放電ランプ電源装置が発生する高周波ノイズを低減し、そのEMC(Electromagnetic Compatibility)性能が向上する。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置の第一及び第二において、高周波スイッチング電流の周波数を2MHzから3MHzの範囲に定めるように構成することもできる。

このようにすると、無電極放電ランプの放電性能が向上してその輝度が一層向上（発光効率）すると共に周波数の向上に伴って励起コイルやその他の高周波コイルを小形にできるので、ひいては無電極放電ランプ電源装置を小形にかつ安価に構成することが可能である。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、昇圧電圧を基準電圧と比較して断続電流のパルス幅を制御することにより昇圧電圧を安定化する電圧安定化手段と、
断続電流の整流電流と整流電圧との位相差を縮小するように断続電流のパルス幅を制御する位相制御手段と、
を有するように構成することもできる。

このようにすると、交流電源の商用電圧が変動した場合にも、また無電極放電ランプがその放電現象に伴って内部インピーダンス等が変動したときにも、無電極放電ランプに印加される昇圧電圧が所定電圧に保持される。併せて整流電圧と整流電流の位相差を減少して、好ましくはゼロに近づけて、この電源装置の力率、即ち効率を最大にすることができる。その結果、電源装置は無電極放電ランプを安定に、かつ高効率で発光させることができる。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、交流電源を入力してその交流電圧に対応した整流電圧を発生する全波整流器と、
整流電圧を入力しパルス幅変調信号によりグランドに流れる接地電流を断続する半導体スイッチと、半導体スイッチに接続され接地電流の断続に伴う電磁誘導作用によって起電圧を発生する昇圧コイルと、起電圧を電圧整流する整流ダイオードとを有し、整流電圧を平滑することによりパルス幅変調信号に対応した昇圧電圧を発生す昇圧回路と、
昇圧電圧を分圧した分圧昇圧電圧と基準電圧との差分、および整流電圧と昇圧コイルを流れる整流電流との位相差に対応したパルスデューティを有するパルス幅変調信号を発生して、昇圧電圧を所定電圧に保持すると共に整流電流の位相を整流電圧の位相に近づける位相制御電圧安定化回路と、
昇圧電圧に対して直列に接続された２つの半導体スイッチを所定の周波数を有するスイッチ制御信号に基づいてその半周期毎に交互に導通、遮断させることによって高周波スイッチング電流を発生させ、高周波スイチング電流を励起コイルに通電する高周波インバータとを備えるように構成することができる。

このようにすると、商用電源の交流電源が様々の要因で変動しても、また無電極放電ランプがその放電変化で駆動インピーダンス等が変動しても、パルス幅変調信号を使用して半導体スイッチをオンオフ制御することにより昇圧電圧を安定かつ精確に制御することができるので、無電極放電ランプの輝度を安定に保つことができる。さらにパルス幅変調信号を使用して半導体スイッチをオンオフ制御することにより、無電極放電ランプに供給される昇圧電圧の整流電圧と整流電流の位相差を高精度に一致させることが可能であり、その結果、高調波の発生を抑制して高周波電磁誘導ノイズの発生を低減することができる。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、位相制御電圧安定化回路は、
昇圧電圧を抵抗値の大きさに対応して分圧した分圧昇圧電圧と整流電圧を抵抗値の大きさに対応して分圧した分圧整流電圧との差分電圧を検出する減算回路と、
断続する接地電流をモニタした断続電流モニタ電圧を、比較閾値として前記差分電圧と比較することにより第１比較出力を発生する第１コンパレータと、
昇圧コイルに発生した昇圧電圧に対応して昇圧コイルを流れる整流電流をモニタした整流電流モニタ電圧と基準電圧を比較して第２比較出力を発生する第２コンパレータと、
第１比較出力と第２比較出力との論理積を取り、半導体スイッチをオンオフするパルス幅変調信号を発生するAND回路と、
を備えるように構成することが好ましい。

このようにすると、位相制御電圧安定化回路が、PWM(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)信号を使用して昇圧電圧の電圧安定化制御および整流電圧と整流電流との位相制御を、同時にかつ高精度におこなうことができる。また、この位相制御電圧安定化回路は半導体スイッチを含めてオールデジタル化できるのでIC化すること等により小形化、低コスト化することも可能である。

また本発明の無電極放電ランプ電源装置において、充電時定数が放電時定数よりも小さい積分回路を位相制御電圧安定化回路に備え、分圧整流電圧を異なる充放電時定数で積分するように構成することもできる。

このようにすると、無電極放電ランプの起動時あるいは放電変化時等において昇圧電圧が急速に増加して、その点灯を安定かつ速やかに開始することができると共にまた放電変化によるチラツキ等の明るさの変動を防止することが出来る。点灯時における昇圧が急峻でないと無電極放電ランプの放電開始が不安定になって、放電の断続に伴う急峻な大電流が断続的に電源装置に流れ、強い高周波ノイズを発生させる恐れがある。

以下、添付の図面を参照しつつ本発明の無電極放電ランプ電源装置の最良形態について説明する。図１を使用して無電極放電ランプ電源装置の全体構成と機能について先ず説明する。商用電源CMPの交流電源はダイオード・ブリッジDBによって全波整流され、整流電圧Vdは昇圧制御回路Aに供給される。整流電圧Vdはパルス幅変調信号PWMによってオンオフされる、NチャンネルMOS FET1を使用した半導体スイッチQ1によって断続される接地電流Isをグランドに流す。この断続する接地電流Isの電磁誘導作用によって昇圧コイルXLに起電圧viが発生し、整流電圧Vdに重畳したこの起電圧viを整流ダイオードDrで整流し、平滑コンデンサCsで平滑することにより昇圧電圧VBが得られる。

この昇圧電圧VBは高周波スイッチング回路Bに入力される。周波数2.65MHzで所定のパルスデユーティ有する第１スイッチ制御信号GS_RF2でON/OFFする半導体スイッチQ2(NチャンネルMOS FET2を使用)と、第１スイッチ制御信号GS_RF2と位相の異なる第２スイッチ制御信号GS_RF3でON/OFFする半導体スイッチQ3(NチャンネルMOS FET3を使用)とは、互いに異なる位相で導通／遮断する（高周波断続電流I_RF1_-q/I_RF2_-qを流す）ことによって昇圧電圧VBをチョッピングし、交流の高周波スイッチング電流（高周波断続電流）I_RFを発生する。この高周波スイッチング電流I_RFは電磁誘導作用によって高周波スイッチング電流I_RFのエネルギを蓄積／放出をおこなう高周波コイルLrを介して、無電極放電ランプの励起コイルLD_coil（インダクタンスLo、コンデンサCoの共振回路で形成される）を駆動し、無電極放電ランプを励起して点灯（起動）させると共にその放電を制御して定常発光させる。この高周波スイッチング回路Bは高周波信号（スイッチ制御信号）でON/OFF制御されるので「高周波インバータ」ともいう。

無電極放電ランプは点灯時等における放電状態の変化でその内部インピーダンスが大きく変動するのでそれに伴い昇圧電圧が変動して、無電極放電ランプの輝度（照明の明るさなど）が変動しないように昇圧電圧を一定に制御することが必要である。又昇圧電圧が一定に保たれると無電極放電ランプを定格電圧で駆動することになりその寿命を向上させることができる。さらに昇圧コイルXLを流れる整流電流IBrの位相を整流電圧Vdに近づけるとその力率が１に近づき、無電極放電ランプに供給される昇圧電圧VBの実効電力を最大にする（即ち電源効率を最適にする）ことが出来る。このため昇圧電圧VBを分圧した分圧昇圧電圧Vf、整流電圧Vdを分圧した分圧整流電圧Vpha、昇圧コイルXLを流れる整流電流IBrをモニタした整流電流モニタ電圧Idet、並びにパルス幅変調信号PWMでON/OFF制御される半導体スイッチQ1を断続的に流れる接地電流Isをモニタした断続電流モニタ電圧Isenを、位相制御電圧安定化回路VR_phaseに入力して、昇圧電圧VBに対する電圧安定化制御と電流・電圧の位相制御が平行して行われる。

次に図１の回路図、図２の等価回路図、図３の波形図を併用して昇圧電圧VBに対する高周波スイッチング回路B（高周波インバータ）の機能並びにその特徴（作用効果）を詳細に説明する。高周波インバータBは、高周波断続電流I_RF1-q/I_RF2-qによって励起されて高周波スイッチング電流I_RFを発生する高周波電流励振回路30と、その高周波スイッチング電流I_RFに伴って発生した高周波電圧Vsを励起コイルLD_coilと高周波電流励振回路30の高周波コイルLr他で分圧された分圧高周波電圧Vnを入力して、その位相制御並びに電圧制御をおこない、前述の第１スイッチ制御信号GS_RF2と第２スイッチ制御信号GS_RF3を発生する高周波電圧並びに高周波位相制御回路（以後、単に「電圧・位相制御回路」という）40と、電圧・位相制御回路40が発生した第１スイッチ制御信号GS_RF2と第２スイッチ制御信号GS_RF3とを停止／継続させる高周波発振制御回路20で構成される。

まず、高周波電流励振回路30は、前述の高周波断続電流I_RF1-q/I_RF2-qのエネルギーを蓄積／放出する高周波コイルLrと、高周波コイルLrの誘導作用に伴って生じる励振電流を通すフリーホィール・ダイオード（高周波コイルLrの電磁誘導作用を助ける）の働きをする第１ダイオードD1、第２ダイオードD2と、その励振電流の一部をグランドに分流する高周波接地コンデンサCeで構成される。高周波スイッチング電流I_RFによって励振される無電極放電ランプの励起コイルLD_coil、高周波コイルおよび高周波接地コンデンサCeは、共振コイルLt、共振コンデンサCt並びに負荷抵抗Rtから構成される並列共振回路PRCを形成する。この並列共振回路PRCには高周波スイッチング電流I_RFが流れて周波数2.65MHzで並列共振し、前述の高周波電圧Vsを発生する。

この高周波電圧を分圧した前述の分圧高周波電圧Vnは電圧・位相制御回路40に入力され、高周波トランスTRの1次側コイルPT1である位相制御コイルLxと位相制御コンデンサCx、位相制御抵抗Rxで、その位相並びに電圧が制御された高周波制御電圧V_Tを発生する。この高周波制御電圧V_Tは高周波トランスTRの誘導作用によって２次側コイルPT2、PT3にそれぞれの誘導高周波電圧を生じる。この誘導高周波電圧は高周波発振制御回路20の働きで発振停止（誘導高周波電圧を吸収する）あるいは発振継続（誘導高周波電圧を導通させる）の制御がおこなわれると同時に波形制御がおこなわれて、位相の異なる前述の第１スイッチ制御信号GS_RF2と第２スイッチ制御信号GS_RF3を発生する。

この第１スイッチ制御信号GS_RF2が発生すると第２半導体スイッチQ2が時刻t1からt2の間の周期Taに導通して、周波数fp＝2.65MHzの前半周期Tp/2（周期Tp＝1/fp）の高周波スイッチング電流I_RF2の電流の向きを反転させると同時に、高周波断続電流I_RF1-qを発生して高周波スイッチング電流I_RFを励振する。周期Taの間に並列共振回路PRCに蓄積された高周波断続電流I_RF1-qのエネルギは、時刻t2からt3の間に放出され第２ダイオードD2を通って高周波断続電流I_RF1-dが流れる。次に第２スイッチ制御信号GS_RF2が発生すると第３半導体スイッチQ2が時刻t3からt4の間の周期Tbに導通して、周波数fp＝2.65MHzの前半周期Tp/2の高周波スイッチング電流I_RF1の電流の向きを反転させると同時に、高周波断続電流I_RF2-qを発生して高周波スイッチング電流I_RFを励振する。周期Tbの間に並列共振回路PRCに蓄積された高周波断続電流I_RF2-qのエネルギは、時刻t4からt5の間に放出され第1ダイオードD1を通って高周波断続電流I_RF2-dが流れる。

このように、第２半導体スイッチQ2を流れる高周波断続電流I_RF1-q、第３半導体スイッチQ3を流れる高周波断続電流I_RF2-qならびに高周波エネルギーを蓄積／放出する並列共振回路PRC、さらに共振作用を助けるフリーホィール・ダイオード（第１ダイオード）D1、（第２ダイオード）D2の働きで高周波スイッチング電流I_RFが円滑に励振され、無電極放電ランプの励起コイルLD_coilを高い効率で駆動することができる。すなわち、高周波スイッチング電流I_RFの周波数fpの周期Tpに対して第２半導体スイッチQ2を高周波断続電流I_RF1-qが流れる時間（周期）はTaで、第３半導体スイッチQ3を高周波断続電流I_RF2-qが流れる時間（周期）はTbであり、両半導体スイッチQ2、Q3を電流が流れる時間（導通時間）は（Ta＋Tb）となる。よって高周波スイッチング電流I_RFの全周期Tpに対して、両半導体スイッチQ2、Q3の導通時間（Ta＋Tb）の割合、すなわち高周波スイッチングのパルスデューティ：PD＝（Ta＋Tb）/Tp-----(1)はかなり小さく（例えば50%から30%）なり、高周波インバータBの電源効率：η＝1/PD----(2)を大幅に向上（例えば2倍から3倍）する。

さらに、高周波エネルギーを蓄積／放出する並列共振回路PRCおよび共振作用を助けるフリーホィール・ダイオードD1、D2の働きで高周波スイッチング電流I_RFが円滑に流れ、その電流波形が図３のI_RFのように周波数fpの正弦波(基本波)に近づくことで、波形歪み（すなわち高調波）が殆ど無くなり、それに伴って発生する高周波ノイズを著しく低減することが可能である。これによって無電極放電ランプ電源装置のEMC性能を大幅に向上することができる。

電圧・位相制御回路40の位相制御インピーダンス：Zx＝Rx＋j［ωLx−1/（ωCx）］----(3)（但しω＝2πfp、位相制御コイルのインダクタンス：Lx、位相制御コンデンサの容量：Cx、位相制御抵抗の抵抗値：Rxで構成される）を調整することで、入力された分圧高周波電圧Vnの位相と振幅を最適制御した高周波制御電圧V_T（＝Vn［jωLx/Zx］----(4)）発生する。その結果、高周波制御電圧V_Tから前述の第１スイッチ制御信号GS_RF2並びに第２スイッチ制御信号GS_RF3を最適なタイミング（位相／パルス幅）で発生することが出来、高周波インバータBの電源効率：ηを一層向上することができる。

さらに、高周波トランスTRは励起コイルLD_coil、すなわち並列共振回路PRCに対して並列に接続された回路構成となり、分圧高周波電圧Vnを高インピーダンスで２次側コイルPT2、PT3に誘起し、第１スイッチ制御信号GS_RF2と第２スイッチ制御信号GS_RF3を発生するので、高周波トランスTRの１次側コイルPT1：Lxを流れる高周波電流I_RFの分流値が相当に小さくなる。その結果、励起コイルLD_coilに直列に接続され大電流が流れる従来の高周波トランスに比して、そのコイル(PT1/PT2/PT3)並びにコイルを巻くコア（磁心：フェライト等の高磁性体を使用）を小さくする（高周波電流I_RFの分流値では磁界の飽和が発生しないため）ことができる。その結果、直列に接続され大電流が流れる従来の高周波トランスによる高周波電力の損失および高周波トランスTRの発熱が解消され、高周波インバータの電源効率を向上すると共にそれを小形、安価にすることができる。

昇圧制御部回路あるいは高周波インバータ(高周波スイチング回路)Bから、整流回路（ブリッジ・ダイオードDB等で構成される）を介して交流電源側（商用電源CMP）に伝播、誘導される高周波ノイズを除去する高周波ノイズ除去回路NRCの機能と特徴（作用効果）について図４の回路図を使用して説明する。交流電源（商用電源CMPを使用）と整流回路の間にまず、π形ローパスフィルタ(Low Pass Filter)πLPFを接続する。さらに、整流回路のブリッジ・ダイオードDBの接地端子GTを大電流の接地電流を流すパワーグランドPGに直接接続すると共に、抵抗R_EおよびコンデンサC_Eで構成される接地フィルタ回路GFCを介して、無電極放電ランプ電源装置から放射される高周波ノイズ遮蔽するシールドに接続されたシャシーグランドCGに接続する。この接地フィルタ回路GFCをパワーグランドPGとシャシーグランドCGの間に接続することによって、シールド（あるいはシャシー）に大電流の高周波接地電流が回流することを防止して高周波ノイズの発生を防止することができる。

次に、高周波ノイズの伝播を阻止するπ形ローパスフィルタπLPFの構成と機能について説明する。このπ形ローパスフィルタπLPFは交流電源CMPと整流回路の間に直列に接続された２段のコモンモードチョークコイルC_mC_A、C_mC_Bと、その段間に接続されたYCap（Ｙ字接続キャパシタンス）と呼ばれる２つの直列接続コンデンサC_B1、C_B2、並びに両外側に接続されたコンデンサC_A、C_Dから構成される。コモンモードチョークコイルC_mC_A、C_mC_Bは、対向する各コイルに大電流の交流電流が流れそれに同相の高周波ノイズ電流が重畳しているときに、同相の高周波ノイズ電流が発生する互いの磁界が相殺するように働き、その通過を高い濾波能力で阻止するノイズ除去コイルである。また、２つの直列接続コンデンサC_B1、C_B2と接地線をＹの字に接続したYCap（Ｙ字接続キャパシタンス）のバイパスコンデンサC_B1、C_B2は、その接地線に互いに逆相となる高周波ノイズが流れそれを相殺する働きがあるため、接地線から高周波ノイズが誘導・放射されること防ぐ高周波ノイズ除去効果の大きいバイパスコンデンサである。

このように、高周波ノイズ除去効果の高いコモンモードチョークコイルC_mC_A、C_mC_Bを２段に接続し、その間に高周波ノイズ除去効果の高いYCapのバイパスコンデンサC_B1、C_B2を接続することにより、π形ローパスフィルタπLPFは相当に高い高周波ノイズ除去性能を得ることができる。その結果、交流電源線から高周波ノイズが誘導あるいは放射されることを確実に防止することができる。

次に図５の回路図と図６のタイムチャートを使用して昇圧電圧VBに対する電圧安定化制御と電流／電圧の位相制御について具体的に説明する。整流電圧Vdを抵抗R1、R2で分圧した分圧整流電圧Vphaは位相制御電圧安定化回路VR_phaseに入力され、最初に充放電の時定数の異なる積分回路10において積分され、充電すなわち立ち上がりの波形が、放電すなわち立下りの波形よりも速やかに且つ滑らかに変化する積分波形に変換される。それは充電時にはダイオードD11を通って素早くコンデンサ12に充電されるため充電時定数τcが小さく、放電時にはコンデンサ12の電圧が抵抗R11を通ってゆっくり放電されるため放電時定数τdが比較的に大きいことによる。積分における充放電の時定数を変えることは、無電極放電ランプを起動（点灯開始）するときに昇圧電圧VBを急速に上昇させて無電極放電ランプの放電開始閾値電圧VDthを瞬間的に越えるようにすることにより、無電極放電ランプの点灯が不安定になって輝度が変動して照明がチラツク、あるいは放電開始時に発生するRush Current （突入電流）が断続して電磁誘導ノイズを発生することを防ぐことが出来る。なお仔細ではあるが、コンデンサ12の容量をコンデンサ11の容量の50倍から150程度（例えば100倍）に選ぶと最良の充放電時定数が得られる。

昇圧電圧VBを抵抗R3、R4で分圧した分圧昇圧電圧Vfと積分された分圧整流電圧Vphaとはアナログ減算器（OPアンプを使用した減算回路等で構成される）11に入力されて差分電圧Vmを発生する。パルス幅変調信号PWMでON/OFFされる半導体スイッチQ1を流れる断続的な接地電流Isを、そのソース側に挿入された微小抵抗Rsでモニタした断続電流モニタ電圧Isenはコンパレータ12に入力される。この断続電流モニタ電圧Isenは差分電圧Vmを閾値として比較され、断続電流モニタ電圧Isenが差分電圧Vmを下回っている期間にハイレベルとなる電圧制御パルス信号Vp（第1比較出力）を発生する。なお断続電流モニタ電圧Isenは断続的な接地電流Isを昇圧コイルXLの一次側インダクタンスLpと微小抵抗Rsで積分したものであるから三角波（あるいは鋸歯状波）の信号波形になる。

昇圧コイルXLを流れる昇圧電流を整流した整流電流IBrを昇圧コイルLXの２次側コイルLsでモニタ（検出）した整流電流モニタ電圧IdetはコイルLsと入力抵抗Riで積分されてその包絡線電圧Idet-Enを形成し、閾値の基準電圧Vrefと比較されて、包絡線電圧Idet-Enが基準電圧Vrefを下回っている期間にハイレベルとなる位相制御パルス信号Vq（第２比較出力）を発生する。電圧制御パルス信号Vpと位相制御パルス信号VqをAND回路14に入力して両者の論理積を取ると半導体スイッチQ1の導通／遮断を制御するパルス幅変調信号PWMが得られる。このパルス幅変調信号PWMによって昇圧電圧VBが一定値になるように、同時に整流電流IBrと整流電圧Vdとの位相差がゼロ（零）に近づくように、位相制御電圧安定化回路VR_phaseにおいてフィードバックPWM制御が行われる。なお、図２ではクロック信号を使用しない回路構成で位相制御電圧安定化回路VR_phaseの機能について説明したが、クロック信号を使用した場合にも同様の回路構成で適切な機能を達成できる。さらにパルス幅変調（PWM）制御に適したカスタムICあるいはCPU(Central Processing Unit)等のマイコンを使用しても同様な機能を達成できる。

その結果、商用電源の交流電源の電圧が様々な要因によって変動しても、また無電極放電ランプの放電現象の変化によってその内部インピーダンス（励起コイルLD_coilの等価インピーダンスのLo/Co/並列抵抗、等の変化となる）が変動したときにも、常に安定した昇圧電圧VBを発生するので定格電力に適合した安定な高周波スイッチング電流I_RFを得ることができる。これによって本発明の無電極放電ランプ電源装置は明るさが安定した高輝度の照明を達成することができる。また昇圧電圧VBにおける整流電圧Vdと整流電流IBrの位相が一致してその力率が１に近くなるように、すなわち高周波駆動電源の実効電力（「有効電力」ともいう）が最大になるように制御されるので高輝度でかつ省電力の照明装置を実現することができる。さらに、昇圧電圧VBにおける整流電圧Vdと整流電流IBrの位相が一致してその力率が１に近くなるということは、整流電流IBrに高調波を発生することが防止され、高周波電磁誘導ノイズの発生を大幅に低減することが可能である。

ここで、本発明の無電極放電ランプ電源装置の特徴を纏めると次のようになる。
（１）高周波電流励振回路の働きで半導体スイッチQ2、Q3に流れる高周波断続電流(高周波スイッチング電流)を低減することができるので、高周波インバータの電源効率を向上する。すなわち無電極放電ランプ電源装置の電源効率を向上して省電力を実現できる。
（２）高周波電圧並びに高周波位相制御回路の働きで、高周波インバータを自励発振回路で構成することができ、その回路構成を簡単にする。
（３）高周波電流励振回路の働きで高周波スイッチング電流I_RFが波形歪みの少ない正弦波に近づき、高調波歪みが発生する高周波ノイズを低減することができる。
（４）高周波電圧並びに高周波位相制御回路の働きで２つのスイッチ制御信号を発生する高周波トランスを小形にすることができる。
（５）コモンモードチョークコイルとYCapを使用したπ形LPFの働きで交流電源線に発生する高周波ノイズを除去できる。
（６）接地フィルタ回路をパワーグランドとシャシーグランドの間に接続することによって、シールド（あるいはシャシー）に大電流の高周波接地電流が回流するために生じる、高周波ノイズの発生を防止することができる。
（７）高周波スイッチング電流の周波数：fpをfp＝2.65MHzに選定する（従来技術の周波数の３倍以上）ことによって、無電極放電ランプの放電効率（発光輝度）を向上すると共に、高周波コイル、励起コイル、高周波トランス等のコイルあるいは高周波接地コンデンサ等の回路部品を小さくすることができ、無電極放電ランプ電源装置を小形、安価にする。
（８）位相制御電圧安定化回路の働きにより、商用電源の交流電源の電圧が変動した場合にも、また無電極放電ランプの放電変化によって励起コイルのインピーダンスが変動した場合においても、安定した昇圧電圧VBを発生するので無電極放電ランプを常に安定に駆動することができる。
（９）位相制御電圧安定化回路の働きにより、整流電圧と整流電流の位相が一致して、昇圧制御部の力率が１になるように、すなわち昇圧制御部の実効電力が最大になるように制御されるので、高輝度でかつ省電力の照明装置を実現できる。
（１０）位相制御電圧安定化回路の働きにより、整流電圧と整流電流の位相が一致することは、整流電流に高調波が発生することを防止でき、高周波ノイズの発生を大幅に低減する。

本発明の無電極放電ランプ電源装置の全体構成を示す回路図。 高周波インバータの等価回路を示す回路図。 高周波インバータの各部の信号波形を示す波形図 高周波ノイズ除去回路の回路構成を示す回路図 位相制御電圧安定化回路の回路構成を示す回路図 位相制御電圧安定化回路の各部の信号波形を示すタイムチャート

符号の説明

CMP 交流電源（商用電源）
A 昇圧制御回路（昇圧手段）
B 高周波スイッチング回路（高周波インバータ、高周波スイッチング手段）
DB ダイオード・ブリッジ
XL 昇圧コイル
Q1 第１半導体スイッチ
VR_phase 位相制御電圧安定化回路（電圧安定化手段、位相制御手段）
Q2、Q3 第２半導体スイッチ、第３半導体スイッチ（高周波チョピング、高周波スイッチング）
Dr 整流ダイオード
Cs 平滑コンデンサ
20 高周波発振制御回路
30 高周波電流励振回路
40 高周波電圧並びに高周波位相制御回路（電圧・位相制御回路）
Lr 高周波コイル
Ce 高周波接地コンデンサ
TR 高周波トランス
Lx 位相制御コイル（高周波トランス１次側コイル）
Cx 位相制御コンデンサ
Rx 位相制御抵抗
PRC 並列共振回路（励起コイル、高周波コイル、高周波接地コンデンサで構成される等価回路）
D1 第１ダイオード（フリーホィール・ダイオード）
D2 第２ダイオード（フリーホィール・ダイオード）
LD_coil 励起コイル（無電極放電ランプ）
VR_phase 位相制御電圧安定化回路
NRC 高周波ノイズ除去回路
πLPF π形ローパスフィルタ
GFC 接地フィルタ回路
YC YCap（Ｙ字接続キャパシタンス）
C_mC_A、C_mC_B コモンモードチョークコイル
PG パワーグランド
CG シャシーグランド
GS_RF2 第１スイッチ制御信号
GS_RF3 第２スイッチ制御信号
I_RF 高周波スイッチング電流
I_RF1-q、I_RF2-q、I_RF1-d、I_RF2-d 高周波断続電流（高周波スイッチング電流）
Vd 整流電圧
Vi 起電圧
IBr 整流電流
Is 断続的な接地電流
VB 昇圧電圧
PWM パルス幅変調信号
Vf 分圧昇圧電圧
Vpha 分圧整流電圧
Idet 整流電流モニタ電圧
Isen 断続電流モニタ電圧
Vs 高周波電圧
Vn 分圧高周波電圧
V_T 高周波制御電圧
Vm 差分電圧
10 積分回路
11 アナログ減算器（OPアンプ減算回路）
12 第１コンパレータ
13 第２コンパレータ
14 AND回路（論理積回路）
Vp 電圧制御パルス信号（第1比較出力）
Vq 位相制御パルス信号（第２比較出力）

Claims (6)

1. 励起コイルに高周波スイッチング電流を供給し、その電磁誘導作用によって無電極放電ランプを励起するようにした無電極放電ランプの電源装置において、
   交流電源を整流した整流電圧を断続してグランドに接地して断続電流を発生し、電磁誘導作用により昇圧電圧を発生する昇圧手段と、
   前記昇圧電圧とグランドの間に直列に接続された２つの半導体スイッチを所定の周波数を有する各スイッチ制御信号に基づいて交互に導通させることによって前記高周波スイッチング電流を発生させ、該高周波スイチング電流を前記励起コイルに供給する高周波インバータと、
   前記高周波スイッチング電流により生じた高周波電圧を入力し、電磁誘導作用によって互いに逆極性となる２つの誘導電圧を誘起し、２つの該誘起電圧からそれぞれの前記スイッチ制御信号を発生する高周波トランスとを備え、
   前記高周波インバ−タは、
   電磁誘導作用により前記高周波スイッチング電流のエネルギーの蓄積、放出をおこなって高周波電流を励振する高周波コイルと、
   前記高周波コイルと前記励起コイルとの接続点およびグランドの間に接続され、
   １次側コイルに誘導結合し、前記第２半導体スイッチをオンオフする第１スイッチ制御信号を発生する２次側第１コイルと、前記第３半導体スイッチをオンオフする第２スイッチ制御信号を発生する２次側第２コイルとを備えた高周波トランスと、
   該高周波トランスの前記１次側コイルである位相制御コイルに直列に接続された位相制御コンデンサと該位相制御コンデンサに直列に接続された位相制御抵抗とを有し、前記第２半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの導通時間並びに導通位相を制御する高周波電圧並びに高周波位相制御回路を具備することを特徴とする無電極放電ランプ電源装置。
2. 前記昇圧手段は、
   交流電源を入力してその交流電圧に対応した整流電圧を発生する全波整流器と、
   前記整流電圧を入力しパルス幅変調信号によりグランドに流れる接地電流を断続する第１半導体スイッチと、該第１半導体スイッチに接続され該接地電流の断続に伴う電磁誘導作用によって起電圧を発生する昇圧コイルと、該起電圧を電圧整流する整流ダイオードとを有し、該整流電圧を平滑することにより該パルス幅変調信号に対応した前記昇圧電圧を発生す昇圧回路を備えた請求項１に記載の無電極放電ランプ電源装置。
3. 前記高周波インバータは、
   前記昇圧電圧を入力する入力端とグランドの間に直列に接続され、それぞれ異なる時間に導通することによって前記昇圧電圧を断続して前記高周波スイッチング電流を発生する第２半導体スイッチおよび第３半導体スイッチと、
   前記第２半導体スイッチに並列に接続され、前記第３半導体スイッチが導通状態から遮断状態に切り替わった後に前記高周波スイッチング電流を流す第１ダイオードと、
   前記第３半導体スイッチに並列に接続され、前記第２半導体スイッチが導通状態から遮断状態に切り替わった後に前記高周波スイッチング電流を流す第２ダイオードとを備え、
   前記高周波コイルが前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの接続点および前記励起コイルの間に接続されている請求項１または２に記載の無電極放電ランプ電源装置。
4. 前記交流電源と前記全波整流器との間に接続され、
   ２つの交流電源線をそれぞれ伝播する同相の高周波ノイズを除去する２つのコモンモードチョークコイルと、
   ２つの該コモンモードチョークコイルの段間において、２つの交流電源線の間に直列に接続され、該交流電源線の接続点に対向した接続点がグランドに導通する２つのコンデンサーから構成され、前記交流電源線に重畳した高周波ノイズを接地するＹ字接続キャパシタンスと、
   ２つの前記コモンモードチョークコイルにおいて前記Ｙ字接続キャパシタンスが接続されていない両外側の端子間にそれぞれ接続され、高周波ノイズを吸収する２つのコンデンサとを有するπ形ローパスフィルタを備え、かつ
   全波整流をおこなうダイオードブリッジの接地端子を、無電極放電ランプ電源装置に流れるパワー電流を吸収するパワーグランドに直接に接続すると同時に、抵抗とコンデンサとを介して無電極放電ランプ電源装置を電磁遮蔽するシャシーグランドに接続することにより高周波ノイズを除去する請求項１ないし３のいずれか１項に記載の無電極放電ランプ電源装置。
5. 前記高周波スイッチング電流の周波数を2MHzから3MHzの範囲に定めた請求項１ないし４のいずれか１項に記載の無電極放電ランプ電源装置。
6. 前記昇圧電圧を基準電圧と比較して前記断続電流のパルス幅を制御することにより該昇圧電圧を安定化する電圧安定化手段と、
   前記断続電流の整流電流と前記整流電圧との位相差を縮小するように前記断続電流のパルス幅を制御する位相制御手段と、
   を有する請求項１ないし５のいずれか１項に記載の無電極放電ランプ電源装置。

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