JPH0384898A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に
関するものである。

［従来の技術Ｊ 従速迩山− 第８図は従来の一般的な放電灯点灯装置の回路図である
。以下、その回路構成について説明する６直流電源Ｅ１
にはトランジスタＱ、、Ｑ２の直列回路が並列的に接続
されている。各トランジスタＱＱ２には、ダイオードＤ
、、Ｄ２がそれぞれ逆並列接続されている。トランジス
タＱ、の両端には、結合用のコンデンサＣ３と限流及び
共振用のインダクタＬを介して放電灯ｌのフィラメント
の電源側端子が接続されている。放電灯ｌのフィラメン
トの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用のコ
ンデンサＣ２が並列接続されている。各トランジスタＱ
　、Ｑ　２には、制御回路から第１及び第２の矩形波信
号が与えられている。第１の矩形波信号が高レベルのと
き、第２の矩形波信号は低レベルであり、第２の矩形波
信号が高レベルのとき、第１の矩形波信号は低レベルで
ある。これにより、トランジスタＱ、、Ｑ２は交互にオ
ン・オフ駆動されるものである。トランジスタＱ＋がオ
フで、トランジスタＱ２がオンのときには、直流電源Ｅ
１からコンデンサＣ１、放電灯ｌ及びコンデンサＣ２、
インダクタし、トランジスタＱ２を介して電流が流れる
。また、トランジスタＱ、がオンでトランジスタＱ２が
オフのときには、コンデンサＣ１の蓄積電荷により、コ
ンデンサＣ１からトランジスタＱ１、インダクタし、放
電灯ｌ及びコンデンサＣ２を経てコンデンサＣ１に戻る
経路で電流が流れる。

したがって、放電灯ｌにはトランジスタＱ、、Ｑ２のス
イッチング周波数で高周波電流が流れる。この高周波電
流は、放電灯ｌの無負荷時（非点灯時）には、放電灯ｌ
のフィラメントとコンデンサＣ３を介して流れる。これ
により、放電灯ｌのフィラメントは予熱される。また、
インダクタＬとコンデンサＣ２はＬＣ直列共振回路を構
成しており、コンデンサＣ２の両端には共振作用により
高電圧が発生する。この高電圧により放電灯ｌが始動点
灯される。

ところで、上記の回路においては、制御回路からトラン
ジスタＱ　＋　、　Ｑ　２に与える矩形波信号の周波数
やオン・デユーティ（−周期に占めるオン期間の割合）
を制御することにより、放電灯の始動時における予熱電
流の制御や、点灯時におけるランプ電流の制御を行うこ
とができる。以下、その制御方式について説明する。

（ａ）周波数制御方式 まず、周波数制御方式では、トランジスタＱ１Ｑ！のオ
ン期間を略等しくしてスイッチング周波数を制御するも
のである。第９図はトランジスタＱ、、Ｑ、のスイッチ
ング周波数ｆとコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の関係
を示すグラフである０図中、実線は放電灯ｌが無負荷状
態（非点灯状態）である場合の共振カーブであり、破線
は放電灯ｌが点灯状態である場合の共振カーブである。

予熱時のスイッチング周波数がｆｌであるとすると、予
熱時には放電灯ｌは無負荷状態なので、実線で示す共振
カーブ上の動作点Ｐ、に応じた電圧Ｖ。２が放電灯ｌに
印加され、この電圧Ｖ。２に応じて決まる共振電流がフ
ィラメント電流となる。また、点灯時のスイッチング周
波数がｆ２であるとすると、破線で示す共振カーブ上の
動作点Ｐ２に応じた電圧ｖｃ２が放電灯ｌに印加され、
この電圧Ｖｃ２に応じてランプ電流が決まる。このよう
に、負荷回路の周波数特性とスイッチング周波数の関係
を用いて予熱時のフィラメント電流や点灯時のランプ電
流を制御できるものであり、予熱状態や調光状態を周波
数で制御することができる。

（ｂ）デユーティ制御方式 デユーティ制御方式では、トランジスタＱ、、Ｑ。

のオン期間の比率を変えることによってインバータ回路
の出力を可変とするものである。自励式のインバータ回
路において、デユーティ制御方式により予熱制御を行う
ことは特願昭６１−２００６５１号に提案されており、
調光制御を行うことは特願昭６１−２４１８３９号に提
案されている。

また、トランジスタＱ１のオン期間は一定とし、トラン
ジスタＱ２のオン期間のみを変化させてインバータ回路
の出力を可変とする方式（特願昭６３−２５９７９４号
）も提案されている。なお、この方式では、トランジス
タＱ２のオン期間のみを変化させるため、スイッチング
周波数も同時に変化する。

上記（ａ）、（ｂ）に示すように、周波数制御方式によ
り予熱制御や調光制御を行う点灯装置、あるいはデユー
ティ制御方式により予熱制御や調光制御を行う点灯装置
はそれぞれ提案されている。

茫豊燵ｉ また、周波数制御方式とデユーティ制御方式を併用して
いる点灯装置として、特願平０１−７５５７３号として
提案されている。この点灯装置の回路図を第１０図に示
す、同装置では、放電灯ｌに高周波電流を供給するイン
バータ回路の直流入力側にチョッパー回路を設け、入力
力率の改善及び入力電流高調波歪みの低減を実現してお
り、チョッパー回路とインバータ回路とでスイッチング
素子を兼用することにより、回路構成を簡単化している
。

以下、上記装置の回路構成について説明する。

商用交流電圧ＶＡＣは、コンデンサＣｔ　、　Ｃｓとト
ランスＴ１よりなるフィルタ回路を介して、ダイオード
ブリッジＤＢの交流入力端子に印加されている。ダイオ
ードブリッジＤＢの直流出力端子間には、インダクタＬ
１がパワーＭＯ８ＦＥＴよりなるトランジスタＱ２を介
して接続されている。トランジスタＱ２の両端には、ダ
イオードＤ１を介して平滑コンデンサＣが接続されてお
り、これにより、昇圧チョッパー回路が構成されている
。すなわち、トランジスタＱ２がオンすると、ダイオー
ドブリッジＤＢの直流出力端子からインダクタＬに電流
が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積され
、トランジスタＱ２がオフすると、インダクタし、の電
磁エネルギーによりインダクタＬ１の両端に電流を流し
続ける方向に起電力が発生し、この起電力がダイオード
ブリッジＤＢの直流出力電圧と加重されて、ダイオード
Ｄ、を介し・て平滑コンデンサＣに充電される。このた
め、平滑コンデンサＣにはダイオードブリッジＤＢの直
流出力電圧を昇圧した電圧が充電されるものである。

次に、インバータ回路の構成について説明する。

平滑コンデンサＣの両端には、パワーＭＯＳＦＥＴより
なるトランジスタＱ、、Ｑ２の直列回路が並列的に接続
されており、各トランジスタＱ、、Ｑ２にはそれぞれダ
イオードＤ　＋　、　Ｄ　ｔが逆並列接続されている。

トランジスタＱ２の両端には、直流成分カット用のコン
デンサＣ４、限流及び共振用のインダクタＬ２を介して
共振用のコンデンサＣｓが接続されている。このコンデ
ンサＣ５の両端には、直流成分カット用のコンデンサＣ
６を介して放電灯ｌのフィラメントの電源側端子が接続
されている。放電灯ｌの各フィラメントには予熱電圧が
印加されている。また、抵抗Ｒ０は点灯維持用の直流電
流を平滑コンデンサＣから放電灯ｌに供給している。

上記の点灯装置では、ダイオードＤ１とトランジスタＱ
２をチョッパー回路とインバータ回路とで兼用している
ので、回路構成が簡単となる半面、チョッパー回路の入
力電力とインバータ回路の出力電力とを独立して制御す
ることが難しくなる。

例えば、デユーティ制御方式では、インバータ回路を構
成するトランジスタＱ２のオン・デユーティ（１周期に
占めるオン時間の割合）を小さくして行き、放電灯ｌを
調光するものであるが、この方式では、インバータ回路
と兼用しているチョッパー回路のトランジスタＱ２のオ
ン・デユーティを小さくすることになるため、チョッパ
ー回路の出力電圧ＶＣが減少してしまう、したがって、
チョッパー回路の昇圧比が低下し、平滑コンデンサＣに
電流が流れていない期間が増大するため、入力力率の改
善や、入力電流ＩＡＣの高調波歪みの低減が不十分とな
りやすく、これを防止するために制御回路やフィルタ回
路の構成が複雑になるという問題がある。また、周波数
制御方式では、トランジスタＱ、、Ｑ、のスイッチング
周波数を高くすることにより放電灯ｌを調光するもので
あるが、この場合、インバータ回路の出力電力は顕著に
減少するが、チョッパー回路の入力電力は余り減少しな
いので、結果として、チョッパー回路の出力電圧Ｖｏは
上昇する。このため、広い調光範囲で放電灯ｌを調光す
ることが困難となり、平滑コンデンサＣやトランジスタ
Ｑ、、Ｑ２の高耐圧化が必要となるため、コストアップ
を招くという問題がある。

そこで、特願平０１−７５５７３号では、放電灯ｌを調
光制御する際に、スイッチング周波数を高くしてインバ
ータ回路の出力電力を減少させると同時に、チョッパー
用のトランジスタＱ２のオン期間を短くしてチョッパー
回路の入力電力を減少させることにより、平滑コンデン
サＣの電圧上昇を防止することが提案されている。この
従来技術は、周波数ｆｆ１ｉ御方式とデユーティ制御方
式を併用しているが、予熱制御と調光制御とで両方式を
使い分けたものではない。

［発明が解決しようとする課題］ 第８図に示す点灯装置において、周波数ｌｌｌ１１方式
で調光制御を行うと、調光点灯時のスイッチング周波数
が高くなるので、スイッチング損失が増大する。また、
高周波雑音が増大するので、高周波除去用のフィルター
回路の性能を上げる必要があり、コスト上昇の原因とな
る。一方、デューテ制御方式で予熱制御を行うと、十分
な予熱電流を確保するためには放電灯ｌの両端電圧を始
動電圧の近くまで上げる必要があり、予熱動作には適さ
ないという問題がある。つまり、予熱が不十分なままで
放電灯ｌが始動してしまうと、冷陰極放電現象によって
放電灯ｌの寿命が短くなるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、放電灯のフィラメントの非電源
側端子間にコンデンサを並列的に接続され、電源側端子
間に他のコンデンサを介して高周波電圧を印加されるイ
ンバータ式の放電灯点灯装置、において、予熱制御時に
も調光制御時にも最適の制御状態を実現することにある
。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、第１及び第２のトランジスタＱ、、Ｑ
、を直列的に接続した回路を直流電源Ｅｌに並列的に接
続し、第１及び第２のトランイ ジスタＱ、、Ｑ、を交互にオン・オフさせることにより
トランジスタＱ、の両端に発生する高周波電圧を第１の
コンデンサＣ１を介して熱陰極型放電灯ｌのフィラメン
トの電源側端子間に印加し、前記放電灯ｌのフィラメン
トの非電源側端子間には第２のコンデンサＣ２を並列的
に接続して戒るインバータ式の点灯装置において、予熱
時には第１及び第２のトランジスタＱ、、Ｑ、のオン期
間を略等しくしてスイッチング周波数を主として制御し
、調光時には第１及び第２のトランジスタＱ、、Ｑ２の
オン期間の比率を主として制御する手段を設けたことを
特徴とするものである。

なお、第１図の回路では、第１のトランジスタＱ、の両
端に放電灯点灯回路が接続されているが、第２のトラン
ジスタＱ２の両端に接続されていても良い、また、トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２は他のスイッチング素子（例えば静
電誘導サイリスタ、ＧＴＯ等）であっても良い。

［作用］ 第１図に示す点灯装置において、直流電源Ｅ１の電圧を
２８０Ｖ、コンデンサＣ，を０．４７μＦ、コンデンサ
Ｃ２を０．０１２μＦ、インダクタＬを８４５μＨ１放
電灯ｌをＦＣＬ４０／３８Ｗとし、予熱電流Ｉｐｈを６
２０ｍＡに設定した場合、周波数制御方式では、スイッ
チング周波数が７４．３５ＫＨｚ、放電灯ｌの両端電圧
はピーク対ピーク値で３６８Ｖとなり、デユーティ制御
方式では、スイッチング周波数が６８．４９ＫＨｚ、放
電灯ｌの両端電圧はピーク対ピーク値で４０８Ｖとなっ
た。

周波数制御方式の場合の動作波形を第２図（ａ）に示し
、デユーティ制御方式の場合の動作波形を第２図（ｂ）
に示す０図中、Ｖｃ２はコンデンサＣ２の両端電圧であ
り、■ｏはトランジスタＱ２のドレイン電流である。

上記の実験結果から明らかなように、同じ予熱電流を得
る場合、周波数制御方式ではデユーティ制御方式に比べ
て放電灯ｌの両端電圧を低くすることができる。上記構
成の点灯装置では、共振用のコンデンサＣ２が放電灯ｌ
のフィラメントの非電源側端子間に接続されているので
、フィラメントの予熱電流を多く流すには共振電流を多
く流せば良いが、共振電流が多くなると、放電灯ｌの両
端電圧も高くなる。したがって、放電灯ｌが始動しない
範囲内で可能な限り多くの予熱電流を流すためには、デ
ユーティ制御方式よりも周波数制御方式の方が優れてい
る。

次に、調光時のランプ電流Ｉｌａを１７７ｍＡに設定し
た場合に、周波数制御方式とデユーティ制御方式とで、
予熱時の放電灯ｌの両端電圧がどの程度具なるかを調べ
た。第３図（ａ）、（ｂ）はそれぞれ周波数制御方式を
用いた場合の調光時と予熱時の動作波形図である。予熱
時のスイッチング周波数は６５．６４ＫＨｚであり、放
電灯ｌの両端電圧はピーク対ピーク値で４３２Ｖであっ
た。第３図（ｅ）、（ｄ）はそれぞれデユーティ制御方
式を用いた場合の調光時と予熱時の動作波形図である。

予熱時のスイッチング周波数は６３．３６ＫＨｚであり
、放電灯ｌの両端電圧はピーク対ピーク値で４８０Ｖで
あった。第３図（ｅ）はデユーティ制御方式で異なるデ
ユーティを用いた場合の調光時の動作波形図である。予
熱時のスイッチング周波数を５８゜１４ＫＨｚとしたと
ころ、予熱動作とはならず放電灯ｌは点灯してしまった
。なお、第３図（ａ）　、　（ｃ）　。

（ｅ）において、ＩＤＳはトランジスタＱ２のトレイン
・ソース間電圧である。

上記の実験結果から明らかなように、予熱時における放
電灯ｌの両端電圧が高いデユー、ティ制御方式の方が調
光制御には有利である。また、調光時に周波数制御方式
ではスイッチング周波数を高くする必要があるが、デユ
ーティ制御方式では、第３図（ｃ）　、　＜ｅ）に示す
ように、デユーティを変えることにより、同じランプ電
流をより低いスイッチング周波数で得ることもでき、ス
イッチング損失や高周波雑音を低減するためには、周波
数制御方式よりも優れている。

したがって、予熱制御時には主として周波数制御方式を
使用し、調光制御時には主としてデユーティ制御方式を
使用する本発明にあっては、予熱制御時にも調光制御時
にも最適の制御状態を実現することができるものである
。

［実施例１］ 第４図は本発明の第１実施例の回路図である。

インバータ回路の基本構成は第１図と同様であり、直流
電源Ｅ１の両端に、パワーＭＯ９ＦＥＴよりなるトラン
ジスタＱ　、Ｑ　ｚの直列回路が接続され、トランジス
タＱ、の両端に結合用のコンデンサＣと限流及び共振用
のインダクタＬを介して放電灯ｌのフィラメントの電源
側端子が接続されている。

放電灯ｌのフィラメントの非電源側端子間には、予熱電
流通電及び共振用のコンデンサＣ２が並列的に接続され
ている。なお、パワーＭＯ３ＦＥＴよりなるトランジス
タＱ、、Ｑ、のドレイン・ソース間には逆並列ダイオー
ドが寄生している。

次に、制御回路の構成について説明する。まず、トラン
ジスタＱ、はタイマー回路ＩＣ，によりオン・オフ制御
されている。タイマー回路ＩＣ，は単安定マルチバイブ
レータ用の集積回路（例えば日本電気層μＰＤ４５３８
）よりなり、立ち下がｌトリガー入力端子Ｂが“Ｈｉｇ
ｈ”レベルから“Ｌｏｗレベルに変化した後、一定時間
は出力端子Ｑが“ＨｉＨｈ”レベル、出力端子ｑが“Ｌ
ｏｗ”レベルとなる６本実施例にあっては、トランジス
タＱ、の両端電圧を抵抗Ｒ、Ｒ２の直列回路で分圧する
ことにより検出し、タイマー回路ＩＣ，のトリガー信号
としている。タイマー回路１．　Ｃ＋の出力端子ＱがＨ
ｉｇｈ”レベルになる時間（出力端子Ｑが”Ｌｏｗレベ
ルになる時間）は、トランジスタＱ、、Ｑ、を含むカレ
ントミラー回路に流れる電流とコンデンサＣ３の容量で
決定される。出力端子Ｑは抵抗Ｒ４を介して駆動用のト
ランジスタＱ２のベースに接続され、出力端子ｑは抵抗
Ｒ５ｏを介して駆動用のトランジスタＱ、のベースに接
続されている。トランジスタＱ、のコレクタは直流電源
Ｅ２の正極に、トランジスタＱ４のエミッタは直流電源
Ｅ２の負極に、それぞれ接続され、トランジスタＱ、の
エミ、ツタとトランジスタＱ、のコレクタは、抵抗Ｒ６
を介してトランジスタＱｌのゲートに接続されている。

また、トランジスタＱ、のゲート・ソース間には抵抗Ｒ
９が並列接続されている。したがって、タイマー回路Ｉ
Ｃ，は、トランジスタＱ１のオン期間Ｌ１を決定する回
路として働くものである。

次に、トランジスタＱ２の制御回路については、トラン
ジスタＱ、の制御回路と同様の回路構成であるので、回
路要素の対応間係のみを説明する。

抵抗Ｒ，，Ｒ，は抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２に、抵抗Ｒ，，，
Ｒ，は抵抗Ｒｓ　、　ＲＧに、トランジスタＱ３．Ｑ、
はトランジスタＱｊ、Ｑ、に、タイマー回路ＩＣ２はタ
イマー回路ＩＣ１に、コンデンサＣ１はコンデンサＣ５
に、トランジスタＱ９．Ｑ、、はトランジスタＱ、、Ｑ
、に、抵抗Ｒ２５及びＲｈａは抵抗Ｒ，に、抵抗ＲＩ７
は抵抗Ｒ８に、直流電源Ｅ、は直流電源Ｅ２にそれぞれ
対応している。

本実施例では、トランジスタＱ　＋　、　Ｑ　２の両端
電圧がＯボルトと電源電圧とが交番する矩形波であるこ
とを利用して、そのレベル変化をトリガとしてタイマー
回路Ｉ　Ｃ＋　、　Ｉ　Ｃ２を動作させ、タイマー出力
により各トランジスタＱ、、Ｑ２にオン信号を与えるよ
うにしたものである。このような回路では、トランジス
タＱ、、Ｑ２の素子電圧に対して素子電流が遅れ位相と
なる必要があり、それには負行回路が誘導性に設計され
ている必要がある。つまり、負荷回路が誘導性であれば
、トランジスタＱ２がオンしている状態では、直流電源
Ｅ１から、コンデンサＣ１、放電灯ｌ、インダクタし、
トランジスタＱ２を通って、直流電源Ｅに戻る経路で電
流が流れているが、この状態からトランジスタＱ２がオ
フすると、インダクタＬに蓄積されたエネルギーにより
、インダクタＬから、トランジスタＱの逆並列ダイオー
ド、コンデンサＣ１、放電灯ｌを通ってインダクタＬに
戻る経路に電流が流れ、その後、トランジスタＱ１が正
方向にオンすることになる１次に、トランジスタＱ１が
オフすると、インダクタＬの蓄積エネルギーは、インダ
クタＬから、放電灯ｌ、コンデンサＣ３、直流電源Ｅト
ランジスタＱ２の逆並列ダイオードを通って、インダク
タしに戻る経路で放出され、その後、トランジスタＱ２
が正方向にオンすることになる。

このように、負荷回路が誘導性の場合には、トランジス
タＱ、、Ｑ２とその逆並列ダイオードの各ベアをそれぞ
れ一つの双方向性スイッチと考えると、この双方向性ス
イッチがオンするときは必ず、逆並列ダイオードの方か
らオンすることになる。

したがって、一方のトランジスタのオン信号は、他方の
トランジスタがオフした後、前記一方のトランジスタに
おける逆並列ダイオードの逆方向電流が流れ終わるまで
に与えれば良い０本実施例の制御回路はこの原理を利用
したものであり、高電位側のトランジスタＱ１と低電位
側のトランジスタＱ２を独立した制御回路により制御す
ることが可能とされている。なお、上記回路の更に詳細
な動作については特願昭６２−６４９２号に開示されて
いる。

タイマー回路ＴＭは始動制御用であり、電源投入後、一
定時間はトランジスタＱ　＋　＋　＋　Ｑ　ｌ　２をオ
ン状態とし、その後はトランジスタＱ　＋　＋　＋　Ｑ
　ｌ　２をオフ状態とする。したがって、電源投入後の
一定時間においては、トランジスタＱ、のオン期間ｔ１
は抵抗ＲＩｆｆで決まり、トランジスタＱ２のオン期間
Ｌ２は抵抗（Ｒ＋ｓ＋　ＲＩｓ）で決まる。上述のよう
に、Ｒｌ　３　＝　ＲＩｓ　＋　Ｒ＋　ｓであるので、
トランジスタＱ、。

Ｑ２のオン期間ｔ＋、Ｌｘは等しくなる。このときのス
イッチング周波数は、放電灯ｌの両端電圧が始動電圧よ
りも低くなるように設定されるので、放電灯ｌは予熱状
態となる。この状態での動作波形を第５図（ａ）に示す
。

次に、タイマー回路ＴＭが上記一定時間の計時を終える
と、トランジスタＱ　＋　＋　＋　Ｑ　＋　２がオフ状
態となるので、トランジスタＱ１のオン期間ｔ、は抵抗
（Ｒ＋　ｓ　＋　Ｒ＋　＜　）で決まり、トランジスタ
Ｑ２のオン期間ｔ２は抵抗（Ｒｌｓ　＋　Ｒ＋　ｓ　＋
　Ｒｌ　７　）で決まる。上述のように、Ｒ１４＝Ｒ１
７であるので、この場合にもトランジスタＱ、、Ｑ２の
オン期間ｔ、　＋ｈは等しくなる。このときのスイッチ
ング周波数は、トランジスタＱ、、Ｑ２のオン期間ｔ、
　＋ｊ２が長くなるので、予熱状態でのスイッチング周
波数よりも低くなり、無負荷状態におけるＬＣ直列共振
回路の共振周波数の近傍に設定される。これにより、放
電灯ｌの両端電圧は始動電圧を越えることになり、放電
灯ｌは始動して点灯状態となる。この状態での動作波形
を第５図（ｂ）に示す。

次に、調光信号によりトランジスタＱ１３がオン状態に
なると、トランジスタＱ２のオン期間ｔ２は抵抗Ｒ３，
で決まる。一方、トランジスタＱ、のオン期間ｔ１は抵
抗（Ｒ１＋ＲＩ４）で決まるので、トランジスタＱ２の
オン期間ｔ２はトランジスタＱ、のオン期間ｔ、よりも
短くなる。つまり、トランジスタＱ、、Ｑ２のオン期間
がアンバランスになるので、デユーティ制御方式により
インバータ回路の出力電力が低減され、放電灯ｌは調光
状態となる。この状態での動作波形を第５図（ｃ）に示
す。

具体的には、第１図に示す回路定数において、予熱時に
ｔｌ＝ｔ２ξ６．８μｓｅｃとなるように設計すれば、
予熱電流はＩ　ｐｈ＝６２０ｍＡとなる。また、調光時
にｔ＋＃　１１　μｓｅｃ、ｔ２＃　５．２　μｓｅｃ
となるように設計すれば、ランプ電流はＩＺａ＝１７７
ｍＡとなる。このように、予熱時には周波数制御方式で
予熱電流を設定し、調光時にはデユーティ制御方式でラ
ンプ電流を設定すれば、いずれの場合にも最適の制御状
態が得られるものである。

なお、第４図に示す回路において、トランジスタＱ　＋
　３に与える調光信号は連続的に変化するアナログ信号
であっても良い、この場合には、連続的な調光が可能に
なる。

［実施例２コ 第６図は本発明の第２実施例の回路図であり、第７図は
その動作波形図である０本実施例において、インバータ
回路の構成は第１図に示す回路構成と同様である。ただ
し、トランジスタＱ　１．　Ｑ　ｔとしてパワーＭＯ３
ＦＥＴに代えてバイポーラトランジスタを用いているの
で、各々に逆並列ダイオードＤ、、Ｄ２を接続している
。トランジスタＱ１には駆動回路１から第１の矩形波信
号が与えられ、トランジスタＱ２には駆動回路２から第
２の矩形波信号が与えられる。第１及び第２の矩形波信
号の周波数やオン・デユーティは、制御回路３により制
御される。検出回路４は周囲温度が所定温度以下のとき
には、低温検出信号を制御回路３に与えるものである。

制御回路３は基本的にデユーティ制御方式によりインバ
ータ回路を制御するものであるが、検出回路４から低温
検出信号が得られたときには、予熱時にのみ周波数制御
方式でインバータ回路を制御する。第７図（ａ）　、　
（ｂ）　、　（Ｃ）は低温検出信号が無い場合における
予熱時、全点灯時、調光時の動作波形であり、第７図（
ｄ）は低温検出信号が得られた場合における予熱時の動
作波形である。このように、本実施例にあっては、周囲
温度が所定温度以下のときには、予熱時のインバータ回
路の制御方式をデユーティ制御ではなく、周波数制御と
したので、周囲温度が高い場合に比べて予熱電流の供給
量を増大させることができる。

したがって、周囲温度が低くても良好な始動特性が得ら
れるものである。

［発明の効果］ 本発明によれば、放電灯のフィラメントの非電源側端子
間にコンデンサを並列的に接続され、電源側端子間に他
のコンデンサを介して高周波電圧を印加されるインバー
タ式の放電灯点灯装置において、予熱時にはスイッチン
グ周波数を主として制御するようにしたから、放電灯の
両端電圧を高くし過ぎることなく、十分な予熱電流を流
すことができ、調光時にはスイッチング素子のオン期間
の比率を主として制御するようにしたから、スイッチン
グ周波数を高くし過ぎることなく、ランプ電流を絞るこ
とができ、これによって、予熱制御時にも調光制御時に
も最適の制御状態を実現することができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図（ａ
）　、　（ｂ）及び第３図（ａ）乃至（ｅ）は同上の動
作波形図、第４図は本発明の第１実施例の回路図、第５
図は同上の動作波形図、第６図は本発明の第２実施例の
回路図、第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の
回路図、第９図は同上の動作説明図、第１０図は他の従
来例の回路図である。 Ｅ、は直流電源、Ｑ、、Ｑ２はトランジスタ、Ｃ３゜Ｃ
２はコンデンサ、Ｌはインダクタ、ｌは放電灯である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１及び第２のスイッチング素子を直列的に接続
   した回路を直流電源に並列的に接続し、第１及び第２の
   スイッチング素子を交互にオン・オフさせることにより
   スイッチング素子の両端に発生する高周波電圧を第１の
   コンデンサを介して熱陰極型放電灯のフィラメントの電
   源側端子間に印加し、前記放電灯のフィラメントの非電
   源側端子間には第２のコンデンサを並列的に接続して成
   るインバータ式の点灯装置において、予熱時には第１及
   び第２のスイッチング素子のオン期間を略等しくしてス
   イッチング周波数を主として制御し、調光時には第１及
   び第２のスイッチング素子のオン期間の比率を主として
   制御する手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置
   。