JP2001313192A - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】放電灯始動時にインバータ回路の出力が十分に
得られるようにすること。又、インバータ回路からの電
源側への高周波ノイズを効果的に低減すること。 【解決手段】部分平滑回路ＰＳと１石式のインバータ回
路ＩＮＶと出力変動制御回路ＣＴＬを組み合わせた電源
装置において、分圧抵抗Ｒ1´，Ｒ2´と平滑コンデンサ
Ｃ8´による入力電圧検出回路ＤＥＴを、第１のダイオ
ードＤ1 のアノード側と基準電位点間に接続する。入力
電圧検出回路ＤＥＴの直流検出電圧が所定値より上昇し
た時に、制御回路ＣＴＬはインバータ回路ＩＮＶの出力
を下げて安定化させるように制御する。第１のダイオー
ドＤ1 のアノード側は高周波電位がないため、負荷であ
る放電灯の始動時でも上記直流検出電圧には高周波電位
変動に基づく影響がなく、従って始動時には、制御回路
ＣＴＬではインバータ出力を絞る制御が行なわれず、効
果的に負荷回路ＬＤに対して十分な出力を供給すること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源からの入
力電流の歪を改善可能な部分平滑回路と１石式のインバ
ータ回路と出力変動制御回路とを用いて構成される電源
装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流電源を整流し平滑して得た直
流電圧を、スイッチング素子をオン，オフさせることに
よって交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回
路を用いた電源装置が知られている。このような電源装
置では、交流電源からの入力電流の歪を改善することが
要求されている。

【０００３】そこで、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジのような全波整流回路で整流し、該全波整流電圧（直
流出力電圧）を、高周波バイパス回路を介し、上記入力
電流の歪を改善する目的の部分平滑回路を通した後、イ
ンバータ回路により高周波交流電圧に変換して負荷回路
ＬＤに供給する電源装置が開発されている。

【０００４】このような電源装置の公知例として、特開
平１０−２１５５８２号公報に記載されているものがあ
る。該公報には、全波整流後の入力電圧を検出して入力
電圧が低いときに（即ち全波整流電圧における電源ゼロ
クロス付近を検出したときに）制御手段でインバータ回
路の出力を大きくし、第２のコンデンサＣ2 の電位を入
力電圧より低くして、入力電流を負荷に流し、入力電圧
が低いときでも入力電流に含まれる高調波を低減する、
ことが記載されている。

【０００５】しかしながら、上記の公知例では、全波整
流電圧における電源半周期での入力電圧の高低を検出す
るものであり、その入力電圧が高いときには、スイッチ
ング素子Ｑ1 の発振周波数は高い状態を維持するので、
インバータ回路の出力はそのままである（上記公報の

【００２７】参照）、と記載されている。つまり、公知
例では、入力電圧が低い部分即ち電源ゼロクロス付近を
検出するために入力電圧検出手段７が設けられており、
電源ゼロクロス付近を検出したときにのみ制御手段でイ
ンバータ回路の出力を増加させるものである。従って、
入力電圧（全波整流電圧）を平滑して得られる直流的な
電圧変動を検出し、その検出電圧が高いときに制御手段
でインバータ回路の出力を抑えるように補正することに
ついては記載されていない。換言すれば、公知例は、入
力電源電圧が上昇したときにインバータ回路の出力が過
剰に上昇するのを制限(防止)するよう制御するものでな
いことは明らかである。

【０００６】一方、他の従来例として、入力電圧（全波
整流電圧）を平滑して得られる直流電圧の変動に対して
制御手段でインバータ回路の出力が変動するのを抑える
（補正する）ことができるようにした電源装置が開発さ
れている。

【０００７】図５は、部分平滑回路と１石式のインバー
タ回路と出力変動制御回路を組み合わせた従来の電源装
置の回路図を示している。ここでは、負荷回路ＬＤとし
て放電灯ＦＬを用いた放電灯点灯装置について説明す
る。

【０００８】図５において、電源装置は、交流電源ＡＣ
からの電圧をフィルタ回路ＦＩＬを介してダイオードブ
リッジのような全波整流回路ＲＥＣに供給し、該全波整
流回路ＲＥＣで全波整流した後、第１のコンデンサＣ1
，第１のダイオードＤ1 ，第２のコンデンサＣ2 から
成る高周波バイパス回路を介し、さらに部分平滑回路Ｐ
Ｓを介して１石式の高周波インバータ回路ＩＮＶの両端
に供給する構成となっている。前記高周波バイパス回路
は、全波整流回路ＲＥＣの出力端間に並列的に接続され
て、入力電源電圧保持機能及び高周波バイパス機能を有
する第１，第２のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、該第１，第
２のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の正極側端子間に接続され
て、インバータ回路ＩＮＶ側からＡＣ電源側への高周波
パルスの流入を阻止する機能を有する第１のダイオード
Ｄ1 とから構成されている。前記第１，第２のコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 はほぼ同容量か、第２のコンデンサＣ2 の
方が第１のコンデンサＣ1 に比べて小さい容量とされて
いる。

【０００９】部分平滑回路ＰＳは、前記第１のダイオー
ドＤ1 のカソードと前記第２のコンデンサＣ2 の接続点
と、基準電位ラインＬref との間に充電用コンデンサＣ
3 とコイルＬ1 とダイオードＤ2 の直列回路を接続し、
コイルＬ1 とダイオードＤ2のカソードとの接続点にダ
イオードＤ3 のアノードを接続して構成されている。

【００１０】インバータ回路ＩＮＶは、１石式自励式の
高周波インバータ回路で構成され、前記充電用コンデン
サＣ3 の正極側出力端と前記基準電位ラインＬref との
間に第１の共振コンデンサＣ4 とスイッチング素子Ｑ1
のコレクタ・エミッタとを直列に接続し、共振コンデン
サＣ4 とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタとの接続点を
前記部分平滑回路ＰＳのダイオードＤ3 のカソードに接
続する一方共振コイルＬ2 を介してインバータコイルＬ
10の中点に接続している。なお、トランジスタＱ1 のコ
レクタ・エミッタに並列に第２の共振コンデンサＣ5 が
接続している。また、前記充電用コンデンサＣ3 の正極
側出力端はインバータコイルＬ10の一端に接続する一方
放電灯ＦＬの一方のフィラメントに接続し、コイルＬ10
の他端はトランスＴ1 の１次側コイルを介して放電灯Ｆ
Ｌのもう一方のフィラメントに接続している。前記充電
用コンデンサＣ3 の正極側出力端と前記トランスＴ1 の
１次側コイルの一端との間には、放電灯ＦＬの一方のフ
ィラメントと予熱用コンデンサＣ6 と放電灯ＦＬのもう
一方のフィラメントとが直列に接続されている。放電灯
ＦＬと予熱用コンデンサＣ6 とは、負荷回路ＬＤを構成
している。前記トランスＴ1 の２次側コイルの一端は共
振コンデンサＣ7 を直列に介してトランジスタＱ1 のエ
ミッタ即ち基準電位ラインＬref に接続しており、２次
側コイルの他端はトランジスタＱ1 のベースに接続して
いる。トランスＴ1 の２次側コイルとコンデンサＣ7 は
共振回路を構成している。

【００１１】なお、スイッチング素子Ｑ1 としてバイポ
ーラトランジスタを用いた場合には、コレクタ・エミッ
タ間に並列に逆導通用のダイオードが必要になるが、図
４の従来例では、ダイオードＤ2 ，Ｄ3 の直列回路がＱ
1 の逆導通用ダイオードの機能を果たしているので、逆
導通用のダイオードを別に接続していない。

【００１２】さらに、第１のダイオードＤ1 のカソード
と基準電位ラインＬref との間には、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を
直列接続した分圧回路と、抵抗Ｒ2 に並列に接続された
平滑コンデンサＣ8 とで構成された入力電圧検出回路Ｄ
ＥＴが配設されている。

【００１３】入力電圧検出回路ＤＥＴの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
の接続点に得られる検出電圧は、次段の制御回路ＣＴＬ
に供給される。制御回路ＣＴＬでは、前記検出電圧に応
じた制御信号を発生して、インバータ回路ＩＮＶの前記
スイッチング素子Ｑ1 のオフ時間を制御することで、イ
ンバータ回路ＩＮＶの出力を制御するようになってい
る。

【００１４】制御回路ＣＴＬは、ベースに前記検出回路
ＤＥＴの検出電圧が供給されエミッタに図示しない直流
電源からの直流電圧Ｖccが供給されコレクタ電流が前記
検出電圧に応じて制御されるＰＮＰトランジスタＱ2
と、ＰＮＰトランジスタＱ2 のコレクタ電流をトランジ
スタＱ3 のベースに導くための抵抗Ｒ3 及びコンデンサ
Ｃ9 から成る回路と、ベースに前記コンデンサＣ9 の電
圧が供給されコレクタが基準電位ラインＬref に接続に
されエミッタ電流が前記検出電圧の大小に逆比例するよ
うに制御されるＮＰＮトランジスタＱ3 と、で構成され
る。なお、上記トランジスタＱ2，Ｑ3はそれぞれのベー
スに供給される電圧に応じて導通抵抗が変わる可変抵抗
として機能する。

【００１５】そして、上記制御回路ＣＴＬのトランジス
タＱ3 のエミッタが上記スイッチング用トランジスタＱ
1 のベースとトランスＴ1 の２次側コイルとの接続点に
接続された構成となっている。

【００１６】上記の電源装置の構成では、交流電源ＡＣ
が投入されると、入力電源電圧は全波整流回路ＲＥＣで
全波整流され、第１のコンデンサＣ1 ，第１のダイオー
ドＤ1 ，及び第２のコンデンサＣ2 から成る高周波バイ
パス回路を経て部分平滑回路ＰＳの充電用コンデンサＣ
3 を充電し、前記全波整流回路ＲＥＣの電圧が高周波バ
イパス回路を経て共振コイルＬ2 ，Ｌ10及び共振コンデ
ンサＣ4，Ｃ5から成る共振回路に供給され、スイッチン
グ用トランジスタＱ1 がオフのときは該共振回路が共振
し、その共振電圧がコイルＬ10及びトランスＴ1 を介し
て負荷である放電灯ＦＬ両端の予熱コンデンサＣ6 に供
給されて共振することで放電灯ＦＬが点灯するととも
に、トランスＴ1 の２次側共振回路によって共振電圧
（例えば数十ＫＨｚの高周波振動）がスイッチング用ト
ランジスタＱ1 のベースに供給されて、トランジスタＱ
1 のスイッチング動作が持続される。これによってイン
バータ回路ＩＮＶは発振動作を持続し、負荷である放電
灯ＦＬを点灯し続ける。

【００１７】なお、スイッチング素子であるトランジス
タＱ1 のベースに構成された高周波共振回路では、トラ
ンジスタＱ1 がオンの時はトランスＴ1 の２次側コイル
からＱ1 のベース，エミッタを通り基準電位ラインＬre
f ，コンデンサＣ7 の順に電流が流れてコンデンサＣ7
の基準電位側がプラスにそのトランス側がマイナスとな
る方向に充電され、トランジスタＱ1 のオフ時にはコン
デンサＣ7 の基準電位側から放電し、基準電位ラインＬ
ref ，トランジスタＱ3 のコレクタ，エミッタを通りト
ランスＴ1 の２次側コイルからコンデンサＣ7 のトラン
ス側へと電流が流れコンデンサＣ7 のトランス側がプラ
スにその基準電位側がマイナスとなる方向に充電され
る。この充放電の繰り返しによってトランジスタＱ1 の
スイッチング動作が行なわれる。

【００１８】放電灯ＦＬの点灯後、入力電源電圧が変動
し、第１のダイオードＤ1 のアノード側の電圧Ｖinが上
がり、第１のダイオードＤ1 のカソード側の電圧ＶDCが
上昇すると、入力電圧検出回路ＤＥＴの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
の接続点に得られる検出電圧Ｖ1 も上がり、トランジス
タＱ2 のコレクタから出力されるコレクタ電流Ｉ1 は減
少し、その結果トランジスタＱ3 のエミッタから出力さ
れるエミッタ電流Ｉ2も減少するように動作する。従っ
て、スイッチング用トランジスタＱ1 のオフ時における
コンデンサＣ7 の基準電位側よりトランジスタＱ3 のコ
レクタ・エミッタを通してコンデンサＣ7 のトランス側
へ放電する電流が減少し、Ｑ1 のベース回路の共振周期
におけるトランジスタＱ1 のオフする時間が長くなり、
インバータ回路ＩＮＶの出力を抑える。つまり、制御回
路ＣＴＬは、入力電源電圧が上昇すると、インバータ回
路ＩＮＶの出力が上昇してしまわないように減少させる
よう制御する。

【００１９】負荷である放電灯ＦＬの点灯時において
は、第１のダイオードＤ1 のカソード側の電圧をＶDC
(点)とし、入力電圧検出回路ＤＥＴの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の
接続点に得られる検出電圧をＶ1(点)とすると、 Ｖ1(点)＝{ Ｒ2 ／（Ｒ1＋Ｒ2）}×ＶDC(点) と表される。従って、第１のダイオードＤ1 のカソード
側の電圧ＶDCが変われば、これに比例して入力電圧検出
回路ＤＥＴの検出電圧Ｖ1 も変動することになる。

【００２０】一方、第１のダイオードＤ1 のカソード側
の電圧ＶDCは、放電灯点灯時と放電灯始動時とでは大き
く異なっている。これを図６の点灯時の波形と図７の始
動時の波形とを参照しながら説明する。

【００２１】図６は、放電灯点灯時における、第１のダ
イオードＤ1 のアノード側の電圧Ｖinと、第１のダイオ
ードＤ1 のカソード側の電圧ＶDC(点)とを示している。
第１のダイオードＤ1 のカソード側の電圧ＶDC(点)は、
アノード側の電圧Ｖinに対してインバータ回路ＩＮＶの
影響で高周波成分が重畳した状態となっている。

【００２２】また、図７は、放電灯始動時における、第
１のダイオードＤ1 のアノード側の電圧Ｖinと、第１の
ダイオードＤ1 のカソード側の電圧ＶDC(始)とを示して
いる。第１のダイオードＤ1 のカソード側の始動時の電
圧ＶDC(始)についても、図６の場合と同様にインバータ
回路ＩＮＶの影響で高周波成分が重畳している。そし
て、図７に示した始動時の電圧ＶDC(始)は、図６に示し
た点灯時の電圧ＶDC(点)に比べて高周波成分の振幅が非
常に大きくなっている。

【００２３】図６及び図７から明らかなように、 始動
時の電圧ＶDC(始)と点灯時の電圧ＶDC(点) とでは、ＶD
C(始)＞ＶDC(点) の関係があるので、入力電圧検出回
路ＤＥＴの検出電圧Ｖ1 についても、始動時の電圧Ｖ1
(始) は点灯時の電圧Ｖ1(点)よりも大きい。つまり、
Ｖ1(始) ＞Ｖ1(点) の関係が成立する。

【００２４】従って、図５のような入力電圧検出回路Ｄ
ＥＴ及び出力変動制御回路ＣＴＬを備えた電源装置にお
いては、放電灯始動時は図７に示したように第１のダイ
オードＤ1 のカソード側の電圧ＶDC(始)が上昇する結
果、制御回路ＣＴＬによってインバータ回路ＩＮＶの出
力を絞った状態に制御され易く、放電灯ＦＬを点灯する
ことができるに足るだけのインバータ出力が得られない
場合があった。

【００２５】さらに、図５の電源装置では、インバータ
回路ＩＮＶからの高周波ノイズが交流電源側に回り込む
のを防ぐために、高周波バイパス回路やノイズ低減用の
フィルタ回路ＦＩＬが配設されているものの、さらに交
流電源側に高周波ノイズが回り込むことがないようにす
る工夫が求められている。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、前述の公
知例は、入力電圧（全波整流電圧）を平滑して得られる
直流電圧の変動を検出し、その検出電圧が高いときに制
御回路でインバータ回路の出力を抑える（補正する）よ
うに制御するものではなかった。

【００２７】また、入力電圧検出回路ＤＥＴ及び出力変
動制御回路ＣＴＬを備えた図５の従来例の電源装置にお
いては、第１のダイオードＤ1 のカソード側は高周波の
電位で振動しており、特に放電灯始動時には大きく振れ
るため、入力電圧検出回路ＤＥＴの検出電圧によって出
力変動制御回路ＣＴＬが動作し易い。このため、放電灯
始動時は、制御回路ＣＴＬの動作によってインバータ回
路ＩＮＶの出力を絞った状態となり易く、放電灯ＦＬを
点灯可能とするだけのインバータ出力が得られないとい
う問題があった。

【００２８】さらに、インバータ回路ＩＮＶから電源側
へ回り込む高周波ノイズを効果的に低減する工夫が求め
られている状況にある。

【００２９】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、入力
電流歪の改善機能を有すると共に、放電灯始動時のイン
バータ回路出力が十分に得られる電源装置、放電灯点灯
装置及び照明装置を提供することを目的とするものであ
る。

【００３０】また、本発明は、インバータ回路からの電
源側への高周波ノイズを効果的に低減することができる
電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供すること
を目的とするものである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流
回路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される
第１，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間
に接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回
路と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平
滑回路と；共振コンデンサ及び共振コイルを有する共振
回路と、この共振回路に直列に接続されたスイッチング
素子とを備え、このスイッチング素子のスイッチング動
作により前記整流回路からの直流電圧を所定の周波数の
高周波電圧に変換し、負荷回路を駆動する１石式のイン
バータ回路と；前記第１のダイオードのアノード側の入
力電圧を平滑して得られる直流電圧を検出する入力電圧
検出回路と；前記入力電圧検出回路で検出された直流電
圧が所定値よりも高いときに前記インバータ回路の出力
を抑えるように制御する制御回路と；を具備したもので
ある。

【００３２】請求項１の発明において、前記整流回路は
例えばダイオードブリッジによる全波整流回路で構成さ
れる。前記スイッチング素子としては、例えばバイポー
ラトランジスタを用いる。

【００３３】スイッチング素子のスイッチング周波数
は、整流回路の出力周波数より高く、数十ｋＨｚ以上が
好ましく、４０〜５０ｋＨｚ程度がより好ましい。（以
上は以下の説明についても同様である。） 請求項２記載の発明は、請求項１記載の電源装置におい
て、前記入力電圧検出回路は、前記第１のダイオードの
アノード側と基準電位点間に直列接続された第１，第２
の抵抗からなる分圧回路と；前記第２の抵抗に並列に接
続された平滑コンデンサと；で構成されることを特徴と
する。

【００３４】請求項３記載の発明は、請求項１記載の電
源装置において、前記１石式のインバータ回路は、共振
コンデンサ及び共振コイルを有する共振回路と；この共
振回路に直列に接続されたスイッチング素子と；前記負
荷回路に並列接続され中点に前記共振コイルの一端が接
続されたインバータコイルと；該インバータコイルに直
列に１次側コイルが接続されたトランスと；前記スイッ
チング素子のベースとエミッタ間に設けられ、前記トラ
ンスの２次側コイルに直列接続した共振コンデンサと該
２次側コイルとで構成したベース側共振回路と；を備え
た自励式のインバータ回路で構成され、前記制御回路
は、ベースに前記入力電圧検出回路の検出電圧が供給さ
れエミッタに直流電源からの直流電圧が供給されコレク
タ出力電流が前記検出電圧に応じて制御されるＰＮＰ形
の第１のトランジスタと；該第１のトランジスタのコレ
クタ電流を第２のトランジスタのベースに導くための抵
抗及び積分コンデンサから成る回路と；ベースに前記積
分コンデンサの電圧が供給されコレクタが基準電位点に
接続されエミッタ出力電流が前記検出電圧の大小に逆比
例するように制御されるＮＰＮ形の第２のトランジスタ
と；で構成され、前記第２のトランジスタのエミッタ出
力電流は、前記スイッチング素子のベースと前記トラン
スの２次側コイルとの接続点に供給されることを特徴と
する。

【００３５】請求項４記載の発明による電源装置は、交
流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流
回路の出力端間に並列的に接続される第１，第２のコン
デンサとこれらのコンデンサの正極間に接続される第１
のダイオードを含む高周波バイパス回路と；前記高周波
バイパス回路の出力を平滑する部分平滑回路と；共振コ
ンデンサ及び共振コイルを有する共振回路と、この共振
回路に直列に接続されたスイッチング素子を備え、この
スイッチング素子のスイッチング動作により前記整流回
路からの直流電圧を所定の周波数の高周波電圧に変換
し、負荷回路を駆動する１石式のインバータ回路と；前
記第１のダイオードのアノード側の入力電圧を平滑して
得られる直流電圧を検出する入力電圧検出回路と；前記
入力電圧検出回路で検出された直流電圧が所定値よりも
高いときに前記インバータ回路の出力を抑えるように制
御する制御回路と；を具備し、さらに、前記整流回路の
整流前の交流電源ラインの一線をコンデンサを介して基
準電位点に接続する一方、前記整流回路の整流後の出力
ラインの一方をコンデンサを介して基準電位点に接続し
たことを特徴とする。

【００３６】請求項５記載の発明による放電灯点灯装置
は、前記負荷回路は放電灯回路で構成され、該放電灯回
路の電源装置として請求項１〜４のいずれか１つに記載
の電源装置を用いたことを特徴とする。

【００３７】この説明において、放電灯は、蛍光ラン
プ、高輝度放電灯等どのような放電灯であってもよい。
（以上は以下の説明についても同様である。） 請求項６記載の発明による照明装置は、請求項５記載の
放電灯点灯装置と；この放電灯点灯装置における放電灯
が装着される照明器具本体と；を具備したことを特徴と
する。

【００３８】請求項１の発明においては、部分平滑回路
と１石式のインバータ回路と出力変動制御回路を組み合
わせた電源装置において、分圧抵抗とコンデンサによる
入力電圧検出回路を第１のダイオードのアノード側に接
続した。第１のダイオードのアノード側は高周波電位が
ないため、負荷回路始動時でも高周波による電位変動が
なく従って入力電圧検出回路の検出電圧は点灯時のそれ
と同じでほぼ一定である。このため、負荷回路の始動時
でも、インバータ出力を抑制する制御回路が過剰に動作
しなくなる。そのため、始動時に、入力電圧検出による
インバータ出力を抑制する制御が行なわれず、効果的に
負荷回路に対して十分な出力を供給することができる。
加えて、部分平滑回路により入力電流歪を改善（入力電
流に含まれる高調波を低減）することができる。また、
スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回
路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成の
電源装置を実現することができる。

【００３９】請求項２の発明においては、入力電圧検出
回路は、分圧抵抗に並列に平滑コンデンサを接続した構
成としているので、全波整流された入力電圧を平滑して
得られる直流電圧の変動に対して制御回路が制御動作し
て、インバータ回路の出力変動を抑える（補正する）こ
とができる。

【００４０】請求項３の発明においては、交流電源の変
動により、入力電圧検出回路で検出された直流電圧が上
昇すれば、制御回路は、自励式の１石式インバータ回路
のベース側共振回路を制御して、該インバータ回路の出
力を抑えるように制御することができる。しかも、制御
回路の構成が公知例などと比べて極めて簡単である。

【００４１】請求項４の発明においては、記整流回路の
整流前の交流電源ラインの一線と整流回路の整流後の出
力ラインの一方の２箇所をそれぞれコンデンサを介して
基準電位点に接続する構成としたことで、請求項１の発
明におけるインバータ回路で発生する高周波ノイズが交
流電源側に流入するのを、極めて効果的に低減すること
ができる。しかも、各コンデンサとしては大形のものを
用いる必要がない。

【００４２】請求項５の発明においては、負荷として放
電灯回路を用いた電源装置を構成する。放電灯始動時
に、入力電圧検出によるインバータ出力を抑制する制御
が行なわれず、効果的に放電灯に対して十分な出力を供
給できる放電灯点灯装置を実現することができる。加え
て、部分平滑回路により入力電流歪を改善（入力電流に
含まれる高調波を低減）することができる。また、スイ
ッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を
使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成の放電
灯点灯装置を実現することができる。

【００４３】請求項６の発明においては、請求項５の放
電灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構
成する。従って、放電灯始動時に、入力電圧検出による
インバータ出力を抑制する制御が行なわれず、効果的に
放電灯に対して十分な出力を供給できる照明装置を実現
することができる。加えて、部分平滑回路により入力電
流歪を改善（入力電流に含まれる高調波を低減）するこ
とができる。また、スイッチング素子を１つだけ用いた
１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の
少ない簡単な構成の照明装置を実現することができる。

【００４４】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態について図面を
参照して説明する。図１は本発明の一実施の形態の電源
装置を示す回路図である。ここでは、電源装置の一例と
して、負荷回路ＬＤに放電灯回路を用いた放電灯点灯装
置の構成を示している。

【００４５】図１において図５の従来例と異なる点は、
分圧回路と平滑コンデンサで構成される入力電圧検出回
路ＤＥＴを、第１のダイオードのアノード側と基準電位
ラインＬref 間に接続する構成としたものである。この
ようにすることで、結果的に、公知例（特開平10-21558
2号公報）における入力電圧検出手段の場合と同様にな
るが、本実施の形態の回路は公知例と以下の点で異なっ
ている。

【００４６】即ち、公知例では、入力電圧検出手段は電
源半周期における電圧の高低を検出し、制御手段はその
検出電圧が低いとき（即ち電源ゼロクロス付近のとき）
にインバータ回路の出力を大きくすることで、第２のコ
ンデンサの電位を入力電圧より低くし、電源ゼロクロス
付近においても入力電流が常に負荷に供給されるように
するものである。これに対して、本発明の実施の形態で
は、(1)入力電圧検出回路ＤＥＴは入力電圧（全波整流
電圧）を平滑して得られる直流電圧（平均的な電圧）を
検出するものであることと、(2)制御回路ＣＴＬは入力
電圧検出回路ＤＥＴの直流検出電圧が所定値よりも高く
なったときにインバータ回路ＩＮＶの出力が上昇しない
ように制御を行なうものであること、の２点で大きく異
なっている。

【００４７】以下に、本発明実施の形態の構成を述べ
る。図１において、電源装置は、交流電源ＡＣからの電
圧をフィルタ回路ＦＩＬを介してダイオードブリッジの
ような全波整流回路ＲＥＣに供給し、該全波整流回路Ｒ
ＥＣで全波整流後、第１のコンデンサＣ1 ，第１のダイ
オードＤ1 ，第２のコンデンサＣ2 から成る高周波バイ
パス回路を介し、さらに部分平滑回路ＰＳを介して１石
式の高周波インバータ回路ＩＮＶの両端に供給される構
成となっている。前記高周波バイパス回路は、全波整流
回路ＲＥＣの出力端間に並列的に接続され、入力電源電
圧保持機能及び高周波バイパス機能を有していて、全波
整流回路ＲＥＣの直流出力端間に並列的に接続される第
１，第２のコンデンサＣ1 ，Ｃ2と、該第１，第２のコ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 の正極側端子間に順方向に接続され
て、インバータ回路ＩＮＶからＡＣ電源側への高周波パ
ルスの流入を阻止する機能を有する第１のダイオードＤ
1 とから構成されている。なお、前記第１，第２のコン
デンサＣ1 ，Ｃ2 はほぼ同容量とされるか、第２のコン
デンサＣ2 の方が第１のコンデンサＣ1 に比べて小さい
容量とされる。

【００４８】部分平滑回路ＰＳは、充電用コンデンサＣ
3 ，コイルＬ1 ，及びダイオードＤ2 ，Ｄ3 から構成さ
れ、前記第１のダイオードＤ1 のカソードと前記第２の
コンデンサＣ2 の接続点と基準電位ラインＬref との間
に、充電用コンデンサＣ3 とコイルＬ1 とダイオードＤ
2 の直列回路を接続し、コイルＬ1 とダイオードＤ2の
カソードとの接続点にダイオードＤ3 のアノードを接続
して構成されている。

【００４９】インバータ回路ＩＮＶは、１石式自励式の
高周波インバータ回路で構成され、前記充電用コンデン
サＣ3 の正極側出力端と前記基準電位ラインＬref との
間に第１の共振コンデンサＣ4 とトランジスタで構成さ
れるスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタとを直
列に接続し、共振コンデンサＣ4 とスイッチング素子Ｑ
1 のコレクタとの接続点を前記部分平滑回路ＰＳのダイ
オードＤ3 のカソードに接続する一方共振コイルＬ2 を
介してインバータコイルＬ10の中点に接続している。な
お、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタに並列
に第２の共振コンデンサＣ5 が接続されている。また、
前記充電用コンデンサＣ3 の正極側出力端はインバータ
コイルＬ10の一端に接続する一方放電灯ＦＬの一方のフ
ィラメントに接続し、該コイルＬ10の他端はトランスＴ
1 の１次側コイルを介して放電灯ＦＬのもう一方のフィ
ラメントに接続している。前記充電用コンデンサＣ3 の
正極側出力端と前記トランスＴ1 の１次側コイルの一端
との間には、放電灯ＦＬの一方のフィラメントと予熱用
コンデンサＣ6 と放電灯ＦＬのもう一方のフィラメント
とが直列に接続されている。放電灯ＦＬと予熱用コンデ
ンサＣ6 とは、負荷回路ＬＤを構成している。前記トラ
ンスＴ1 の２次側コイルの一端は共振用コンデンサＣ7
を直列に介してトランジスタＱ1 のエミッタ即ち基準電
位ラインＬref に接続しており、２次側コイルの他端は
トランジスタＱ1 のベースに接続している。トランスＴ
1 の２次側コイルとコンデンサＣ7 は共振回路を構成し
ている。

【００５０】なお、スイッチング素子Ｑ1 としてバイポ
ーラトランジスタを用いた場合には、コレクタ・エミッ
タ間に並列に逆導通用のダイオードが必要になるが、ダ
イオードＤ2 ，Ｄ3 の直列回路がこの逆導通用ダイオー
ドの機能を果たしている。

【００５１】さらに、第１のダイオードＤ1 のアノード
と基準電位ラインＬref との間には、抵抗Ｒ1´，Ｒ2´
を直列接続した分圧回路と、抵抗Ｒ2´に並列に接続さ
れた平滑コンデンサＣ8´とで構成された入力電圧検出
回路ＤＥＴが配設されている。

【００５２】ここで、図１で抵抗Ｒ1´，Ｒ2´，平滑コ
ンデンサＣ8´と（´）付きの符号を付しているのは、
図５の入力電圧検出回路ＤＥＴにおける抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
，及び平滑コンデンサＣ8 とは定数（抵抗値）を異な
らせて設定していることを示している。即ち、図５にお
ける点灯時の検出電圧Ｖ1(点)と、図１における点灯時
の検出電圧Ｖ1´(点)との間で、Ｖ1(点)＝Ｖ1´(点)
となるようにＲ1 ，Ｒ2，Ｃ8 の値をＲ1´，Ｒ2´，Ｃ8
´に変更することにより、制御回路ＣＴＬに使用されて
いる回路素子の定数を図１と図５とで全く同じにする
（つまり、図５の従来例の制御回路ＣＴＬの回路定数を
変更することなく図１の回路に使用する）ことができ
る。

【００５３】入力電圧検出回路ＤＥＴの抵抗Ｒ1´，Ｒ2
´の接続点に得られる検出電圧Ｖ1´は、次段の制御回
路ＣＴＬに供給される。制御回路ＣＴＬでは、前記検出
電圧に応じた制御信号を発生して、インバータ回路ＩＮ
Ｖの前記スイッチング素子Ｑ1 の発振周期におけるオフ
時間を制御することで、インバータ回路ＩＮＶの出力を
制御するようになっている。つまり、制御回路ＣＴＬは
スイッチング素子Ｑ1をＰＷＭ制御するようになってい
る。

【００５４】制御回路ＣＴＬは、ベースに前記入力検出
回路ＤＥＴの検出電圧が供給されエミッタに図示しない
直流電源からの直流電圧Ｖccが供給されコレクタ電流が
前記検出電圧に応じて制御されるＰＮＰ形の第１のトラ
ンジスタＱ2 と、該第１のトランジスタＱ2 のコレクタ
電流を第２のトランジスタＱ3 のベースに導くための抵
抗Ｒ3 及び積分コンデンサＣ9 から成る回路と、ベース
に前記積分コンデンサＣ9 の電圧が供給されコレクタが
基準電位ラインＬref に接続されエミッタ電流が前記検
出電圧の大小に逆比例するように制御されるＮＰＮ形の
第２のトランジスタＱ3 と、で構成される。なお、上記
第１，第２のトランジスタＱ2，Ｑ3はそれぞれのベース
に供給される電圧に応じて導通抵抗値が変わる可変抵抗
として機能する。

【００５５】そして、上記制御回路ＣＴＬの第２のトラ
ンジスタＱ3 のエミッタ出力電流が制御信号として、上
記スイッチング素子Ｑ1 のベースとトランスＴ1 の２次
側コイルとの接続点に供給される構成となっている。

【００５６】上記の電源装置の構成では、交流電源ＡＣ
が投入されると、入力電源電圧は全波整流回路ＲＥＣで
全波整流され、第１のコンデンサＣ1 ，第１のダイオー
ドＤ1 ，及び第２のコンデンサＣ2 から成る高周波バイ
パス回路を経て部分平滑回路ＰＳの充電用コンデンサＣ
3 を充電し、前記全波整流回路ＲＥＣの電圧が高周波バ
イパス回路を経て共振コイルＬ2 ，インバータトランス
Ｌ10及び共振コンデンサＣ4 ，Ｃ5 から成る共振回路に
供給され、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフのと
きは該共振回路が共振し、その共振電圧がインバータコ
イルＬ10及びトランスＴ1 を介して負荷である放電灯Ｆ
Ｌ両端の予熱コンデンサＣ6 に供給されて共振すること
で放電灯ＦＬが点灯するとともに、トランスＴ1 の２次
側共振回路によって発生する共振振動電圧（例えば数十
ＫＨｚの高周波振動）がスイッチング用トランジスタＱ
1 のベースに供給されて、トランジスタＱ1 のスイッチ
ング動作が持続される。これによってインバータ回路Ｉ
ＮＶは発振動作を持続し、負荷である放電灯ＦＬに電力
を供給して点灯を持続する。

【００５７】ここで、スイッチング素子であるトランジ
スタＱ1 のベースに構成されたベース側共振回路では、
トランジスタＱ1 がオンの時はトランスＴ1 の２次側コ
イルからＱ1 のベース，エミッタを通り基準電位ライン
Ｌref ，コンデンサＣ7 の順に電流が流れてコンデンサ
Ｃ7 の基準電位側がプラスにそのトランス側がマイナス
となる方向に充電され、トランジスタＱ1 のオフ時には
コンデンサＣ7 の基準電位側から放電し、基準電位ライ
ンＬref ，トランジスタＱ3 のコレクタ，エミッタを通
りトランスＴ1 の２次側コイルからコンデンサＣ7 のト
ランス側へと電流が流れコンデンサＣ7 のトランス側が
プラスにその基準電位側がマイナスとなる方向に充電さ
れる。このような充放電の繰り返しによってトランジス
タＱ1 の高周波スイッチング動作が行なわれ、そのスイ
ッチング周期（共振周期）におけるオン期間とオフ期間
のデューティ比の値に応じて、インバータ回路ＩＮＶは
その出力が制御されて負荷回路ＬＤに電力を供給するこ
とができる。このスイッチング素子Ｑ1 のデューティ比
は、制御回路ＣＴＬからの制御電流Ｉ2 の大小に応じて
制御することができる。この制御回路ＣＴＬからの制御
電流Ｉ2 は、入力電圧検出回路ＤＥＴからの直流検出電
圧Ｖ1´の高低に応じて制御することができる。結局、
制御回路ＣＴＬは、入力電圧検出回路ＤＥＴからの直流
検出電圧Ｖ1´の変動（高低）に逆比例するようにスイ
ッチング素子Ｑ1 のデューティ比を制御してインバータ
回路ＩＮＶの出力を安定となるように制御することが可
能である。

【００５８】なお、入力電圧検出回路ＤＥＴからの直流
検出電圧Ｖ1´が所定値になっているときには、インバ
ータ回路ＩＮＶの出力を所定値として負荷回路ＬＤに最
適な電力を供給することが可能である。入力電圧検出回
路ＤＥＴからの直流検出電圧Ｖ1´が前記所定値よりも
高くなったときには、整流回路ＲＥＣからインバータ回
路ＩＮＶに供給される整流電圧も高くなってインバータ
回路ＩＮＶの出力は上昇しようとするが、制御回路ＣＴ
Ｌの制御動作によりスイッチング素子Ｑ1 のデューティ
制御が行なわれて、インバータ回路ＩＮＶの出力は抑え
られて、一定出力が得られるようになる。

【００５９】さらに具体的に説明すると、制御回路ＣＴ
Ｌは、入力検出電圧Ｖ1´が所定値の時即ち第１のトラ
ンジスタＱ1 のコレクタ出力電流Ｉ1 が所定値の時にス
イッチング素子Ｑ1 のオン期間とオフ期間のデューティ
比が所定の値（例えば１）となり、インバータ回路ＩＮ
Ｖの出力が負荷回路ＬＤに最適な電力を供給できるよう
に設計される。

【００６０】次に、放電灯ＦＬの点灯後、入力電源電圧
が変動し、第１のダイオードＤ1 のアノード側の電圧Ｖ
inが上昇すると、入力電圧検出回路ＤＥＴの抵抗Ｒ1
´，Ｒ2´の接続点に得られる検出電圧Ｖ1´も上がり、
トランジスタＱ2 のコレクタから出力されるコレクタ電
流Ｉ1 は減少し、その結果トランジスタＱ3 のエミッタ
から出力されるエミッタ電流Ｉ2 も減少するように動作
する。従って、スイッチング用トランジスタＱ1 のオフ
時にはコンデンサＣ7 の基準電位側よりトランジスタＱ
3 のコレクタ・エミッタを通してコンデンサＣ7 のトラ
ンス側へ放電する電流が減少し、Ｑ1 のベース側共振回
路の共振周期における、トランジスタＱ1のオフする時
間が長くなり、つまりＣ7 のトランス側がプラスに充電
されて所定値（Ｑ1 がオンするに必要な電圧）に達する
までの時間が長くなる結果、インバータ回路ＩＮＶの出
力は低くなるように制御される。つまり、制御回路ＣＴ
Ｌは、入力電源電圧が所定値より上昇すると、インバー
タ回路ＩＮＶの出力を減少させるように制御する。勿
論、制御回路ＣＴＬは、入力電源電圧が所定値より下降
すると、インバータ回路ＩＮＶの出力を上昇させるよう
にも制御できる。

【００６１】ここで、図１の装置で、第１のダイオード
Ｄ1 のアノード側電圧Ｖinの平均値がＶin(avg)である
とすると、点灯時の入力検出電圧Ｖ1´(点)は、 Ｖ1´(点)＝{Ｒ2´／(Ｒ1´＋Ｒ2´)}×Ｖin(avg) と表される。電圧Ｖin(avg)はダイオードＤ1 のアノー
ド側電圧であるために点灯時も始動時も変わらないの
で、始動時の入力検出電圧Ｖ1´をＶ1´(始)とすると、 Ｖ1´(点)＝Ｖ1´(始) と表される。

【００６２】従って、本実施の形態によれば、負荷であ
る放電灯の始動時に、入力検出電圧Ｖ1´がインバータ
回路ＩＮＶ側高周波の電位の影響を受けて上昇すること
がないので、制御回路ＣＴＬが過剰に動作してインバー
タ回路出力を抑制する制御が行なわれる虞（図５の装置
の動作）がなくなり、始動時に負荷回路ＬＤに対し放電
灯ＦＬを点灯するに足るだけの十分なインバータ出力を
効果的に供給することができる。

【００６３】図２は本発明の他の実施の形態の電源装置
における入力電圧検出回路を示す回路図である。

【００６４】図２において図１と異なる点は、図１では
入力電圧検出回路ＤＥＴの電圧検出点が全波整流回路Ｒ
ＥＣの整流後の第１のダイオードＤ1 のアノード側であ
ったのを、図２では全波整流回路ＲＥＣを構成するダイ
オードブリッジの４つのダイオードＤ11〜Ｄ14のそれぞ
れに、インバータ回路ＩＮＶからの高周波カット機能及
び整流機能がある点に注目して（を利用して）、入力電
圧検出回路（分圧抵抗Ｒ1″，Ｒ2″の直列回路と該抵抗
Ｒ2″に並列接続した平滑コンデンサＣ8″とで構成され
ている）ＤＥＴを上記ダイオードブリッジのダイオード
Ｄ12とＤ14の接続点と基準電位ラインＬref との間に接
続する構成としたものである。その他の構成は、図１と
同様である。

【００６５】このように構成すると、交流電源ＡＣから
ノイズ用フィルタ回路ＦＩＬを経て入力される交流電源
電圧は、全波整流回路ＲＥＣ内におけるダイオードＤ1
2，Ｄ14の接続点とダイオードＤ11，Ｄ13の接続点との
間に供給され、図示しない後段の第１のダイオードＣ1
（図１参照）以降の回路に供給される。同時に、交流電
源ＡＣからノイズ用フィルタ回路ＦＩＬを経て入力され
る交流電源電圧は、入力電圧検出回路ＤＥＴの分圧抵抗
Ｒ1″，Ｒ2″の直列回路とダイオードＤ3 とを直列接続
した回路の両端にも供給されており、入力電圧検出回路
ＤＥＴの電圧入力点即ちダイオードＤ12とＤ14の接続点
に交流電源電圧の半周期の正極側電圧が入力されたとき
のみ、分圧抵抗Ｒ1″，Ｒ2″とダイオードＤ3 の直列回
路に電流が流れるので、結局、分圧抵抗Ｒ1″，Ｒ2″の
直列回路の両端（即ちダイオードＤ14の両端）には交流
電源電圧を半波整流した電圧が生成することになる。こ
の半波整流電圧は抵抗Ｒ1″，Ｒ2″で分圧され、更に平
滑コンデンサＣ8″で平滑されて、図示しない制御回路
ＣＴＬ（図１参照）の第１のトランジスタＱ2 のベース
に供給される。従って、入力電圧検出回路ＤＥＴから
は、交流電源電圧を半波整流した電圧の平滑電圧が検出
電圧として出力されることになり、図１の場合（全波整
流した電圧の平滑電圧）とは半波整流電圧の平滑電圧で
ある点で異なるが、分圧抵抗Ｒ1″，Ｒ2″及び平滑コン
デンサＣ8″のそれぞれの定数を適宜に設定することに
より、平滑コンデンサＣ8″両端の検出電圧Ｖ1″を図１
或いは図５における検出電圧Ｖ1´或いはＶ1 に対応さ
せることが可能である。即ち、図１或いは図５における
点灯時の検出電圧Ｖ1´(点)或いはＶ1(点)と、図２にお
ける点灯時の検出電圧Ｖ1″(点)との間で、Ｖ1´(点)
（或いはＶ1(点)）＝Ｖ1″(点)となるようにＲ1´，Ｒ2
´，Ｃ8´の値或いはＲ1 ，Ｒ2 ，Ｃ8 の値をＲ1 ″，
Ｒ2 ″，Ｃ8″に変更することにより、制御回路ＣＴＬ
に使用されている回路素子の定数を図１と図５とで全く
同じにする（つまり、図５の従来例の制御回路ＣＴＬの
回路定数を変更することなく図１の回路に使用する）こ
とが可能である。

【００６６】図３は、図１又は図２の装置において、イ
ンバータ回路ＩＮＶから交流電源ＡＣ側に流入する高周
波ノイズの低減を図った回路構成を示すものである。

【００６７】図３において、フィルタ回路ＦＩＬは、交
流電源ＡＣからの２つの電源ライン間に接続されたコン
デンサＣ11と、このコンデンサＣ11の後段で２つの電源
ラインにそれぞれ接続した２つのチョークコイルで構成
されるコモンモードチョークＬ20と、このコモンモード
チョークＬ20の第１の出力ラインに挿入されたチョーク
コイルＬ21と、このチョークコイルＬ21の出力端と前記
コモンモードチョークＬ20の第２の出力ラインとの間に
接続されたコンデンサＣ12と、で構成されている。

【００６８】そして、フィルタ回路ＦＩＬからの２本の
ＡＣラインは全波整流回路ＲＥＣの２つのＡＣ入力端に
それぞれ接続され、全波整流回路ＲＥＣの２つのＤＣ出
力端間には図１で述べたように高周波バイパス回路の第
１のコンデンサＣ1 が接続している。以降の接続回路は
図１と同様であるので省略する。

【００６９】そして、前記フィルタ回路ＦＩＬ内のコモ
ンモードチョークＬ20の前記第２の出力ラインをコンデ
ンサＣ13を介して基準電位点に接続すると共に、前記全
波整流回路ＲＥＣのマイナス出力端をコンデンサＣ14を
介して基準電位点に接続している。

【００７０】上記２つのコンデンサＣ13，Ｃ14は、イン
バータ回路ＩＮＶからＡＣ電源側に流入する高周波ノイ
ズの低減効果を高めるために挿入されたものであり、整
流回路ＲＥＣの整流前と整流後の２箇所をそれぞれコン
デンサを介して基準電位点に接続する構成としたことに
より、極めて効果的にノイズの低減ができるものであ
る。しかも、各コンデンサとしては大形のものを用いる
必要がない。

【００７１】なお、上記コンデンサＣ13は、整流回路Ｒ
ＥＣの整流前の２つのＡＣラインのどちらか１つのライ
ンと基準電位点との間に接続されていればよく、また上
記コンデンサＣ14は、整流回路ＲＥＣの整流後の２つの
出力ラインのどちらか一方の出力ラインと基準電位点と
の間に接続されていればよい。

【００７２】図４は、図１〜図３のいずれかに説明した
電源装置における、負荷回路ＬＤを放電灯回路とした場
合の放電灯点灯装置を搭載した照明装置を示す斜視図で
ある。

【００７３】図４において、照明装置２０は、天井等に
取り付けられた照明器具本体２１と、この照明器具本体
２１の内部に配設した放電灯点灯装置２２とで構成され
ている。放電灯点灯装置２２は部分平滑回路と１石式イ
ンバータ回路と出力変動制御回路を備えた放電灯点灯装
置であって、放電灯点灯装置２２における放電灯ＦＬ
は、照明器具本体２１の外面に装着されている。この放
電灯点灯装置２２として図１〜図３のいずれかに示した
電源装置が用いられるので、放電灯始動時に、効果的に
放電灯に対して十分な出力を供給できる放電灯点灯装置
及び照明装置を実現することができる。さらに、部分平
滑回路により入力電流歪を改善（入力電流に含まれる高
調波を低減）できると共に、１石式インバータ回路によ
り部品点数の少ない簡単な構成の放電灯点灯装置及び照
明装置を実現することができる。加えて、図３の構成を
用いれば、インバータ回路から交流電源側に流入する高
周波ノイズを効果的に低減することも可能な放電灯点灯
装置及び照明装置を実現することができる。

【００７４】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、部分平滑回路
と１石式のインバータ回路と出力変動制御回路を組み合
わせた電源装置において、分圧抵抗とコンデンサによる
入力電圧検出回路を高周波電位の影響を受けない第１の
ダイオードのアノード側に接続したため、負荷回路の始
動時には、インバータ出力を抑制する制御回路が過剰に
動作しなくなり、効果的に負荷回路に対して十分な出力
を得ることができる。加えて、部分平滑回路により入力
電流歪を改善（入力電流に含まれる高調波を低減）する
ことができる。また、スイッチング素子を１つだけ用い
た１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数
の少ない簡単な構成の電源装置を実現することができ
る。

【００７５】請求項２の発明によれば、入力電圧検出回
路は、分圧抵抗に並列に平滑コンデンサを接続した構成
としているので、全波整流された入力電圧を平滑して得
られる直流電圧の変動に対して制御回路が制御動作し
て、インバータ回路の出力変動を抑える（補正する）こ
とができる。

【００７６】請求項３の発明によれば、交流電源の変動
により、入力電圧検出回路で検出された直流電圧が上昇
すれば、制御回路は、自励式の１石式インバータ回路の
ベース側共振回路を制御して、該インバータ回路の出力
を抑えるように制御することができる。しかも、制御回
路の構成が公知例などと比べて極めて簡単である。

【００７７】請求項４の発明によれば、記整流回路の整
流前の交流電源ラインの一線と整流回路の整流後の出力
ラインの一方の２箇所をそれぞれコンデンサを介して基
準電位点に接続する構成としたことで、請求項１の発明
におけるインバータ回路で発生する高周波ノイズが交流
電源側に流入するのを、極めて効果的に低減することが
できる。しかも、各コンデンサとしては大形のものを用
いる必要がない。

【００７８】請求項５の発明によれば、負荷として放電
灯回路を用いた電源装置を構成する。放電灯始動時に、
入力電圧検出によるインバータ出力を抑制する制御が行
なわれず、効果的に放電灯に対して十分な出力を供給で
きる放電灯点灯装置を実現することができる。加えて、
部分平滑回路により入力電流歪を改善（入力電流に含ま
れる高調波を低減）することができる。また、スイッチ
ング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用
しているので、部品点数の少ない簡単な構成の放電灯点
灯装置を実現することができる。

【００７９】請求項６の発明によれば、請求項５の放電
灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構成
する。従って、放電灯始動時に、入力電圧検出によるイ
ンバータ出力を抑制する制御が行なわれず、効果的に放
電灯に対して十分な出力を供給できる照明装置を実現す
ることができる。加えて、部分平滑回路により入力電流
歪を改善（入力電流に含まれる高調波を低減）すること
ができる。また、スイッチング素子を１つだけ用いた１
石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少
ない簡単な構成の照明装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態の電源装置を示す回路
図。

【図２】本発明の他の実施の形態の電源装置における入
力電圧検出回路を示す回路図。

【図３】図１又は図２の装置においてインバータ回路か
ら交流電源側に流入する高周波ノイズの低減を図った回
路構成例を示す回路図。

【図４】本発明に係る照明装置を示す斜視図。

【図５】従来例の電源装置を示す回路図。

【図６】図１及び図５の装置における各部の点灯時の波
形図。

【図７】図１及び図５の装置における各部の始動時の波
形図。

【符号の説明】

ＡＣ…交流電源 ＲＥＣ…整流回路 ＩＮＶ…１石式のインバータ回路 ＰＳ…部分平滑回路 Ｃ1 …第１のコンデンサ Ｃ2 …第２のコンデンサ Ｃ3 …充電用コンデンサ Ｄ1 …第１のダイオード Ｑ1 …スイッチング素子（スイッチング用トランジス
タ） Ｑ2 …第１のトランジスタ Ｑ3 …第２のトランジスタ ＬＤ…負荷回路 ＦＬ…放電灯 Ｃ4 ，Ｃ5 …共振コンデンサ Ｌ1 …共振コイル Ｌ2 …共振コイル Ｌ10…インバータコイル Ｃ7 …共振コンデンサ Ｒ1´…分圧抵抗 Ｒ2´…分圧抵抗 Ｃ8´…平滑コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BB03 CA16 DB03 DD04 DE05 EB05 FA05 GA01 GB04 GC02 HA10 HB03 5H007 AA01 AA04 BB03 CA01 CB07 CB23 CC12 DB01 DB05 DC05

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源からの電圧を全波整流する整流回
   路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される第
   １，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間に
   接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回路
   と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平滑
   回路と；共振コンデンサ及び共振コイルを有する共振回
   路と、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素
   子とを備え、このスイッチング素子のスイッチング動作
   により前記整流回路からの直流電圧を所定の周波数の高
   周波電圧に変換し、負荷回路を駆動する１石式のインバ
   ータ回路と；前記第１のダイオードのアノード側の入力
   電圧を平滑して得られる直流電圧を検出する入力電圧検
   出回路と；前記入力電圧検出回路で検出された直流電圧
   が所定値よりも高いときに前記インバータ回路の出力を
   抑えるように制御する制御回路と；を具備したことを特
   徴とする電源装置。
2. 【請求項２】前記入力電圧検出回路は、前記第１のダイ
   オードのアノード側と基準電位点間に直列接続された第
   １，第２の抵抗からなる分圧回路と；前記第２の抵抗に
   並列に接続された平滑コンデンサと；で構成されること
   を特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】前記１石式のインバータ回路は、共振コン
   デンサ及び共振コイルを有する共振回路と；この共振回
   路に直列に接続されたスイッチング素子と；前記負荷回
   路に並列接続され中点に前記共振コイルの一端が接続さ
   れたインバータコイルと；該インバータコイルに直列に
   １次側コイルが接続されたトランスと；前記スイッチン
   グ素子のベースとエミッタ間に設けられ、前記トランス
   の２次側コイルに直列接続した共振コンデンサと該２次
   側コイルとで構成したベース側共振回路と；を備えた自
   励式のインバータ回路で構成され、 前記制御回路は、ベースに前記入力電圧検出回路の検出
   電圧が供給されエミッタに直流電源からの直流電圧が供
   給されコレクタ出力電流が前記検出電圧に応じて制御さ
   れるＰＮＰ形の第１のトランジスタと；該第１のトラン
   ジスタのコレクタ電流を第２のトランジスタのベースに
   導くための抵抗及び積分コンデンサから成る回路と；ベ
   ースに前記積分コンデンサの電圧が供給されコレクタが
   基準電位点に接続されエミッタ出力電流が前記検出電圧
   の大小に逆比例するように制御されるＮＰＮ形の第２の
   トランジスタと；で構成され、 前記第２のトランジスタのエミッタ出力電流は、前記ス
   イッチング素子のベースと前記トランスの２次側コイル
   との接続点に供給されることを特徴とする請求項１記載
   の電源装置。
4. 【請求項４】交流電源からの電圧を全波整流する整流回
   路と；前記整流回路の出力端間に並列的に接続される第
   １，第２のコンデンサとこれらのコンデンサの正極間に
   接続される第１のダイオードを含む高周波バイパス回路
   と；前記高周波バイパス回路の出力を平滑する部分平滑
   回路と；共振コンデンサ及び共振コイルを有する共振回
   路と、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素
   子を備え、このスイッチング素子のスイッチング動作に
   より前記整流回路からの直流電圧を所定の周波数の高周
   波電圧に変換し、負荷回路を駆動する１石式のインバー
   タ回路と；前記第１のダイオードのアノード側の入力電
   圧を平滑して得られる直流電圧を検出する入力電圧検出
   回路と；前記入力電圧検出回路で検出された直流電圧が
   所定値よりも高いときに前記インバータ回路の出力を抑
   えるように制御する制御回路と；を具備し、 さらに、前記整流回路の整流前の交流電源ラインの一線
   をコンデンサを介して基準電位点に接続する一方、前記
   整流回路の整流後の出力ラインの一方をコンデンサを介
   して基準電位点に接続したことを特徴とする電源装置。
5. 【請求項５】前記負荷回路は、放電灯回路で構成され、
   該負荷回路の電源装置として請求項１〜４のいずれか１
   つに記載の電源装置を用いたことを特徴とする放電灯点
   灯装置。
6. 【請求項６】請求項５記載の放電灯点灯装置と；この放
   電灯点灯装置における放電灯が装着される照明器具本体
   と；を具備したことを特徴とする照明装置。