JPS61500045A - 螢光灯を駆動する電源作動ソリッドステ−ト - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 蛍光灯を駆動する電源作動ソリッドステートインバータにおける調波成分の最小 化 本発明は、蛍光灯に使用されるソリッドステート安定器、特に、従来の安定器に 比べて、電源から導かれる電流の調波′成分を減少させた安定器に関する。

従来、電゛源から電子回路に電力を供給する場合、変圧器を使用していた。変圧 器を使用することにより、絶縁、すぐれた調整、急激な電源の変動からの保護が 可能となるとともに、電源から導かれる上流波形に関連した電圧波形における調 波のひずみが小さくなる。高電力用に変圧器を使用する場合は、変圧器の大きさ 、重量、巻線損に問題点が現われるため、変圧器を用いないで電源からの電力を 直接使用することもしばしばある。

電源のピーク電位が所望の用途にとって十分である場合、リップルを減少させる ためフィルターコンデンザを接続しておいて、電源を全波整流することによって 直流を得ることもある。このようにして、電源のピーク電圧がコンデンサの電圧 以上になったときにのみ、コンデンサは充電させられ、電源の電圧がピークに達 する毎に、コンデンサに大きな電流サージが生じる。その結果生じる電源の電流 は、等間隔で分離した一連のパルスであり、これらの＠激な電゛流サージは、電 源電圧の正弦波形をゆがめようとし、電源の調波取分を増加させ、その結果、力 率が低くなる。全波ブリッジの前に大マグネチックチョークを設けて、基本成分 を通過させながら電流パルスの高調波を除去することが可能であるが、このよう なチョークは、損失を招き、且つ、かさばる。

、コンデンサを充電するためのより実用的な方法は、全波整流された電源電圧の 全部分を使用することである。この方法は、スイッチ調整器を使用することによ って達成され、この場合、電流は、全サイクルに亘って供給される正弦波であり 、この種の回路により、ピーク入力電圧より高い出力電圧を生じさせることが可 能である。

本発明の回路は、スイッチ調整器の機能を半ブリツジインバータに組み込んで蛍 光灯用のソリッドステート安定器を形成したものである。

各前記回路の問題点は、負荷にかかる電圧が基本的に直流電圧であって蛍光灯の 効率は電源電圧が高くなるととも−タを使用することによって利点が得られる。

本発明の第１番目の特徴はコンバータにあって、該コンバータは、交流電源電位 を整流電源電位に変えるための整流手段と、前記整流電源電位に接続されたイン バータ手段とを有し、 前記インバータ手段は、前記整流電源電位に比例する電位に保たれる出力を有す る交流ディバイダ回路網と、交流電位を生じさせる出力を有する半ブリツジスイ ッチ回路と、該スイッチ回路に接続されて該スイッチ回路を横切る略直流の電位 を維持することによって、前記交流電流の振幅を略一定にするための蓄電手段と から成っており、前、記交流電位が、電源電位の周波数より高い周波数を有し、 前記スイッチ回路が、前記交流電位の阿波数において前記整流電源電位に接続さ れ、前記整流電源電位の周波数において前記整流電源電位から絶縁され、 前記スイッチ回路出力と前記交流ディバイダ出力とが、前記インバータ手段の出 力の各側を形成している。

さらに、本発明は、前述のコンバータを組み込んだソリッドステート安定器を提 供する。

本発明の第２番目の特徴はスイッチ調整器にあって、該スイッチ調整器は、電源 の交流電位を整流電源電位に変えるための整流手段と、前記整流電位に直列に接 続されたインダクタ・スイッチエレメントと、陽極が前記インダクタ・スイッチ エレメントの接続点に接続されており陰極が前記調整器の出力を形成しているダ イオードと、前記調整器の出力に接続されている蓄電手段とから成っており、前 記スイッチエレメントは、スイッチ制御回路によって発生させられるパルス状ス イッチ信号によって制御され、前記パルス状スイッチ信号は、前記調整器の出力 において電圧が減少するとともに増加するように制御される周波数を有し、前記 調整器は、パルス信号のパラメータが瞬間的な整流電源電位に呼応して変化して 電源から流れる電流の波形を制御することに特徴がある。

本発明の一実施例において、パルス幅は入力電圧に逆比例するように制御され、 周波数は出力電圧の誤差に比例するが、別の実施例において、パルス幅は一定で あって、周波数は入力電圧と出力誤差電圧とに比例する。

次に、添付図面に示す実施例に基いて本発明を説明する。

第１図は、本発明の第１実施例による回路図、第２図は、コンデンサＣｑが大き すぎる時に第１図の回路によって導かれる電流を示し、 第３図は、コンデンサＣｇが適切である時に第１図の回路によって導かれる電流 を示し、 第４図は、本発明の第２実施例によるスイッチ調整器を示し、 第５図は、パルス幅とパルス周波数とが制御されている場合における、第３図で 示した回路での高（ａ）、低（ｂ）負荷条件の信号レベルを表わす波形を示し、 第６図は、第５（ａ）、（ｂ）図の類似図であって、パルス周波数のみが制御さ れている場合の波形を示し、第７図は、第４図の調整器の詳細図、 第８図は、調整器の変更例を示す。

第１図で示すように、本発明のソリッドステート安定器は、電源に接続されてい てＢ点と０点との間で全波整流電圧波形を生じさせるブリッジ整流器（Ｄ＋　Ｄ ＜）を有する。Ｂ、Ｃ点間にかかる電圧がコンデンサ（Ｃ３）にかかる電圧以上 になった時を除いてコンデンサ（Ｃ３）がＢ点および０点から絶縁されるように コンデンサ（Ｃ３）は、一対のダイオード（Ｄ５　、Ｄａ）を介してＢ点と０点 との間に接続されている。（Ｃ１）にかかる電圧（ＶＤＦ　）は、（Ｖｓｃ）の ピーク間におけるコンデンサ（Ｃ３）の放電と（Ｖｓｃ）がピーク値に接近する 時のコンデンサ（Ｃ，）の再充電とによる小さいリップルと略比例する。

半ブリツジインバータ回路は、Ｂ　、Ｃ、Ｄ　、Ｆ点間に接続されており、交流 電圧ディバイダーを形成する一対のコンデンサ（Ｃｔ、Ｃ２）と、交互に作動し てＤ点の電位あるいは８点の電位をＡ点に向けるための一対のトランジスタスイ ッチ（Ｑｌ　、Ｃ２）とから成っている。交流デイバイダ＝μ、Ｅ点と０点との 間に１　／　２　Ｖａｃに略等しい電圧（Ｖａｃ）を生じさせるために設けられ ている。その結果、インバータの出力を形成する電圧（ＶΔε）は、（ＶＤＦ） に等しいピークツーピーク電圧スイングを有する方形波であって、前記方形波の 平均値は電圧（ＶＥＣ）によって調整される。

ダイオード（Ｄ５．Ｄａ）に接続されたコンデンサ（Ｃ４，０５）の各々はＤ点 と８点とが、ダイオード（Ｄ５　。

Ｄａ）によって（Ｖａｃ）のリップル周波数でＢ点ならびに０点から絶縁され、 （Ｃ４）ならびに（Ｃ５）を介してトランジスタ（Ｑｌ、Ｃ２）のスイッチ周波 数で接続されるように、それぞれのダイオードの周りに高周波数バイパスを形成 する。好ましい実施例では、スイッチ周波数は２５Ｋ）−１２であるが、この周 波数値は、この回路の作動にとって必要不可欠な条件ではない。

さらに、インバータ回路はダイオード（Ｄｔ、Ｄａ）を有し、該ダイオード（Ｄ ？　、Ｄａ　＞は、Ｂ、Ｅ点間電圧（ＶＢＥ）とＥ、０間点電圧（ＶＥＣ）とが １回のダイオード電圧降下以上に負になるのを阻止する。ダイオード（Ｄ９、Ｄ ＋　ｏ）は、Ｑｌ　、Ｃ２がり、Ａ点間ならびにＡ、Ｆ点間において電圧極性反 転するのを阻止する。

作動時には、Ａ、Ｅ点間に流れるインバータ出力電流は、各々がインバータスイ ッチ周波数において低インピーダンスを有する（Ｃ４）および（Ｃ５）を介して 、主に電源から導かれる。コンデンサ（Ｃ３）は、電解コンデンサであって、Ｄ 、Ｆ点間に略一定の電位を維持する働きをする。

コンデンサ（Ｃ３、Ｃｔ　、Ｃ１）は、回路に接続された出力負荷に合わせて選 ばれており、電源から導かれた電流が正弦波形に近づくよう選択されている。

第２図で示すように、（Ｃ！　）が大きすぎる場合、電源から導かれる電流は、 コンデンサ（Ｃヨ）の充電中に急激なピーク（１０）を得る。（Ｃ３）が大きす ぎる場合、インバータ負荷への放電によるコンデンサ電圧の降下は小さくて、ダ イオード（Ｄｓ　、Ｃ６）が全波整流された電圧（ＶＳＣ）の各ピークにおいて 短時間前方にバイアスをかけられるのみである。その結果、コンデンサ（Ｃ９） はこの短時間に完全に充電される必要があり、より大きなコンデンサはより低い インピーダンスを得るものであるため、コンデンサは、電源から導かれた電流に 大きなピークを生じさせるために高速で充電可能である。

（Ｃ３）が充電していない時、インバータ出力電流は、電源から導かれる電流が 略正弦波形（１１）を得るように、電源と（Ｃ３）とから導かれる。第３図で示 すように、（Ｃ３）の選択が正しい時、コンデンサ充電電流（１０）は、電流波 形の正弦形状に重大な影響を及ぼさない。

（Ｃ３）が小さすぎる時、電圧（■ＤＦ）は余分のリップルを受けて、インバー タ出力電圧−（ＶＡＥ）の方形波成分のピークツーピーク値に許容しがたい変化 が起こり、蛍光灯の照明にちらつきが生じる。

第１図で示すように、インバータ負荷は、インダクタ（Ｌｌ）、コンデンサ（Ｃ ６）、ならびに蛍光灯（Ｐ）から成っている。コンデンサ（Ｃ６）ならびにイン ダクタ（Ｌｌ）は、インバータスイッチ周波数で共振するような数値を有する。

蛍光灯が点灯する前、電流は蛍光灯の両発熱素子を介してコンデンサ（Ｃ６）に 流れ、（Ｃ６）にかかる電圧はピーク値に達して点灯管を点灯させる。点灯管の 点灯後、コンデンサ（Ｃ６）は点灯管によってバイパスされ、インダクタ（し１ ）は点灯管を流れる電流を制限する゛働きをする。

本発明の回路が蛍光灯を駆動−するために使用される場合、蛍光灯の減光は、整 流器（Ｄ＋　Ｃ４）に対する電源電圧を減少させることによって容易に可能とな る。

第４図は、電源により直接作動して一定出力直流電圧を生じさせ、螢光灯用イン バ〜りを供給するために使用することができる回路を示す。

第４図において、電源電圧は、ダイオードブリッジ（Ｄ２＋Ｄ２ｔ、）を介して 完全に整流される。スイッチ調整器電流制御（ＳＲＣＣ）回路は、全波電圧の振 幅に逆比例する周期と負荷（２６）によって導かれる出力電流に比例する周波数 を備えたパルスを発生さする。

トランジスタ（Ｃ２＋　）は、発振器（ＳＲＣＣと抵抗Ｒ２，１）を介してスイ ッチとして駆動され、トランジスタ（Ｃ２＋　）がパオン″の状態の時、ダイオ ード（Ｃ２ｓ　）は逆のバイアスをかけられ、インダクタ（１２＋　）の電流は Ｌ１２／２（ＬはＬ２１のインダクタンス、■はインダクトＬ２１のピーク電流 ）に等しいエネルギーを蓄えながら直線的に上昇する。

（Ｃ２＋＞がパオフ″の状態になると、この蓄えられたエネルギーは、コンデン サ（Ｃ２＋　）を充電するダイオード（Ｃ２、）を介して放出される。

このような一連のパルスはコンデンサの電荷、従ってコンデンサにかかる負荷電 圧をピーク全波電圧（Ｖｐ　）以上に維持するため、（Ｃ２＋　）が゛オン″の 状態にある時、ダイオード（Ｄ’２りは常に非導電状態となる。

駆動発振器回路＜５ＲＣＧ）は、フィードバックライン（Ｍ）を介して、負荷に かかる直流電圧をモニターし、負荷条件に応じて周波数を調整して前記直流電圧 を調整する。

送出出力は調整器の周波数に比例する。コイル（Ｌ２　＋　）に蓄えられたエネ ルギーは、励振器パルスの継続期間と印加電圧の振幅に比例する。入力電圧の振 幅は全波として変化するので、スイッチパルス幅は、全波の初期部分においては より大きいものが選ばれ、全サイクルに亘って入力電圧の増加に伴って小さくさ れる（第５図参照）。１サイクル中のパルスの数を変化させても、パルス幅と入 力電圧の振幅との関係には影響がない。

スイッチングに関して、パルス幅を一定にし、パルス周波数のみを変化させ、全 波の初期部分に送り出されるパルス数を大きくして全波の振幅に逆比例して減少 させてもよい。このことは第６図に示されている。負荷に送られる電力は、各サ イクル中の総パルス数を変えることによって変化させることができる。

次に、第７図を参照して、パルス幅を調節したスイッチ調整器を詳述する。（Ｉ Ｃ１）は、各出力パルスの継続時間がコンデンサ（Ｃ３ｓ　）の充電時間によっ て決定される非安定マルチバイブレータとして使用されており、前記充電時間は 、抵抗（Ｒ３８）を介して、直列抵抗（Ｒ４３。

Ｒ４４）と、接続点（Ｇ）での完全整流波から直接駆動されるトランジスタ（Ｑ ｉｉ）とによって制御される。ベースエミッタ接続キャパシタンスによる接続点 （Ｊ）における信号の位相ずれの影響を抑制するため、（Ｒ３７、Ｃ３＋）から 成る直列回路は、（ＲＢ　ｓ　）と並列に接続されている。

このようにして、接続点（Ｋ）における電圧が２Ｖｃｃ／３に近づくに従って、 接続点（Ｌ）の電圧は（Ｖｃｃ）の近くに維持される。接続点（Ｋ）において限 界電圧となった時は（５５５１，Ｃ，）の内部コンパレータによって検知される が、（５５５１，Ｃ，）は次にビン（３，７）にかかる電圧をＯにする。ダイオ ード（Ｃ３７）はコンデンサ（０ｇ９　）がビン（７）中に放電するのを阻止し 、抵抗体（Ｒ４３、Ｒ４４）を流れる電流はビン〈７）を介してアースに流れる 。トランジスタ（Ｃ９＋　、Ｃ３２）はコンデンサ（Ｃ３３＞の放電率を決定し 、該放電率はビン（３）の出力パルス間の時間的間隔を決定する。２つのフィー ドバック回路網は接続点（Ｍ）の直流電圧をモニターする。

前記フィードバック回路網の一方は、（Ｒｉ　１．　Ｒ３２、Ｄ！　ｓ　）から 成っていてパファースト″リスポンスを提供し、他方のフィードバック回路網は （Ｒ３２１Ｒ３４１Ｒ９ｓ　、　Ｃｓ　６　）から成っていてパスロー″リスポ ンスを提供する。接続点（Ｍ）にかかる直流電圧のゆっくりした変化は（Ｃｉ　 ｂ　、　Ｒヨ２１　Ｒ３４１Ｒ３ｓ　＞から成る前記他方のフィードバック回路 網によってモニターされ、〈Ｖｄｃ）の増加はトランジスタ（Ｑｇ＋　）を効果 的に゛′オン″の状態にする。同時に、トランジスタ（Ｃ３２）は、“オフ″の 状態にさせられ、コンデンサ（Ｃ３ｑ　）の放電率を増加させる。その結果、イ ンバータの周波数は減少させられ、（Ｖｄｃ）はそれに従って安定値にまで減少 させられる。

（ＶｄＣ）における突然の変化は、負荷を除去した時などに起こる。〈ＲヨＩ＋ 　Ｒ９３，Ｄ９　ｓ　）から成る回路網は、このような妨害をモニターして（Ｖ ｄＣ）を調整する。

（Ｒ４６）と（Ｄ３６）とは、ビン（３）の信号が″′高″である間確実に（Ｃ ３２）を“オフ″の状態にする。このようにして、コンデンサ（Ｃｇ：＋）の充 電時間は放電時間から完全に独立させられる。

（’Ｑｉ　ａ　、　Ｌｑ　Ｉ　、’ＤｇＢ　）は、前記システムの接続点＜１） の信号に応じて、接続点（Ｇ）の全波を必要な電圧（ＶｄＣ）にまで増加させる 。

“スロー″フィードバック回路網の必要性は、（Ｖｄｃ）に現れるリップルによ って生じる。このようなリップルは、各サイクル中においエコンデンサ（Ｃ９５ ）に送られるエネルギーの強さが変化することによって発生するものであつ′° て、フィードバックセンサトランジスタ（Ｃ３＋　、　Ｃ３２）によって（Ｖｄ ｃ）に起こる小さな変化とみなされ、電源電流のひずみとなる。このような状態 を回避するため、コンデンサ（Ｃ３６）は、フィードバック信号のリップル成分 を平坦にし、一様に対称的な電源電流を導くことを可能とする。

第８図において、配線によるスイッチ調整器電流制御回路は、マイクロプロセッ サをベースとする５ＲＣＧ回路となっている。このマイクロプロセッサ回路にお いて、調整電圧（ＶＮ）とフィードバック電圧（ＶＭ）とは、アナログデジタル 変換器（ＡＤＣ）　（１０１）の入力に接続されている。Ａ　Ｄ　Ｃ（，１０１ ）は信号をマイ−クロプロセッサ（μＰ）（１０２）にモニターさせる。マイク ロプロセッサ（μＰ）（１０２）は、必要とされるパルス幅・周波数パラメータ を計算し、抵抗体（Ｒ６ｓ　）を介してトランジスタ（ＱＳ５）を駆動する５Ｒ ＣＧ出力信号（ＶＬ）を発するために、前記パラメータを使用してパルス幅変調 器（ＰＷＭ）　（１０３）を制御する。

さらに、マイクロプロセッサは５ＲＣＧを遠隔制御するために使用可能な直列Ｉ １０コミュニケーションポート（Ｄ８）を有する。また、調整器の使用に融通性 をもたせるため、様々な制御電圧入力と制御１１０回路が設けられている。

第８図の回路の入力電流がマイクロプロセッサ（１０２）に含まれたプログラム によって決定されるため、入力電流の゛シェイピング″が要求される場合に適す る。このような場合、電源サイクルの所望部分のみをパ消費″するようなプログ ラムを作ることができるため、いかなる電流形状も電源サイクルの一部あるいは 全部にわたって形成可能である。

浄書（内容に変更なし） ととンノ　Ｆ／θ、５°　とン５ノ ととンノ　Ｆｌθ、６　６ｂノ 手続ネ甫正書（方式） ％式％ ２、発明の名称　蛍光灯を駆動する電源作動ソリッドステートインバータにおけ る調波成分の最小化 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 名　称　ミニトロニクス・ビーティーワイ・リミテッド４、代理人 住　所　東京都中央区銀座１丁目９番１０号６、補正の対象 特許法第１８４条の５第１項の規定による書面（特許出願人の代表者の欄） 国際調杏邦告 ＋ｍｍｍａｎａｒＡｗｌ１ｃｍａｎｓａ、ＰＣＴ／ＡＵ８４１００１８４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 〔１〕交流電源電位を整流電源電位に変えるための整流手段と、前記整流電源電 位に接続されたインバータ手段とを有するコンバータであって、 前記インバータ手段は、前記整流電源電位に比例する電位に保たれる出力を有す る交流ディバイダ回路網と、交流電位を生じさせる出力を有する半ブリッジスイ ッチ回路と、該スイッチ回路に接続されて該スイッチ回路を横切る略直流の電位 を維持することによって、前記交流電流の振幅を略一定にするための蓄電手段と から成っており、前記交流電位が電源電位の周波数より高い周波数を有し、前記 スイッチ回路が、前記交流電位の周波数において前記整流電源電位に接続され、 前記整流電源電位の周波数において前記整流電源電位から絶縁され、 前記スイッチ回路出力と前記交流ディバイダ出力とが、前記インバータ手段の出 力の各側を形成していることを特徴とするコンバータ。 〔２〕前記蓄電手段は、一対のダイオードを介して前記整流電源電位によって充 電されるコンデンサであり、前記ダイオードは、前記コンデンサが前記整流電源 電位のピーク値に等しい数値まで充電された時、逆バイアスを受けることを特徴 とする請求の範囲第１項記載のコンバータ。 〔３〕前記スイッチ回路の前記高周波数での接続が各前記ダイオードに接続され たコンデンサによって行なわれることを特徴とする請求の範囲第２項記載のコン バータ。 〔４〕前記交流ディバイダ回路網が、直列に接続されていて等しいバルブを有す る一対のコンデンサから成っており、前記コンデンサの接続点がディバイダ出力 であることを特徴とする請求の範囲第３項記載のコンバータ。 〔５〕前記スイッチ回路は、直列に接続された一対のＮＰＮトランジスタから成 っており、第１トランジスタのコレクタが前記蓄電手段のプラス側に接続されて おり、第２トランジスタのエミッタが前記蓄電手段のマイナス側に接続されてお り、第１トランジスタのエミッタが第２トランジスタのコレクタに接続されて前 記スイッチ回路出力を形成していることを特徴とする請求の範囲第４項記載のコ ンバータ。 〔６〕ダイオードが各トランジスタのエミッタに直列に接続されていることを特 徴とする請求の範囲第５項記載のコンバータ。 〔７〕請求の範囲第１項から第６項までのいずれか１項に記載のコンバータと、 該コンバータの出力側に接続されていてガス放電灯中を流れる電流を制限するた めの電流制限手段とから成っているソリッドステート安定器。 〔８〕前記電流制限手段が、前記放電灯に直列に接続されたインダクタンスから 成っていることを特徴とする請求の範囲第７項記載のソリッドステート安定器。 〔９〕前記放電灯の電極を熱するための始動手段が設けられていることを特徴と する請求の範囲第８項記載のソリッドステート安定器。 〔１０〕前記始動手段は、ヒータと前記コンデンサとが前記コンバータの出力側 に直列に接続されるように前記放電灯のヒータ間に接続されたコンデンサから成 っていることを特徴とする請求の範囲第９項記載のソリッドステート安定器。 〔１１〕前記コンバータによって導かれる電流は、略正弦波であるため、電源電 流の調波成分を最小限に押えることを特徴とする請求の範囲第１０項記載のソリ ッドステート安定器。 〔１２〕電源の交流電位を整流電源電位に変えるための整流手段と、前記整流電 位に直列に接続されたインダクタ・スイッチエレメントと、陽極が前記インダク タ・スイッチエレメントの接続点に接続されており陰極が調整器の出力側を形成 しているダイオードと、前記調整器の出力側に接続された蓄電手段とから成って いるスイッチ調整器であって、前記スイッチエレメントがスイッチ制御回路によ って発生させられたパルス状スイッチ信号によって制御されており、前記パルス 状スイッチ信号が前記調整器出力側において電圧が減少するにの伴なって増加す るように制御される周波数を有し、前記調整器は、パルス信号のパラメータが瞬 間的な整流電源電位に呼応して変化することによって電源から流れる電流の波形 を制御することをことを特徴とする請求の範囲第１１項記載の調整器。 〔１３〕前記パルス信号の周波数は、瞬間的な整流電源電位が増加するのに伴な って減少することを特徴とする請求の範囲第１２項記載の調整器。 〔１４〕前記パルス信号のパルス幅は、瞬間的な整流電源電位が増加するのに伴 なって減少することをことを特徴とする請求の範囲第１３項記載の調整器。 〔１５〕前記スイッチ制御回路は、電圧が制御された発振器であることを特徴と する請求の範囲第１２項、第１３項、または第１４項記載の調整器。 〔１６〕前記スイッチ制御回路は、マイクロプロセッサと、前記マイクロプロセ ッサ回路によって制御されたパルス発生回路と、前記マイクロプロセッサに接続 されていて、前記調整器の出力電圧と整流電源電位とをマイクロプロセッサによ って使用されてパルス発生回路の必要出力を決定するデジタル信号に変えるため のアナログデジタル変換器とから成っていることを特徴とする請求の範囲第１２ 項、第１３項または第１４項記載の調整器。