JPH01248969A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、負荷をソフトスタート駆動させる電力変換装
置に関するものであり、放電灯の高周波点灯装置に特に
適するものである。

［従来の技術］ 第６図は従来の電力変換装置の回路図である。

この回路は第１及び第２のスイッチング回路を有してい
る。第１のスイッチング回路は、商用電源ＡＣを直流電
源に変換する昇圧チョッパー回路１よりなる。昇圧チョ
ッパー回路１は、商用電源ＡＣに電源スィッチＳｗを介
して接続された全波整流器ＤＢの出力端に、インダクタ
ンス素子Ｌ１とトランジスタＱ、の直列回路を接続し、
トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間にダイオード
Ｄ。

を介してコンデンサＣ１を接続した構成になっており、
このコンデンサｃ１の両端が昇圧チョッパー回路１の出
力端となる。第２のスイッチング回路は、昇圧チョッパ
ー回路１の出力端に接続されたインバータ回路２よりな
る。インバータ回路２は入力直流電圧を高周波電圧に変
換して出方するものであり、その出力端には、放電灯５
が接続されている。昇圧チョッパー回路１の駆動信号を
発生する制御回路３の駆動用電源は、全波整流器ＤＢか
ら出力され、る脈流電圧を抵抗Ｒ７、Ｒ１ｔで分圧し、
コンデンサＣ２で平滑して得ている。

以下、第６図回路の動作について説明する。電源スイッ
チＳＷがオンされると、全波整流器ＤＢの出力電圧を抵
抗Ｒ，，Ｒ，，にて分圧し、コンデンサＣ２で平滑した
直流低電圧が、制御回路３の駆動用電源として供給され
る。そして、制御回路３によりトランジスタＱ、がスイ
ッチングされる。

まず、トランジスタＱ、がオンのときには、インダクタ
ンス素子Ｌ１に電流が流れてエネルギーが蓄積され、ト
ランジスタＱ、がオフのときに、蓄積されたエネルギー
がダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ＋に放出され
る。このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧にインダクタ
ンス素子Ｌ１の両端電圧を加えた電圧がコンデンサＣ３
に印加されるので、コンデンサＣＩには全波整流器ＤＢ
の出力電圧を昇圧した電圧が得られる。このコンデンサ
Ｃ１に得られた電圧が、インバータ回路２により高周波
電圧に変換されて、放電灯５に供給されるものである。

第７図は池の従来例の回路図である。この回路例では、
商用電源ＡＣの一端と、全波整流器ＤＢの負出力端子と
の間に、整流用のダイオードＤ０と、限流用の抵抗Ｒフ
と、平滑用のコンデンサｃフを直列に接続し、コンデン
サＣ１の両端に電圧規制用のツェナーダイオードＺＤを
並列に接続したものである。このコンデンサＣ７の両端
に得られる電圧が、制御回路３の駆動用電源となってい
る。

その他の構成及び動作については、第６図の回路と同様
である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の各従来例において、全波整流器ＤＢから出力され
る脈流電圧は、制御回路３の駆動用電源として必要とさ
れる電圧（数Ｖ〜２０■）に比べると、非常に電圧が高
く、抵抗Ｒ２で消費される電力は数Ｗにも及び、効率が
非常に悪いという問題があった。また、抵抗Ｒ２として
定格が数十Ｗの大型の抵抗素子を必要とするという問題
があった。

さらに、上記各従来例にあっては、放電灯５を負荷とし
た場合に、ランプ寿命に悪影響を与えるという重大な問
題があった。以下、これについて詳述する。

第８図は上記各従来例において、電源スィッチＳＷをオ
ンにした直後におけるコンデンサＣＩの両端電圧■ｃ１
と、コンデンサＣ１の両端電圧ｖｃ。

の上昇の様子を示すタイムチャートである。コンデンサ
ＣＩの両端電圧ＶＣ８はチョッパー回路１の出力電圧で
あり、インバータ回路２の入力電圧となる。また、コン
デンサＣ１の両端電圧ｖｃ、は、チョッパー回路１にお
けるトランジスタＱ、に駆動信号を与える制御回路３の
駆動用電源電圧である。この電圧Ｖｃ７が制御回路３の
動作電圧ｅ０に達すると、制御回路３が動作し、トラン
ジスタＱ。

のベースに駆動信号が供給されるものである。

電源スィッチＳＷがオンされた後、全波整流器ＤＢの整
流出力により、インダクタンス素子Ｌ１及びダイオード
Ｄ１を介してコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ
１の充電電圧ＶＣ５は、商用電源ＡＣのピーク電圧ＶＡ
ＣＰ（約１４０Ｖ）に達する。

このときには、制御回路３の駆動用電源電圧ｖｃ。

も既に動作電圧ｅ０に達しているため、トランジスタＱ
、には駆動信号が与えられている。したがって、トラン
ジスタＱ、はスイッチング動作を既に開始している。そ
のため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積されたエネルギ
ーがコンデンサＣ３に放出され、コンデンサＣ１の両端
電圧ｖｃｌは、商用電源ＡＣのピーク電圧Ｖ＾。２より
も高い電圧Ｖｏｃになる。コンデンサＣＩの両端電圧ｖ
ｃ１が電圧Ｖｎｃに達するまでの時間は、掻く短い時間
であり、電源スィッチＳＷの投入後、瞬時に電圧ＶＯＣ
に達する。したがって、電源が投入された直後に、商用
電源ＡＣのピーク電圧■ＡｏＰよりも高い電圧ＶＯＣが
インバータ回路２に瞬時に与えられて、放電灯５の始動
時に瞬時に高電圧が印加されることになり、放電灯５が
冷陰極放電を起こし、放電灯５の寿命を短くする原因と
なっていた。

そこで、第９図に示すように、放電灯の始動時に高電圧
が印加されないように工夫した回路が提案されている。

この従来例では、゛放電灯／１．　、ｃｚを負荷とする
高周波インバータ回路２の直流入力端子を、全波整流器
ＤＢ及び電源スィッチＳＷを介して交流電源ＡＣに接続
しである。インバータ回路２の出カドランスＴ、は出力
巻線Ｎ２に蛍光灯のような放電灯！、１２を２打直列接
続され、出力巻線Ｎ２に誘起される高周波電圧にて両数
電灯１．．１゜を点灯させる。放電灯１１のフィラメン
トｆ１１の非電源側端子は、カレントトランスＴ２の１
次巻線及びリレーＲｙの接点Ｒｙｓを介して放電灯１２
のフィラメントｒｚ＋の非電源側端子に接続されている
。

また、両数電灯Ｔｏ　、ｂの他方のフィラメントｆ１２
＋ｆ２２の一方の端子間にはカレントトランスＴ２の２
次巻線を接続しである。リレーＲｙはタイマー回路７に
より制御されるものである。タイマー回路７は、時定数
回路を構成するコンデンサＣＩ＋及び抵抗Ｒ１、レベル
検出器６、バイアス抵抗Ｒ５、トランジスタＱ０から構
成されており、駆動用電源４からの出力電圧を電源とし
て作動する。駆動用電源４は、出カドランスＴ、の３次
巻線Ｎ、に誘起される電圧を整流するダイオードＤ６と
、整流された電圧を平滑するコンデンサＣ１と、限流用
の抵抗Ｒ６とから構成されている。

次に、この回路の動作について説明する。電源スィッチ
ＳＷを投入して、商用電源ＡＣを回路に接続すると、イ
ンバータ回路２が作動し、出カドランスＴ１の３次巻線
Ｎ、に電圧が誘起され、タイマー回路７が動作を開始す
る。タイマー回路７はコンデンサＣＩ、抵抗Ｒ１を時定
数回路とし、この時定数で定まる一定期間はレベル検出
器６の出力を“Ｈｉｇｈ”レベルとし、その一定期間の
経過後にレベル検出器６の出力を“Ｌｏｗ”レベルとし
て停止するようになっている。レベル検出器６の出力が
“Ｈｉｇｈ″レベルであるときには、トランジスタＱ。

がオンされる。このトランジスタＱ。のオンにより、リ
レーＲｙの励磁コイルに電流が流れて、リレー接点Ｒｙ
ｓがオンされる。これによりインバータ回路３の出カド
ランスＴ１の出力巻ｔＩＮ、、フィラメント［１１、カ
レントトランスＴ２の１次巻線、リレー接点Ｒｙｓ、フ
ィラメント「２１の閉回路が形成され、またカレントト
ランスＴ２の２次巻線と放電灯１．．１２のフィラメン
トｆ＋２．ｆｚｚにも電流が流れ、両数電灯！、１２の
フィラメントｆｌｌ＋ｆｌ’２及びｆ２．。

ｒ２□が予熱されることになる。出カドランスＴ１は磁
気漏れ型トランスよりなるので、予熱時の出力巻ｔｉ　
Ｎ　２の出力電圧は小さくなって、放電灯１．．１２は
予熱されるだけであり、始動点灯はしない。

一定期間の経過後、タイマー回路７のレベル検出器６は
その出力を“Ｌｏ−”レベルにする。したがって、トラ
ンジスタＱ０はオフし、リレーＲＶの励磁コイルへの電
流を遮断する。その結果、リレー接点Ｒｙｓがオフし、
上記閉回路に流れていた高周波の予熱電流は遮断される
ことになる。

これにより、放電灯ｅ、　、１．の予熱が停止され、イ
ンバータ回路２の出カドランスＴ１の出力巻線Ｎ２には
高電圧が現れ、放電灯ｅ、　、ｅ、が始動点灯する。こ
のように、タイマー回路７により設定された一定期間に
、おいて、充分に放電に７１＋、ｂの）−イラメントｆ
ｌｌ＋ｆ１２及び’２１　＋ｆ２２に予竺電流を流し、
フィラメント温度を高くし、その後で高電圧を印加して
点灯させるから、充分に予熱電流を流さないで、高電圧
を印加して点灯させる方式に比べて、放電灯１．　、ｌ
、のランプ寿命が非常に長くなる。

しかしながら、この従来例では、リレーＲｙを必要とし
、そのうえ、このリレーＲｙの接点Ｒｙｓは高周波の予
熱電流をオン・オフし、また、印加される電圧も高電圧
であるから、リレーＲ，としては耐圧が高く且つ接点容
量の大きいものを必要とする。また、リレーＲｙの代わ
りにトランジスタなどの半導体スイッチ素子を用いるな
らば、高耐圧のものが必要となり、コストの上昇、信頼
性の低下、回路構成の複雑さを招くという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、駆動信号発生用の制御回路の電
源を電力損失の少ない方式で得ると共に、電源投入時の
負荷への高電圧の印加を防止できるようにしな電力変換
装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、昇圧型の第１のスイッチング回路（昇
圧チョッパー回路１）を含む直流電源と、前記直流電源
の出力端に接続される第２のスイッチング回路（インバ
ータ回路２）と、第２のスイッチング回路の出力端に接
続される負荷（放電灯５）よりなる電力変換装置におい
て、第１のスイッチング回路にスイッチング素子（トラ
ンジスタＱ、）の駆動信号を発生する制御回路３を設け
、第２のスイッチング回路のスイッチング動作により得
られる電源４を前記制御回路３の駆動用電源としたこと
を特徴とするものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、第１のスイッチング回
路におけるスイッチング素子の駆動信号を発生する制御
回路３の駆動用電源４を、第２のスイッチング回路のス
イッチング動作により得るようにしたから、既存のスイ
ッチング回路を利用して、電力損失の少ない効率的な方
式で制御回路３の電源を得ることができる。また、本発
明にあっては、第２のスイッチング回路のスイッチング
動作が始まってからでないと、昇圧型の第１のスイッチ
ング回路の制御回路３に電源が供給されない。

したがって、電源投入直後に第２のスイッチング回路か
ら負荷５に過大な電圧が印加されることはなくなるもの
である。

し実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。商用電源ＡＣに
は電源スィッチＳＷを介して全波整流器ＤＢの交流入力
端が接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端には
、昇圧チョッパー回路１が接続されている。昇圧チョッ
パー回路１は、全波整流器ＤＢの直流出力端に、インダ
クタンス素子ＬＩとトランジスタＱ、の直列回路を接続
し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間に、ダイ
オードＤ１を介してコンデンサＣ１番並列に接続した構
成になっている。このコンデンサＣ１の両端が、昇圧チ
ョッパー回路１の出力端となる。昇圧チョッパー回路１
の出力端には、インバータ回路２が接続されている。

インバータ回路２は、直列に接続されたスイッチング用
のトランジスタＱ、、Ｑ、を備え、このトランジスタＱ
、、Ｑ、の直列回路を二人実直流電圧が印加される。一
方のトランジスタＱ２と並列に、カップリング用のコン
デンサＣｓ、放電灯５、インダクタンス素子Ｌ２、電流
帰還トランスＣＴの１次巻線ｎ１の直列回路が接続され
ている。放電灯５のフィラメントｆ＋　、ｆｔの電源側
端子間には、共振用のコンデンサＣ４が並列に接続され
、非電源側端子間には、予熱電流通電用のコンデンサＣ
Ｓが並列に接続されている。電流帰還トランスＣＴは２
つの２次巻線ｎ２＋０５を有し、一方の２次巻線ｎ２は
バイアス抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・
エミッタ間に接続されており、他方の２次巻線ｉ、はバ
イアス抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ、のベース・エ
ミッタ間に接続されている。さらに、インバータ回路２
の入力端子間には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ７の直列回
路が接続され、抵抗Ｒ，とコンデンサＣ２の接続点はダ
イアックＱ、を介して、トランジスタＱ、のベースに接
続されている。これらの抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２及び
ダイアックＱ４は、インバータ回路２の起動回路を構成
している。なお、トランジメタＱ、、Ｑコには、ダイオ
ードＤ　２　、　Ｄ　３が逆並列に接続されているが、
これらのダイオードＤ　２　、　Ｄ　３は必ずしも必要
ではない。

スイッチング用のトランジスタＱ、のコレクタ・エミッ
タ間には、カップリング用のコンデンサＣうを介して、
トランスＴ、の１次巻線が接続されている。トランスＴ
、の２次巻線には整流用のダイオードＤ６及び限流用の
抵抗Ｒ１を介して、平滑用のコンデンサＣ６が接続され
ている。コンデンサＣ，の両端に得られる電圧は、制御
回路３の駆動用電源４となる。

以下、本実施例の動作について説明する。電源スィッチ
ＳＷがオンされると、商用電源ＡＣの交流電圧が全波整
流器ＤＢにより整流され、インダクタンス素子Ｌ＋及び
ダイオードＤ、を介して、コンデンサＣ１に平滑された
直流電圧が得られる。

このとき、トランジスタＱ、は不動作状態である。

コンデンサＣ２の電圧が、インバータ回路２に供給され
ると、抵抗Ｒ，を介してコンデンサＣ３が充電される。

コンデンサＣ２の電圧がダイアックＱ。

のブレークオーバ電圧に達すると、コンデンサｃ２の充
電電荷がトランジスタＱ３のベース・エミッタ間を介し
て放電される。これによりトランジスタＱ、がオンする
。以後、電流帰還トランスＣＴの２次巻線ｎ　２　＋　
ｎ　：ｌから得られる帰還電流によりトランジスタＱ　
２　、　Ｑ−が交互にオン、オフする。

このとき、トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間に
は、直流的にスイッチングされる電圧が生じる。この電
圧はカップリング用のコンデンサＣ。

を介してトランスＴ、の１次巻線に印加される。

カップリング用のコンデンサＣ，により直流成分がカッ
トされ、トランスＴ３の１次巻線には高周波交流成分が
流れる。したがって、トランスＴ。

の２次巻線には高周波交流電圧が得られる。これをダイ
オードＤ６と抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ６により整流・
平滑することにより、制御回路３の駆動用電源を得るこ
とができる。トランスＴ、の１次巻線と２次巻線の巻数
比を適切に設定すれば、電圧規制用のツェナーダイオー
ドを用いなくても、制御回路３の駆動用電源４に適した
直流低電圧を得ることができる。また、トランスＴ、と
しては、電力損失の少ないものを用いているので、制御
回路３の駆動用電源４を得るために消費される電力は非
常に小さく、従来例に比べて大幅に効率が改善されるも
のである。

制御回路３が動作すると、昇圧チョッパー回路１におけ
るトランジスタＱ、がオン、オフする。

こうして、昇圧チョッパー回路１が動作し、昇圧チョッ
パー回路１からの出力電圧により、インバータ回路２が
高い入力電圧で動作する。定常状態においては、インダ
クタンス素子Ｌ２とコンデンサＣ４及びＣ６で構成され
るＬＣ共振回路によって高周波の高電圧が放電灯５の両
端に印加され、放電灯５が点灯する。

以上の動作を、第２図のタイムチャートで説明する０図
中、■ｃ、はコンデンサＣ３の両端電圧、■ｃ６はコン
デンサＣ６の両端電圧、Ｖｌａは放電灯５の両端電圧で
ある。まず、′【、は電源スィッチＳＷがオンされた後
、インバータ回路２が発振を開呻するまでの期間であり
、放電灯５には電圧が印加されていない、電源スィッチ
ｓｗがＯＮされると、全波整流器ＤＢの整流出力により
、インダクタンス素子Ｌ１及びダイオードＤ１を介して
コンデンサＣ１が充電され、その両端電圧■ｃ１は商用
電源ＡＣのピーク電圧ＶＡｃＰまで上昇する。これによ
って、インバータ回路２の起動回路が動作し、トランジ
スタＱ、がオンし、以後、電流帰還トランスＣＴからの
帰還電流により、トランジスタＱ２゜Ｑ、が交互にオン
、オフして１発振が継続するものである。

次に、ｔ２は制御回路３の電源電圧Ｖｃ６が徐々に上昇
し、動作電圧ｅ。に達するまでの期間である。

このｔ２の期間では、コンデンサＣ１の電圧■。１が商
用電源ＡＣのピーク電圧ｖ　Ａｃｐに達しているので、
インバ−タ回路２が発振している。しかしながら、商用
電源ＡＣのピーク電圧■ＡｃＰは、昇圧された電圧Ｖｏ
ｃに比べて低い電圧であるため、放電灯５に印加される
高周波電圧Ｖ１ａの振幅は小さくなっている。このとき
、昇圧チョッパー回路１におけるスイッチング用のトラ
ンジスタＱ、に駆動信号を与える制御回路３の駆動用電
源４の電圧■。、は低レベルであり、トランジスタ。１
はスイッチングされない、インバータ回路２が発振を続
けることにより、制御回Ｆ！＠３の駆動用電源４の電圧
Ｖｃ６は徐々に上昇し、制御回路３の動作電圧ｅ０に達
すると、昇圧チョッパー回路２のトランジスタＱ１のベ
ースに駆動信号が与えられ、トランジスタＱ、のスイッ
チング動作が開始する。

Ｌ、の期間では、昇圧チョッパー回路１のトランジスタ
Ｑ、がスイッチング動作を始め、コンデンサＣ５の電圧
■ｃ、が商用電源ＡＣのピーク電圧Ｖ　ＡｅＰから昇圧
された電圧Ｖｏｏに達する。コンデンサＣ３の電圧ＶＣ
２が昇圧された電圧ＶＤＣに達すると、放電灯５に印加
される高周波電圧’ｖｌａの振幅は非常に高くなり、放
電灯５は点灯する。ｔ４の期間は放電灯５が点灯してい
る期間である。

以上のように、本実施例にあっては、インバータ回路２
が発振を開始してから、昇圧チョッパー回路１が動作を
開始する半での期間ｔ２において、放電灯５の両端電圧
Ｖｆｆｉａは振幅の低い高周波電圧となり、放電灯５は
点灯しないが、放電灯５のフィラメントｒ、　、ｒ２に
はコンデンサＣ５の共振電流が流れているため、フィラ
メントｒ＋　、ｒｘは予熱され続けている。また、ｔ、
の期間では昇圧チョッパー回路１が動作して、放電灯５
への印加電圧が高い電圧となり、放電灯５が点灯するが
、このときには、放電灯５のフィラメント１．．１．は
既に充分に予熱されているため、フィラメントｆｚｆｚ
に塗布されている酸化物被膜の始動時における消耗は少
なく、ランプ寿命が改善されるものである。

なお、インバータ回路２が発振を開始してから、昇圧チ
ョッパー回路１が動作を開始するまでの期間ｔ２は、コ
ンデンサＣ６の充電時定数により自由に調整できるもの
であり、必要な予熱時間が得られるように、コンデンサ
Ｃ１の充電時定数を設定すれば良いものである。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータ回路２におけるインダ
クタンス素子Ｌ２に、２次巻線ｎｓを設けである。この
２次巻線ｎ５には、限流用の抵抗Ｒｓと整流用のダイオ
ードブリッジＤＢ２を介して、平滑用のコンデンサＣ６
及び抵抗Ｒｓが接続されており、コンデンサＣ６の一端
は、全波整流器ＤＢの負出力端子に接続されている。イ
ンバータ回路２が発振すると、インダクタンス素子Ｌ２
の２次巻線ｎ５には交流電圧が誘起され、この交流電圧
はダイオードブリッジＤＢ２にて整流され、コンデンサ
Ｃ２によって平滑される。このコンデンサＣ６の両端に
得られる電圧が、制御回路３の駆動用電源４となる。イ
ンダクタンス素子Ｌ２の２次巻線ｎｓに得られる交流電
圧が数Ｖ乃至数十■になるように、１次巻線ｎ、と２次
巻線ｎ、の巻数比を設定しておけば、限流用の抵抗Ｒ，
は小容量の抵抗素子で構成できる。したがって、効率良
く直流低電圧電源が得られるものである。その他の構成
及び動作については、第１図の実施例と同様である。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、プッシュプル式のインバータ回路
２を用いている。コンデンサＣＩの正極側は、インダク
タンス素子り、を介して出カドランスＴ１の１次巻線Ｎ
１の中間タップに接続されている。出カドランスＴ１の
１次巻線Ｎ１の両端は、夫々トランジスタＱ２．Ｑ、の
コレクタ・エミッタ間を介してコンデンサＣ１の負極側
に接続されている。出カドランスＴ１の１次巻ｌＩＮ、
の両端には、共振用のコンデンサＣ０が並列接続されて
いる。

トランジスタＱ２とトランジスタＱ３の夫々のベースは
、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ５を夫々介して、出カドランスＴ１
の中間タップに接続されると共に、出カドランスＴ１の
帰還巻ａＮ、の両端に夫々接続されている。出カドラン
スＴ、の２次巻線Ｎ、には放電灯５が接続されている。

出カドランスＴ、は磁気漏れ変圧器よりなり、その漏洩
インダクタンスが放電灯５の限流要素となっている。ま
た、２次巻線Ｎ、の一部が放電灯５のフィラメントの予
熱巻線となっている。

インバータ回路２に入力電圧が印加されると、インダク
タンス素子り、と抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ，の夫々を介して
、トランジスタＱ２及びトランジスタＱ、のベースに電
流が流れ、トランジスタＱ２又はＱ、のいずれがが先に
オン状態となる。今、仮にトランジスタＱ２がトランジ
スタＱ、よりも先にオン状態になったとすると、インダ
クタンス素子し、を流れる電流は出カドランスＴ、の１
次巻線Ｎ。

の中間タップを通り、トランジスタＱ２のコレクタ・エ
ミッタ間に流れる。出カドランスＴ１の１次巻線Ｎ１に
電流が流れたことにより、トランジスタＱ２には順バイ
アスを、トランジスタＱコには逆バイアスを印加する向
きに、出カドランスＴ。

の帰還巻線Ｎ０に電圧が誘起される０次に、コンデンサ
Ｃ０と出カドランスＴ、の１次巻線Ｎ、との共振により
帰還巻線Ｎ０には今までと逆方向の電圧が誘起され、こ
の帰還巻ＩＩ　Ｎ　Ｏに誘起された電圧により、トラン
ジスタＱ２は逆バイアスされ、トランジスタＱ、は順バ
イアスされて、トランジスタＱ２はオフ状態に、トラン
ジスタＱ、はオン状態にされる。以下、同じ動作を繰り
返して、出カドランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高周波電圧
が誘起され、この高周波電圧が放電灯５に印加される。

本実施例では、第１図に示す実施例と同様に、スイッチ
ング用のトランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間に、
カップリング用のコンデンサＣ５を介して、トランスＴ
、の１次巻線が接続されている。トランスＴ３の２次巻
線には、整流用のダイオードＤ６及び限流用の抵抗Ｒ１
を介して、平滑用のコンデンサＣ６が接続されている。

コンデンサＣ６の両端に得られる電圧は、制御回路３の
駆動用電源４となる。スイッチング用のトランジスタＱ
、が高周波でオン、オフ動作することにより、駆動用電
源４が得られる動作については、第１図に示す実施例と
同様である。

［実施例４］ 第５図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、プッシュプル式のインバータ回路
２における出カドランスＴ、に、３次巻線Ｎ、を設けで
ある。この３次巻線Ｎ、には、限流用の抵抗Ｒ１と整流
用のダイオードブリッジＤＢ２を介して、平滑用のコン
デンサＣ６及び抵抗Ｒ６が接続されており、コンデンサ
Ｃ６の一端は、全波整流器ＤＢの負出力端子に接続され
ている。インバータ回路２が発振すると、出カドランス
Ｔ、の３次巻線Ｎ、には交流電圧が誘起され、この交流
電圧はダイオードブリッジＤＢ２にて整流され、コンデ
ンサＣ６によって平滑される。このコンデンサＣ６の両
端に得られる電圧が、制御回路３の駆動用電源４となる
。出カドランスＴ１の３次巻線Ｎ、に得られる交流電圧
が数Ｖ乃至数十Ｖになるように、巻数比を設定しておけ
ば、限流用の抵抗Ｒ６は小容量の抵抗素子で構成できる
。プッシュプル式のインバータ回路２の構成及び動作に
ついては、第４図実施例と同様である。

なお、放電灯５の他にも、電源投入時にストレスが加わ
りやすい負荷（例えば、白熱電球や電熱線、電動機等）
のソフトスタート駆動にも本発明を応用できることは言
うまでもない。

［発明の効果］ 本発明の電力変換装置にあっては、昇圧型の第１のスイ
ッチング回路におけるスイッチング素子の駆動信号を発
生するための制御回路の電源を、第２のスイッチング回
路のスイッチング動作により得るようにしたから、既存
のスイッチング回路を利用して、電力損失の少ない効率
的な方式で制御回路の電源を得ることができるという効
果があり、回路効率が上昇し、小形化も可能になるとい
う利点がある。また、第２のスイッチング回路のスイッ
チング動作が始まってからでないと、昇圧型の第１のス
イッチング回路の制御回路に電源が供給されないので、
電源投入直後（こ第２のスイッチング回路から負荷に過
大な電圧が印加されることを防止できるという効果があ
り、負荷のストレスが軽減され、負荷の寿命改善が可能
になるという利点がある。

なお、負荷が放電灯である場合には、電源投入直後の過
電圧印加を防止することにより、冷陰極放電を防止でき
るので、ランプ寿命を改善する効果が特に大きいもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本発明の
第４実施例の回路図、第６図は従来例の回路図、第７図
は他の従来例の回路図、第８図は同上の動作波形図、第
９図はさらに他の従来例の回路図である。 １は昇圧チョッパー回路、２はインバータ回路、３は制
御回路、４は駆動用電源、５は放電灯である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）昇圧型の第１のスイッチング回路を含む直流電源
   と、前記直流電源の出力端に接続される第２のスイッチ
   ング回路と、第２のスイッチング回路の出力端に接続さ
   れる負荷よりなる電力変換装置において、第１のスイッ
   チング回路にスイッチング素子の駆動信号を発生する制
   御回路を設け、第２のスイッチング回路のスイッチング
   動作により得られる電源を前記制御回路の駆動用電源と
   したことを特徴とする電力変換装置。