JP2994694B2

JP2994694B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP2994694B2
Application number: JP2169358A
Authority: JP
Inventors: 稔前原; 春男永瀬
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-06-26
Filing date: 1990-06-26
Publication date: 1999-12-27
Anticipated expiration: 2014-12-27
Also published as: JPH0458768A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、商用交流電圧をチョッパー回路によって直
流電圧に交換し、この直流電圧をインバータ回路によっ
て矩形波電圧に変換して負荷に供給するインバータ装置
に関するものである。

［従来の技術］従来例１第11図は従来の一般的なインバータ装置の回路図であ
る。交流電圧Vsの交流電圧は、ダイオードD₃〜D₆よりな
るダイオードブリッジ回路にて全波整流され、コンデン
サC₂,C₃の直列回路により平滑されて、直流電圧とな
る。コンデンサC₂,C₃の直列回路には、トランジスタQ₁,
Q₂の直列回路が並列的に接続されている。各トランジス
タQ₁,Q₂には、ダイオードD₁,D₂が逆並列接続されてい
る。トランジスタQ₁,Q₂の接続点とコンデンサC₂,C₃の接
続点の間には、インダクタL₃を介して、負荷Ｒとコンデ
ンサC₄の並列回路が接続されている。

第12図は上記回路の動作波形図である。まず、第１の
期間T₁では、トランジスタQ₁が高周波的にオン・オフさ
れてトランジスタQ₂はオフされる。トランジスタQ₁がオ
ンされると、コンデンサC₂からトランジスタQ₁、インダ
クタL₃を介してコンデンサC₄と負荷Ｒの並列回路に電流
が流れて、トランジスタQ₁がオフされると、インダクタ
L₃の蓄積エネルギーによりコンデンサC₄と負荷Ｒの並列
回路、コンデンサC₃、ダイオードD₂を介して電流が流れ
る。このとき、トランジスタQ₁のスイッチングによる高
周波電流はコンデンサC₄を介してバイパスされるので、
負荷Ｒには一方向に直流電流が流れる。

次に、第２の期間T₂では、トランジスタQ₂が高周波的
にオン・オフされてトランジスタQ₁はオフされる。トラ
ンジスタQ₂がオンされると、コンデンサC₃からコンデン
サC₄と負荷Ｒの並列回路、インダクタL₃、トランジスタ
Q₂を介して電流が流れて、トランジスタQ₂がオフされる
と、インダクタL₃の蓄積エネルギーにより、ダイオード
D₁、コンデンサC₂、コンデンサC₄と負荷Ｒの並列回路を
介して電流が流れる。このとき、トランジスタQ₂のスイ
ッチングによる高周波電流はコンデンサC₄を介してバイ
パスされるので、負荷Ｒには上記とは逆方向に直流電流
が流れる。したがって、第１及び第２の期間T₁,T₂を交
互に繰り返すことにより、負荷Ｒには第12図に示すよう
な矩形波電流Ilaが流れることになる。

この従来例では、電源電圧の変動に対して負荷電流が
変動する。その原因は、電源電圧が変動すると、それを
整流・平滑したコンデンサC₂,C₃の電圧V_DCが変動するか
らである。したがって、電源変動に対する補償を行うに
は、負荷電流を検出し、その検出値が一定となるように
スイッチング素子を制御する必要がある。

従来例２第13図は他の従来例の回路図である。この回路図にあ
っては、入力力率を改善するために、ダイオードD₃〜D₆
よりなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とインバ
ータ回路の間に、チョッパー回路を挿入したものであ
る。このチョッパー回路は昇圧型のチョッパー回路であ
り、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にインダクタ
L₂とトランジスタQ₃の直列回路を接続し、トランジスタ
Q₃の両端に逆流阻止用のダイオードD₇を介してコンデン
サC₂,C₃の直列回路を接続したものである。トランジス
タQ₃は他のドライブ回路により高速でスイッチングされ
る。まず、トランジスタQ₃がオンされると、ダイオード
ブリッジ回路の直流出力端をインダクタL₂で短絡するこ
とになる。これにより、インダクタL₂に流れる電流は、
ダイオードブリッジ回路の直流出力電圧の大きさに比例
した傾きで増加し、インダクタL₂にエネルギーが蓄えら
れて行く。次に、トランジスタQ₃がオフされると、イン
ダクタL₂のエネルギーは放出され、ダイオードD₇を介し
てコンデンサC₂,C₃を充電する。このとき、コンデンサC
₂,C₃の直列回路には、ダイオードブリッジ回路の直流出
力電圧にインダクタL₂の両端に生じる電圧を加えた電圧
が充電されるので、コンデンサC₂,C₃の直列回路には、
交流電源Vsのピーク値よりも高い直流電圧V_DCを得るこ
とができる。

この従来例２では、電源電圧変動に対する負荷電流の
変動補償は、チョッパー回路がコンデンサC₂,C₃に出力
する電圧V_DCを一定に制御することで実現できる。この
ような制御は、例えば、トランジスタQ₃の駆動信号のPW
M制御により容易に行える。また、トランジスタQ₃を高
速でオンオフさせることで、インダクタL₂を介して交流
電源Vsから常に入力電流Iinを流すことができ、インダ
クタL₂の電流波形は包絡線が正弦波状となる。これをフ
ィルター回路で電流が連続的になるようにフィルタリン
グすれば、入力電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波と
なり、入力力率はほぼ１となる。さらにまた、入力電流
Iinの歪率は小さくなり、高調波成分が少なくなる。フ
ィルター回路はインダクタL₁とコンデンサC₁よりなるロ
ーパスフィルタにて構成されている。

［発明が解決しようとする課題］上述のように、従来例１では、電源電圧の変動に対し
て負荷電流が変動し、これを補償するには、インバータ
回路のスイッチング素子を制御する必要がある。また、
従来例２では、チョッパー回路の出力電圧を一定化する
ことにより、電源電圧の変動に対する負荷電流の変動を
補償することができるが、一旦、チョッパー回路で直流
電圧V_DCを得て、その後、別途設けたインバータ回路で
矩形波電力に変換しているので、チョッパー回路に専用
のトランジスタQ₃が必要で、そのドライブ回路も必要と
なり、使用素子数が多くなり、電力損失が大きくなった
り、構成が複雑になったりするという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、チョッパー回路とインバータ
回路とでスイッチング素子を兼用した簡単な構成の矩形
波出力のインバータ装置において、電源変動に対する負
荷変動の補償を容易に実現することにある。

［課題を解決するための手段］第１図は本発明の基本構成を示す回路図である。以
下、その回路構成について説明する。トランジスタQ₁,Q
₂はバイポーラ型のトランジスタよりなり、そのベース
には駆動信号S₁,S₂が供給されている。駆動信号S₁,S₂は
高周波の矩形波信号よりなるが、交流電源Vsが正の半サ
イクル（Vin＞０）のときには駆動信号S₂が停止し、負
の半サイクル（Vin＜０）のときには駆動信号S₁が停止
する。トランジスタQ₁のエミッタは、トランジスタQ₂の
コレクタに接続されている。トランジスタQ₁,Q₂のコレ
クタ及びエミッタには、ダイオードD₁,D₂のカソード及
びアノードが夫々接続されている。トランジスタQ₁のコ
レクタにはダイオードD₃のカソードが接続され、ダイオ
ードD₃のアノードはダイオードD₄のカソードに接続さ
れ、ダイオードD₄のアノードはトランジスタQ₂のエミッ
タに接続されている。トランジスタQ₁のコレクタには、
コンデンサC₂の一端が接続され、コンデンサC₂の他端は
コンデンサC₃の一端に接続され、コンデンサC₃の他端は
トランジスタQ₂のエミッタに接続されている。トランジ
スタQ₁,Q₂の接続点とコンデンサC₂,C₃の接続点の間に
は、インダクタL₃を介して負荷Ｒが接続されている。負
荷Ｒには、コンデンサC₄が並列的に接続されている。ト
ランジスタQ₁,Q₂の接続点は交流電源Vsの一端に接続さ
れている。交流電源Vsの他端は、インダクタL₁,L₂を介
して、ダイオードD₃,D₄の接続点に接続されている。イ
ンダクタL₁,L₂の接続点と交流電源Vsの一端との間に
は、コンデンサC₁が接続されている。インダクタL₁とコ
ンデンサC₁はフィルター回路を構成している。

第２図は上記回路の動作波形図である。同図に示すよ
うに、交流電源Vsが正の半サイクル（Vin＞０）のとき
には、トランジスタQ₁が高周波的にオン・オフ駆動さ
れ、トランジスタQ₂はオフ状態とされる。また、交流電
源Vsが負の半サイクル（Vin＜０）のときには、トラン
ジスタQ₂が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジス
タQ₁はオフ状態とされる。以下、上記回路の動作につい
て詳述する。

まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ₁がオンすると、インダクタL₂、ダイオードD₃、
トランジスタQ₁を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L₂に電流I_L2が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加していく。このとき、コンデ
ンサC₂からトランジスタQ₁、インダクタL₃を介して負荷
ＲとコンデンサC₄の並列回路に電流が流れる。次に、ト
ランジスタQ₁がオフすると、インダクタL₂、ダイオード
D₃、コンデンサC₂,C₃、ダイオードD₂、交流電源Vsを通
る経路で、インダクタL₂のエネルギーが放出され、コン
デンサC₂及びC₃が充電される。

このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₁がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子を兼ねるものであり、トラ
ンジスタQ₂は休止している。なお、トランジスタQ₁のス
イッチングによる高周波電流は主としてコンデンサC₄に
バイパスされるので、負荷Ｒには電流Ilaが矢印に示す
方向の直流電流として流れる。

次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ₂がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ₂、
ダイオードD₄、インダクタL₂を通る経路で、インダクタ
L₂に電流I_L2が上記とは逆方向に流れ、その電流値は入
力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加して行
く。このとき、コンデンサC₃から負荷Ｒ、インダクタ
L₃、トランジスタQ₂を通る経路で負荷ＲとコンデンサC₄
の並列回路に電流が流れる。次に、トランジスタQ₂がオ
フすると、交流電源Vs、ダイオードD₁、コンデンサC₂,C
₃、ダイオードD₄、インダクタL₂を通る経路で、インダ
クタL₂のエネルギーが放出され、コンデンサC₂及びC₃を
充電する。

このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₂がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタQ₁は休止している。なお、トランジス
タQ₂のスイッチングによる高周波電流は主としてコンデ
ンサC₄にバイパスされるので、負荷Ｒには電流Ilaが矢
印とは逆方向の直流電流として流れる。したがって、負
荷Ｒには交流電源Vsの入力電圧Vinに同期して極性が反
転する矩形波電流が流れることになる。

上記回路にあっては、負荷電流供給用のスイッチング
素子がチョッパー用のスイッチング素子を兼ねて、少な
い素子数で構成されており、電力損失が少なく、回路構
成も簡単になるという利点がある。また、上記回路にあ
っては、交流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタ
Q₁,Q₂が交互にチョッパー用及び負荷電流供給用のスイ
ッチング素子として働くので、スイッチング素子１個当
たりのストレスが軽減されるという利点があり、２個の
スイッチング素子の電力損失のバランスが取れているの
で、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、２個のスイ
ッチング素子はチョッパー用及び負荷電流供給用のスイ
ッチング素子として動作しているから、別個にチョッパ
ー駆動回路を設ける必要がなく、駆動回路の構成も簡単
化される。なお、交流電源VsとインダクタL₂の間に、イ
ンダクタL₁とコンデンサC₁よりなるフィルター回路を挿
入して入力電流Iinを連続的にすることにより、入力電
流歪率を低減することができ、また、入力電流Iinを入
力電圧Vinと同相の正弦波にできるので、入力力率はほ
ぼ１となる。

［作用］第１図に示す回路においては、負荷Ｒに流れる電流Il
aが、第２図に示すように、中央部に凹みを有する波形
となり、これにより電源変動に対する負荷変動の補償を
実現できる。その原理は、第３図（ａ），（ｂ）の破線
で示す経路で交流電源Vsからの電流が負荷Ｒへ廻り込む
ことにある。つまり、交流電源Vsが正の半サイクルでト
ランジスタQ₁がオフしたときには、インダクタL₂、ダイ
オードD₃、コンデンサC₂、コンデンサC₄、インダクタ
L₃、交流電源Vsを通る経路（第３図（ａ）参照）で電流
が廻り込む。また、交流電源Vsが負の半サイクルでトラ
ンジスタQ₂がオフしたときには、交流電源Vs、インダク
タL₃、コンデンサC₄、コンデンサC₃、ダイオードD₄、イ
ンダクタL₂を通る経路（第３図（ｂ）参照）で電流が廻
り込む。この破線で示す経路で廻り込む電流の向きは、
負荷Ｒに本来流れるべき電流とは逆向きであるので、負
荷電流波形に凹みを生じさせるものである。そして、こ
の廻り込む電流は、チョッパー回路のインダクタL₂の蓄
積エネルギーに起因するものであるから、入力電圧Vin
の瞬時値が大きくなるにつれて増大するものであり、し
たがって、中央部ほど負荷電流波形の凹みは大きくな
る。また、電源変動によって入力電圧Vinの瞬時値が全
体として増大すれば、それだけ負荷電流波形の凹みも大
きくなるので、負荷電流の変動は抑制される。

第４図（ａ）は交流電源Vsが正の半サイクル（Vin＞
０）のとき、第４図（ｂ）は交流電源Vsが負の半サイク
ル（Vin＜０）のときについて、それぞれトランジスタQ
₁,Q₂のオン・オフ動作と、インダクタL₂,L₃に流れる電
流I_L2,I_L3との関係を示している。第４図（ａ）の場合
においてトランジスタQ₁がオフした後、又は第４図
（ｂ）の場合においてトランジスタQ₂がオフした後、イ
ンダクタL₂に電流I_L2が流れている期間をt₁とし、イン
ダクタL₃に電流I_L3が流れている期間をt₂とすると、t₁
＞t₂のときには、第３図（ａ），（ｂ）の破線で示す経
路で電流の廻り込みが生じる。ここで、入力電圧Vin、
負荷電圧Vla、コンデンサ電圧V_DCの関係が、V_DC＜２（V
in＋Vla）の関係を満足する期間が存在すれば、必ずt₁
＞t₂となり、交流電源Vsから負荷Ｒへの電流の廻り込み
が生じる。ただし、上記不等式中の値V_DC,Vin,Vlaは全
て大きさを意味しており、符号は考慮に入れない。

第５図は負荷電流Ilaの電源変動に対する波形変化を
示している。まず、定格電圧時には実線で示すように中
央部に凹みを有する矩形波電流Ilaが負荷Ｒに流れる。
また、電源電圧の増加時には、チョッパー回路の出力電
圧V_DCが増大するので、破線で示すように、矩形波電流I
laのピーク値は増大するが、交流電源Vsから負荷Ｒへの
電流の廻り込みも増大するので、中央部の凹みが大きな
矩形波電流Ilaが負荷Ｒに流れるものであり、全体とし
て矩形波電流Ilaの実効値は定格電圧時に比べて大きく
変動しない。反対に、電源電圧の減少時には、チョッパ
ー回路の出力電圧V_DCが減少するので、一点鎖線で示す
ように、矩形波電流Ilaのピーク値は減少するが、中央
部の凹みが小さな矩形波電流Ilaが負荷Ｒに流れるもの
であり、全体として矩形波電流Ilaの実効値は定格電圧
時に比べて大きく変動しない。これにより、電源変動に
対する負荷変動を補償できるものである。

［実施例１］第６図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例では、V_DC検出回路１によりコンデンサC₂,C₃の直列回
路の両端電圧V_DCを検出し、Vin検出回路２により交流電
源Vsからの入力電圧Vinを検出し、Vla検出回路３により
負荷Ｒの両端電圧Vlaを検出し、各検出電圧V_DC,Vin,Vla
を制御回路４に入力している。制御回路４では、加算器
44によりVlaとVinを加算し、定数倍器43により２倍し
て、２（Vla＋Vin）を求める。そして、これを比較器42
によりV_DCと比較し、常に、V_DC＜２（Vin＋Vla）という
条件が満足されるように、デューティ及び周波数制御部
41で駆動信号S₁,S₂のデューティ及び周波数又はそのい
ずれか一方を制御する。つまり、駆動信号S₁,S₂のデュ
ーティ（１スイッチング周期に占めるオン時間の割合）
を変えたり、スイッチングの周波数を変えることによ
り、チョッパー回路の入力電力やインバータ回路の出力
電力を変えることができるので、上記の条件を常に満足
させることが可能となる。

なお、定数倍器43は本質的な構成要素ではなく、Vin,
Vlaの検出レベルを調節して２（Vin＋Vla）を検出でき
るように構成すれば良い。

［実施例２］第７図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例では、負荷Ｒとして放電灯laを用いている。トランジ
スタQ₁,Q₂のスイッチング周波数は、例えば数十KHz程度
であり、スイッチングによる高周波電流は、大部分が放
電灯laに並列接続された平滑用のコンデンサC₄にバイパ
スされる。したがって、放電灯laには直流成分のみが流
れるものであり、ランプ電流Ilaは高周波成分の少ない
矩形波電流となる。また、その極性は商用交流電圧Vsに
同期して反転するので、放電灯laとして高圧放電灯を使
用しても、音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を
生じることはなく、光出力のちらつきや立ち消えを防止
することができるものである。

また、本実施例では、入力電圧Vinを検出するためのV
in検出回路２を省略し、その検出値に相当する電圧E₂を
負荷電圧Vlaの検出値に加算している。それ以外の構成
は、第６図に示す第１実施例と同様である。交流電源Vs
の入力電圧Vinは電源の特性として予め分かっているの
で、その検出値に相当する電圧E₂を作成して、Vinの検
出値の代わりに用いることができる。これにより、検出
箇所が２箇所になるので、構成が簡単になり、しかも第
１実施例と同様の効果が得られる。

［実施例３］第８図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例では、負荷電圧Vlaを検出するためのVla検出回路３を
省略し、その検出値に相当する電圧E₃を入力電圧Vinの
検出値に加算している。また、本実施例においても、負
荷として放電灯laを接続している。それ以外の構成は、
第６図に示す第１実施例と同様である。負荷の放電灯la
は定電圧特性を持つので、使用する放電灯laのランプ電
圧Vlaを予め測定しておいて、その測定値に相当する電
圧E₃を作成して、Vlaの検出値の代わりに用いることが
できる。これにより、検出箇所が２箇所になるので、構
成は簡単になり、しかも第１実施例と同様の効果が得ら
れる。

［実施例４］第９図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例では、入力電圧Vinを検出するためのVin検出回路２
と、負荷電圧Vlaを検出するためのVla検出回路３を省略
し、それらの検出値に相当する電圧E₂,E₃を加算してい
る。また、本実施例においても、負荷として放電灯laを
接続している。それ以外の構成は、第６図に示す第１実
施例と同様である。交流電源Vsの入力電圧Vinは電源の
特性として予め分かっており、負荷の放電灯laのランプ
電圧Vlaも予め測定しておくことができるので、それら
の検出値に相当する電圧E₂,E₃を作成して、Vin,Vlaの検
出値の代わりに用いることができる。これにより、検出
箇所が１箇所だけになるので、構成は更に簡単になり、
しかも第１実施例と同様の効果が得られる。

なお、実施例において、トランジスタQ₁,Q₂としてパ
ワーMOSFETを使用すれば、ダイオードD₁,D₂はパワーMOS
FETの寄生ダイオードで代用できるので、使用素子数が
減り、回路構成を更に簡単化できるものである。また、
第１及び第２のインダクタンス要素は、トランスであっ
ても構わない。

［実施例５］第10図は本発明の第５実施例の動作波形図である。上
述のように、第１〜第４実施例では、入力電圧Vinの全
期間にわたって、V_DC＜２（Vin＋Vla）の関係を満足す
るように構成されており、この場合には、負荷電流Ila
は第５図に示すような波形となって、電源変動に対する
負荷電流Ilaの変動補償がなされる。しかしながら、実
際には、入力電圧Vinが所定値以上の期間だけ、上記関
係式を満足するように構成しても、入力電圧Vinの変動
に対する負荷電流Ilaの変動補償は実現できる。

本実施例では、入力電圧Vinが所定値以上の期間だ
け、上記の関係式を満足するようにしており、この場合
の負荷電流Ilaの波形図は第10図に示すようになる。同
図に示すように、入力電圧Vinが減少した場合には、負
荷電流Ilaのピーク値が低く、入力電圧Vinに比例して負
荷電流Ilaを補正する期間taも短く、その補正量も少な
い。それに比べて、定格電圧時には負荷電流Ilaのピー
ク値が高くなるが、補正期間tbが長くなり、その補正量
も多くなる。また、入力電圧Vinが増加した場合には、
負荷電流Ilaのピーク値は更に高くなるが、補正期間tc
が長くなり、その補正量も多くなる。したがって、負荷
電流Ilaの実効値はほぼ一定のままであり、入力電圧Vin
の変動に対する負荷電流Ilaの変動補償が実現できる。

本実施例の回路構成は、第６図〜第９図のいずれを用
いても良い。ただし、本実施例では、V_DC＜２（Vin＋Vl
a）の関係を入力電圧Vinの所定値以上でのみ成り立つよ
うに構成している点が異なる。本実施例のように、入力
電圧Vinの一部の期間でのみV_DC＜２（Vin＋Vla）の関係
が成り立つようにすれば、V_DC,Vlaの制約が緩くなっ
て、制御が容易となるという利点がある。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、交流電源の第１及
び第２の極性時にそれぞれ高周波的にオン・オフ動作を
行う第１及び第２のスイッチング素子の直列回路に、２
個のダイオードの直列回路を並列逆向きに接続し、且つ
２個のコンデンサの直列回路を並列的に接続し、各スイ
ッチング素子に逆方向通電経路を構成し、スイッチング
素子の接続点とダイオードの接続点の間に第１のインダ
クタンス要素を介して交流電源を接続してチョッパー回
路を構成し、スイッチング素子の接続点とコンデンサの
接続点の間に第２のインダクタンス要素を介して負荷と
コンデンサの並列回路を接続して矩形波インバータ回路
を構成したインバータ装置において、交流電源からの入
力電圧をVin、負荷の両端電圧をVla、上記２個のコンデ
ンサの直列回路の両端電圧をV_DCとしたときに、V_DC＜２
（Vin＋Vla）となる期間が生じるように第１及び第２の
スイッチング素子を制御するようにしたから、交流電源
の第１の極性時に第１のスイッチング素子がオフしたと
き、又は第２の極性時に第２のスイッチング素子がオフ
したときに、交流電源から負荷に廻り込む電流により、
負荷電流波形に凹みを生じさせ、この凹みが電源電圧の
増大につれて大きくなることを利用して、電源変動に起
因する出力変動を抑制できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は同上
の動作波形図、第３図（ａ），（ｂ）は本発明による電
源変動補償の原理を説明するための回路図、第４図
（ａ），（ｂ）は本発明の作用説明のための波形図、第
５図は本発明による電源変動補償の様子を示す波形図、
第６図は本発明の第１実施例の回路図、第７図は本発明
の第２実施例の回路図、第８図は本発明の第３実施例の
回路図、第９図は本発明の第４実施例の回路図、第10図
は本発明の第５実施例の動作波形図、第11図は従来例の
回路図、第12図は同上の動作波形図、第13図は他の従来
例の回路図である。 Vsは交流電源、D₁〜D₄はダイオード、Q₁,Q₂はトランジ
スタ、L₁〜L₃はインダクタ、C₁〜C₄はコンデンサ、Ｒは
負荷、１はV_DC検出回路、２はVla検出回路、３はVin検
出回路、４は制御回路である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１及び第２のスイッチング素子を順方向
が一致するように直列に接続し、各々のスイッチング素
子に逆方向の通電経路をそれぞれ構成し、２個のダイオ
ードを順方向が一致するように直列に接続した回路を、
上記スイッチング素子の直列回路と順方向が逆になるよ
うに並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素子
の接続点と上記２個のダイオードの接続点との間に第１
のインダクタンス要素を介して交流電源を接続し、２個
のコンデンサの直列回路を第１及び第２のスイッチング
素子の直列回路の両端に並列的に接続してチョッパー回
路を構成し、第１及び第２のスイッチング素子の接続点
と上記２個のコンデンサの接続点との間に第２のインダ
クタンス要素と負荷の直列回路を接続し、この負荷の両
端にコンデンサを並列接続してインバータ回路を構成
し、交流電源の第１の極性時に第１のスイッチング素子
を高周波的にオン・オフさせて第２のスイッチング素子
はオフとし、交流電源の第２の極性時に第２のスイッチ
ング素子を高周波的にオン・オフさせて第１のスイッチ
ング素子はオフとする制御回路を備えたインバータ装置
において、交流電源からの入力電圧をVin、負荷の両端
電圧をVla、上記２個のコンデンサの直列回路の両端電
圧をV_DCとしたときに、V_DC＜２（Vin＋Vla）となる期間
を有するように第１及び第２のスイッチング素子を制御
する回路を備えることを特徴とするインバータ装置。