JPH02174566A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、放電灯点灯装置などに用いられるインバータ
装置に関するものである。

［従来の技術］ Ａ敦匠り 第８図は従来のインバータ装置の回路図である。

以下、その構成について説明する。交流電源Ｖｓの交流
電圧は、ダイオードＤ３〜Ｄ６よりなるダイオードブリ
ッジ回路３にて全波整流され、チョッパー回路２を介し
て平滑用のコンデンサＣ４にて平滑されて、直流電圧と
なる。コンデンサＣ，の両端には、トランジスタＱ、、
Ｑ２の直列回路が並■ 列的に接続されている。各トランジスタＱ、、Ｑ２には
、タイオードＤ　＋　、　Ｄ　２が逆並列接続されてい
る。トランジスタＱ１の両端には、直流カット用のコン
デンサＣ３と、限流及び共振用のインダクタＬ３を介し
て放電灯ａが接続されており、放電灯ｐの両端には共振
用のコンデンサＣ２が並列接続されている。トランジス
タＱ　１．　Ｑ　２は高速度で交互にオン　オフするよ
うに駆動される。まず、トランジスタＱ１がオフ状態、
トランジスタＱ２がオン状態になると、コンデンサＣ１
から直流カット用のコンデンサＣ３、放電灯ｅ及びコン
デンサＣ２、インダクタし０、トランジスタＱ２を介し
て電流が流れる。次に、トランジスタＱ１がオン状態、
トランジスタＱ２がオフ状態になると、ダイオードＤ１
、コンデンサＣ３、放電灯ｐ及びコンデンサＣ２を介し
てインダクタＬ３の残留エネルギーが放出された後、コ
ンデンサＣ３を電源として、トランジスタＱ、、インダ
クタＬ３、放電灯！及びコンデンサＣ２を介して電流が
流れる。次に、再びトランジスタＱ１がオフ状態、ｌ・
ランジスタＱ２がオン状態になると、放電灯Ｉ及びコン
デンサＣ２、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４、ダイオ
ードＤ２を介してインダクタＬ３の残留エネルギーが放
出された後、コンデンサＣ４から直流カット用のコンデ
ンサＣ３、放電灯Ｉ及びコンデンサＣ２、インダクタＬ
３、トランジスタＱ２を介して電流が流れる。

以下、上記の過程を繰り返して、インバータ回路１は発
振動作を継続する。インダクタＬ３とコンデンサＣ２は
ＬＣ直列共振回路を構成しており、放電灯ｌにはコンデ
ンサＣ２の両端に発生する高周波の高電圧が印加される
。これにより直列共振型のインバータ回路１が構成され
ている。

この従来例にあっては、入力力率を改善するために、ダ
イオードＤ３〜Ｄ６よりなるダイオードブリッジ回路３
の直流出力端とインバータ回路１の入力端との間に、チ
ョッパー回路２を挿入しである。このチョッパー回路２
は昇圧型のチョッパー回路であり、ダイオードブリッジ
回路３の直流出力端にインダクタＬ２とトランジスタＱ
３の直列回路を接続し、トランジスタＱ、の両端に逆流
阻止用のダイオードＤ７を介して平滑用コンデンサＣ１
を接続したものである。チョッパー回路２のトランジス
タＱ３は高速度でスイッチングされる。まず、トランジ
スタＱ３がオンされると、ダイオードブリッジ回路３の
直流出力端をインダクタＬ２で短絡することになる。こ
れにより、インダクタＬ２に流れる電流は、ダイオード
ブリッジ回路３の直流出力電圧の大きさに比例した傾き
で増加し、インダクタＩ−２にエネルギーが蓄えられて
行く。

次に、Ｉ・ランジスタＱ３がオフされると、インダクタ
Ｉ５２のエネルギーは放出され、ダイオードＤ７を介し
てコンデンサＣ１を充電する。このとき、コンデンサＣ
４には、ダイオードブリッジ回路３の直流出力電圧にイ
ンダクタＬ２の両端に生じる電圧を加えた電圧が充電さ
れるので、コンデンサＣ６には交流電源Ｖｓのピーク値
よりも高い直流電圧を得ることができる。また、コンデ
ンサＣ１に充電電流が流れている期間が長いので、コン
デン→ノーｃ、の電圧は、十分に平滑化される。

このように、トランジスタＱ３を高速でオンオフさせる
ことで、インダクタＬ２を介して交流電源Ｖｓから常に
入力電流を流すことができ、インダクタＬ２の電流波形
は包絡線が正弦波状となる。

これをＡＣフィルタ４で電流が連続的になるようにフィ
ルタリングすれば、交流電源Ｖｓからの入力電流は商用
交流電圧と同相の正弦波となり、入力力率はほぼ１とな
る。また、入力電流の歪率は小さくなり、高調波成分が
少なくなる。ここて、ＡＣフィルタ４はインダクタし、
とコンデンサＣよりなるローパスフィルタにて構成され
、商用交流周波数に対しては低インピーダンスを呈し、
トランジスタＱ３のスイッチング周波数に対しては高イ
ンピーダンスを呈するように回路定数を設定しである。

なお、コンデンサＣ１に得られる電圧はほぼ完全に平滑
された直流電圧となるので、インバータ回路１から出力
される高周波電圧の包路線もフラットになる。したがっ
て、放電灯ｐが負荷である場合には、光出力を一定とし
て、ちらつきを低減することができる。

ところが、この従来例では、チョッパー回路２で−旦直
流電圧を得て、その後、別途設けたインバータ回路１て
交流に変換しているので、使用素子数か多くなり、電力
損失か大きくなったり、構成か複雑になるという問題が
ある。

ｒ股鮭λ 第９図は他の従来例（例えば特開昭６０−１３４７７６
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、イ
ンバータ回路１とチョッパー回路２とて、トランジスタ
Ｑ２及びダイオードＤ、を共用したものである。トラン
ジスタＱ、、Ｑ２は交互にオン　オフしてインバータ負
荷に高周波電力を供給するが、トランジスタＱ２はチョ
ッパー回路２のスイッチング要素としても働く。ずなわ
ち、まず、１〜ランジスタＱ２がオンされると、タイオ
ードブリッジ回路３の直流出力端がインダクタＬ２にて
短絡され、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。

次に、１〜ランジスタＱ２がオフされると、ダイオード
ＤＩを介してコンデンサＣ４へインダクタＬ２のエネル
ギーが放出される。つまり、ｌ・ランシスタＱ２が第８
図のトランジスタＱ、の働きを兼ねると共に、ダイオー
ドＤ、が第８図のダイオードＤ７の働きを兼ねており、
したがって、トランジスタＱ３とダイオードＤ７を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
１ヘランジスタＱ３のドライブ回路も不要となる。

ところが、この回路にあっては、ダイオードＤ３〜Ｄ６
を含むダイオードブリッジ回路３とインバータ回路１は
分離されているのて、ダイオードの数も多く未だ構成が
複雑である。また、インバータ回路１とチョッパー回路
２とて共用されるトランジスタＱ２及びタイオードＤ、
のみに、チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れ
るため、インバータ回路１における片方のトランジスタ
Ｑ２のみにストレスが集中するという問題があった。

梵股鮭１ 第１０図はさらに他の従来例（特願昭６３−２３５９８
２号出願参照）の回路図である。以下、その回路構成に
ついて説明する。トランジスタＱＱ２はバイポーラ型の
トランジスタよりなり、トランジスタＱ１のエミッタは
、トランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２のコレクタ及びエミッタには、ダイ
オードＤ　ｔ　、　Ｄ　ｘのカソード及びアノードが夫
々接続されている。

トランジスタＱ１のベース・エミッタ間には、第１の矩
形波信号が入力されており、トランジスタＱ２のベース
・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レベルのとき
に低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レベルのとき
に高レベルとなる第２の矩形波信号が入力されている。

これにより、トランジスタＱ、、Ｑ２は交互にオン・オ
フされる。

トランジスタＱ１のコレクタにはダイオードＤ３のカッ
−１くが接続され、夕冨オードＤ３のアノードはタイオ
ードＤ、のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノ
ードは１〜ランジスタＱ２のエミッタに接続されている
。トランジスタＱ、のコレクタには、平滑用のコンデン
サＣ１の一端が接続され、コンデンサＣ４の他端はトラ
ンジスタＱ２のエミ・ンタに接続されている。１〜ラン
ジスタＱ、の両端には、直流カット用のコンデンサＣ３
と、限流及び共振用のインダクタＬ３を介して放電灯ｌ
が接続されており、放電灯ｐの両端には共振用のコンデ
ンサＣ２が並列接続されている。このインダクタし。

とコンデンサＣ２、Ｃｚ及び放電灯βを含む回路がイン
バータ負荷となっている。１〜ランジスタＱ、、Ｑ２の
接続点は交流電源Ｖｓの一端に接続されている。

交流電源Ｖｓの他端は、インダクタＩ−＋、Ｌ２を介し
て、ダイオードＤ　３　、　Ｄ　＜の接続点に接続され
ている。インダクタＬ　１．　Ｌ　２の接続点と交流電
源Ｖｓの一端との間には、コンデンサＣ０が接続されて
いる。インダクタＬ１とコンデンサＣ１はＡＣフィルタ
４を構成している。また、トランジスタＱ、、Ｑ２とダ
イオードＤＩ、Ｄ２及びコンデンサＣ１は、ダイオード
Ｄ　３　、　Ｄ　４及びインダクタＬ２と共にチョッパ
ー回路２を構成し、インダクタＬ３、コンデンサＣ２、
Ｃ３及び放電灯βを含むインバータ負荷と共にインバー
タ回Ｉ２８１を構成している。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、１ヘラ
ンジスタＱ、がオンすると、インダクタＬ２、ダイオー
ドＤ３、トランジスタＱ１を通る経路で交流電源Ｖｓか
らインダクタＴ−２に電流が流れ、その電流値は入力交
流電圧の瞬時値に比例した傾きで増加していく。このと
き、トランジスタＱ１はインバータ用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサＣ３からトランジスタＱ
１を介してインバータ負荷に電流を流す。

次に、トランジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ２
、ダイオードＤ３、インバータ負荷、交流電源Ｖｓを通
る経路、並びに、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、コ
ンデンサＣ１、ダイオードＤ２、交流電源Ｖｓを通る経
路で、インダクタＬ２のエネルギーが放出され、コンデ
ンサＣｓ　、　Ｃ、を充電する。このとき、トランジス
タＱ２がオンしており、コンデンサＣ４からインバータ
負荷、トランジスタＱ、を通る経路で、逆方向にインバ
ータ負荷に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルては、トラ
ンジスタＱ１がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、ｌ・ランジスタＱ
２はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能す
る。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、１〜ランジス
タＱ２、ダイオードＤ４、インダクタＬ２を通る経路で
、インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流
電圧の瞬時値に比例しな傾きて増加して行く。このとき
、Ｉ・ランジスタＱ２はインバータ用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサＣ４からインバータ負荷
、１〜ランシスタＱ２を通る経路でインバータ負荷に電
流を流す。

次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
インバータ負荷、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、イ
ンダクタＬ２を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、タイ
オードＤ１、コンデンサＣ４、タイオードＤ、、インダ
クタＴ−２を通る経路で、インダクタＩ−２のエネルギ
ーが放出され、コンデンサＣ１を充電する。このとき、
１〜ランシスタＱ、がオンしており、コンデンサＣ３が
らトランジスタＱを介して、逆方向にインバータ負荷に
電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルては、トラ
ンジスタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、ｌ・ラン
ジスタＱ１はインバータ用のスイッチング素子としてだ
け機能する。

したがって、この従来例にあっては、インバータ用スイ
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく
、回路構成も簡単になる。

また、交流電源Ｖｓの半サイクル毎に各トランジスタＱ
、、Ｑ２が交互にチョッパー用のスイッチング素子とし
て働くので、第９図の従来例に比べて、スイッチング素
子１涸当たりのストレスが軽減されるという利点があり
、またスイッチング素子（１〜ランジスタＱ、、Ｑ２）
の電力損失のバランスが取れている。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のいずれの従来例にあっても、インバータ回路１と
チョッパー回路２とで兼用されているスイッチング素子
には、チョッパーの電流とインバータの電流の合成電流
が流れる。例えは、第９図の従来例において、Ｉ・ラン
ジスタＱ２の両端電圧ＶＱ２、トランジスタＱ２及びダ
イオードＤ２の合成電流（Ｉ　Ｑ２＋Ｉ　＋１２）、チ
ョッパー回路２に流れる電流Ｉｃｈ、インバータ回路１
に流れる電流Ｉ　ｉｎｖ及びインバータ回路１から出力
される電圧Ｖｉｎｖの各波形を例示すると、第１１図に
示すようになる。

インバータ負荷の固有共振周波数をｆｉｎｖとすると、
通常、インバータ回路１のスイッチング周波数ｆは、ｆ
＞ｆｉｎｖとなるように設定される。この場合、第１１
図に示すように、インバータ電流ｌ１ｎｖはインバータ
電圧Ｖ　ｉｎｖよりも遅れ位相となるので、これを遅相
モードと呼んでいる。ｆ＞ｆｉｎｖとなる周波数におい
て、インバータ電流Ｔ　ｉｎｖがインバータ電圧Ｖｉｎ
ｖよりも遅れ位相となるのは、インバータ負荷のインピ
ーダンスが誘導性となっているからである。

この第１１図から明らかなように、トランジスタＱ２が
オンしている期間中、チョッパー電流Ｉｃｌ＋は右上り
の三角波となり、トランジスタＱ２がオフするときの値
がピークとなる。一方、インバータ電流１　ｉｎｖは共
振波形であるが、電流ピークが１〜ランジスタＱ２のオ
ン期間の後半部分にあり、したがって、インバータ電流
ｌ１ｎｖとチョッパー電流ＩＣｈのピークとなるタイミ
ングが近い。このため、インバータ電流ｌ１ｎｖとチョ
ッパー電流Ｉｃｈは足し合わされるように合成されるこ
とになり、両者の合成電流として１〜ランジスタＱ２に
流れる電流のピーク値は高くなる。このため、トランジ
スタＱ２として電流容量の大きな素子が必要である。ま
た、トランジスタＱ２がオフするときに遮断される電流
も大きいなめ、スイッチング損失も大きくなる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、チョッパー回路とインバータ回
路とでスイッチング素子を共用しているインバータ装置
において、共用されたスイッチング素子の電流容量を小
さくすると共に、スイッチング損失を低減することにあ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題を
解決するなめに、チョッパー電流Ｉｃｈのピークと、イ
ンバータ電流１　ｉｎｖのピークのタイミングをずらし
て、一方が大きいときには他方が小さくなるように、両
型流Ｉ　ｃｈ、　Ｉ　ｉｎｖを流すようにスイッチング
周波数ｆを選定している。これによって、インバータ回
路１とチョッパー回路２とで共用されているスイッチン
グ素子の電流容量を小さくすることができる。

また、スイッチング素子のオン　オフ時のスイッチング
損失を低減するために、チョッパー電流Ｉｃｂとインバ
ータ電流Ｉ　ｉｎｖの合成値が、スイッチング素子のオ
ン・オフの瞬間に小さくなるようにスイッチング周波数
ｆを選定している。そのためには、オン・オフの瞬間に
両型流Ｉ　ｃｈ、　Ｉ　ｉｎｖが逆向きで互いに打ち消
し合うようにスイッチング周波数ｆを選定すれば良い。

［作用］ 上述の第９図又は第１０図に示したインバータ装置にお
いて、インダクタＬ３とコンデンサＣ２Ｃ５及び放電灯
ｌを含む共振回路からなるインバータ負荷のインピーダ
ンス２は、インバータ回路１のスイッチング周波数ｒに
よって第１図に示すように変化する。図中、横軸Ｒはイ
ンピーダンスＺの抵抗成分、縦軸Ｘはインピーダンス２
のリアクタンス成分であり、インバータ負荷のインピー
ダンスはｚ＝Ｒ＋ｊｘと表せる。

上述のように、インバータ負荷が誘導性となるｆ＞ｆｉ
ｎｖの条件でインバータ回路］を動作させると、スイッ
チング素子に流れるインバータ電流■ｉｎｖがピークと
なるタイミングはチョッパー電流］ｃｈがピークとなる
タイミングと接近し、しかも両者が同じ方向に加え合わ
される波形となるので、スイッチング素子に流れる電流
のピーク値及びオフ時の値が高くなっていた。そこで、
本発明ではスイッチング周波数ｆを以下の実施例におい
て例示するように選定することにより、チョッパー電流
Ｉｃｈとインバータ電流Ｉ　ｉｎｖの合成電流のピーク
値を小さくすると共に、スイッチング素子のオン　オフ
時の電流値を低減し、スイッチング損失を低減するもの
である。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の動作波形図である。本実
施例にあっては、第９図に示す回路において、スイッチ
ング周波数ｆをインバータ負荷の固有共振周波数ｆｉｎ
ｖとほとんど等しく設定するものである。第１図から明
らかなように、ｆ″−ｆｉｎｖのときには、インバータ
負荷は抵抗性となる。したがって、インバータ電流Ｉ　
ｉｎｖとインバータ電圧Ｖｉｎｖは、第２図に示すよう
に同相となる。これを同相モードと呼ぶことにする。同
相モードでは、インバータ電流ｌ１ｎｖは第２図に示す
ように、トランジスタＱ２のオン期間中の中央でピーク
となる。したがって、トランジスタＱ２に流れる電流Ｉ
Ｑ２とダイオードＤ２に流れる電流■Ｄ２の合成電流（
■。２＋ＩＤ２）は、第２図に示すようになり、第１１
図に示すｆ＞ｆｉｎｖ（遅相モード）の場合に比べると
、ピーク値の低い電流となり、トランジスタＱ２の電流
容量は小さくて済む。これは、ｆ玉ｆｉｎｖ（同相モー
ド）の場合には、チョッパー電流Ｉｃｈがピークとなる
タイミングと、インバータ電流１　ｉｎｖがピークとな
るタイミングとがずれているからてある。また、ｌ・ラ
ンジスタＱ２のオン開始　オフ開始時点におけるインバ
ータ電流Ｉ　ｉｎｖはゼロとなるので、トランジスタＱ
２がオンするときの電流はゼロであり、トランジスタＱ
２がオフするときの電流はチョッパー電流Ｉｃｌ＋のみ
である。したがって、スイッチング損失も著しく低減さ
れる。

以上のことは、第１０図に示す回路においても同様に成
り立つことは言うまでもない。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の動作波形図である。本実
施例にあっては、第９図に示す回路において、スイッチ
ング周波数ｆをインバータ負荷の固有共振周波数ｆｉｎ
ｖよりも小さく設定している。

ｆ＜ｆｉｎｖの場合には、インバータ負荷は容量性とな
り、インバータ電圧Ｖｉｎｖに比べてインバータ電流Ｉ
ｉｎνが進んだ位相となる。これを進相モードと呼ぶこ
とにする。進相モードにおいては、インバータ電流Ｉ　
ｉｎｖのピークが、第３図に示すように、トランジスタ
Ｑ２のオン期間中の前半側へずれるので、１〜ランジス
タＱ２のオフ時において、トランジスタＱ２とダイオー
ドＤ２の合成電流（Ｉｏ２＋Ｉｏ２）はマイナス値とな
る。したかって、チョッパー電流Ｉｃｔ＋とインバータ
電流ｌ１ｎｖがそれぞれピークとなるタイミングは大き
くずれることになる。つまり、進相モードでは、インバ
ータ電流■ｉｎｖがピークとなるときにチョッパー電流
Ｉｃｈは小さく、反対にチョッパー電流Ｉｃｈがピーク
となるときにインバータ電流１　ｉｎｖは小さくなって
おり、両者の合成電流のピーク値は余り大きくならず、
少なくともｆ＞ｆｉｎｖ（遅相モード）の場合に比べれ
ば、ピーク値が小さくなるので、トランジスタＱ２の電
流容量は従来例よりも小さくて済むものである。また、
トランジスタＱ２のオフ時には、インバータ電流ｌ１ｎ
ｖとチョッパー電流Ｉｃｈは逆向きに流れており、互い
に打ち消し合う。したがって、トランジスタＱ２のオフ
時におけるスイッチング損失は著しく低減される。辺上
のことは、第１０図の回路においても同様に成り立つこ
とは言うまでもない。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

上述の各回路にあっては、チョッパー回路２に流れる電
流Ｉｃｈの波形は三角波であった。ところが、チョッパ
ー回路の中には、第１２図に示すように、平滑用のコン
デンサＣ４をＬＣ共振電流により充電するものがある。

この第１２図に示すチョッパー回路２は、第８図に示す
チョッパー回路２において、インダクタＬ２と直列にコ
ンデンサＣ５を接続すると共に、ダイオードブリッジ回
路３の直流出力端にコンデンサＣ６を並列接続し、さら
に、トランジスタＱ３の両端にダイオードＤ８を逆並列
接続したちのである。インダクタＬ２とコンデンサＣ５
はＬＣ直列共振回路を構成している。また、コンデンサ
Ｃ６は帰還電流通電用であり、ＬＣ直列共振回路の共振
動作には影響を与えない程度の容量を有しているものと
する。

以下、第１２図に示す回路の動作について説明する。ト
ランジスタＱ３がオンすると、ダイオードブリッジ回路
３の正出力端子から、インダクタし７、コンデンサＣ７
、トランジスタＱ３を介して共振電流が流れる。トラン
ジスタＱ３がオフすると、共振電流によって、ダイオー
ドブリッジ回路３の正出力端子から、インダクタＬ２、
コンデンサＣ５、ダイオードＤ７、コンデンサＣ１の経
路て電流が流れて、コンデンサＣ１を充電する。インダ
クタＬ２とコンデンサＣ５よりなるＬＣ直列共振回路の
共振電流は、コンデンサＣ，を充電しながら次第に減少
して行き、共振電流がゼロになると、共振電流の向きが
反転する。反転した共振電流は、コンデンサＣ１、イン
ダクタＬ２、コンデンサｃ６、タイオードＤ８の経路で
流れて、共振作用により次第に減少して行く。そして、
トランジスタＱ３が再びオンされて、上記と同じ過程を
繰り返すにのようなチョッパー回路２では、トランジス
タＱ３に流れる電流は、インバータ回路１と同様に、共
振電流波形となる。また、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ５よりなるＬＣ直列共振回路の固有共振周波数ｆｃｈ
とスイッチング周波数ｆとの関係が、ｆ＞ｆｃｈであれ
ば遅相モード、ｆ絢ｆｃｈであれば同相モード、ｆ＜ｆ
ｃｈであれば進相モードとなる。

この第１２図に示す回路において、チョッパー回路２の
スイッチング素子を、インバータ回路１のスイッチング
素子と共用すると、第４図に示ず本実施例の構成となる
。本実施例では、トランジスタＱ２が第１２図における
チョッパー用のトランジスタＱ、と兼用されており、ダ
イオードＤ１か第１２図における逆流阻止用のタイオー
ドＤ７と兼用されており、さらに、タイオードＤ２が第
１２図におりる逆並列ダイオードＤ８と兼用されている
。この回路ては、共用された１〜ランシスタＱ２に、イ
ンダクタＬ２とコンデンサＣ５による共振電流と、イン
バータ負荷による共振電流とが同時に流れ込む。この場
合においても、■ｒ″＝ｆｃｈ、ｆ均ｆｉｎｖとなるよ
うに設計するか、■ｆ　ｉｎｖ＜　ｆ　＜　ｆｃｈとな
るように設計するか、■Ｆｅｂ＜ｆ＜ｆｉｎｖとなるよ
うに設計すれば、トランジスタＱ２に流れる合成電流の
ピーク値を小さくしたり、スイッチング損失を低減した
りすることが回部となる。以下、それぞれの場合につい
て説明する。

■Ｉ’＃ｆｃｌ＋、ｆ均ｆｉｎｖのとき第５図は第４図
の回路において、ｆ肚ｆｃｈ、ｆ娩ｆｎｖとなるように
設計した場合における動作波形図である。この場合には
、インバータ回路１もチョッパー回路２も共に同相モー
ドとなる。したがって、インバータ回路１による共振電
流がピークとなるタイミングと、チョッパー回路２によ
る共振電流がピークとなるタイミングが一致し、合成電
流のピーク値は高くなるが、トランジスタＱ２のオン・
オフ時においては合成電流はほとんどゼロとなり、スイ
ッチング損失は最も低くなる。

■ｆ　ｉｎｖ＜　ｆ　＜　ｆｃｈのとき第６図は第４図
の回路において、ｆ　ｉｎｖ＜　ｆ　＜　ｆｃｌ＋とな
るように設計した場合における動作波形図である。この
場合には、インバータ回路１は遅相モード、チョッパー
回路２は進相モードとなる。したがって、インバータ電
流ｌ１ｎｖがピークとなるタイミングと、チョッパー電
流Ｉｃｈがピークとなるタイミングはずれており、合成
電流のピーク値は低く抑えられる。尚且つ、トランジス
タＱ２がオン・オフされる瞬間には、インバータ電流ｌ
１ｎｖとチョッパー電流Ｉｃｈは逆向きとなっており、
スイッチングすべき電流が低減されるので、スイッチン
グ損失が低減されるものである。

■ｆｃｌ＋＜　ｆ　＜　ｆ　ｉｎｖのとき第７図は第４
図の回路において、ｆｃｈ＜ｆ＜ｆｉｎｖとなるように
設計した場合における動作波形図である。この場合には
、インバータ回路１は進相モード、チョッパー回路２は
遅相モートとなる。したがって、インバータ電流ｌ１ｎ
ｖがピークとなるタイミングと、チョッパー電流Ｉｃｌ
＋がピークとなるタイミングはずれており、合成電流の
ピーク値は低く抑えられる。尚且つ、１〜ランジスタＱ
２がオン　オフされる瞬間には、インバータ電流Ｉ　ｉ
ｎｖとチョッパー電流Ｉｃｈは逆向きとなっており、ス
イッチングすべき電流が低減されるので、スイッチング
損失が低減されるものである。

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とで少なくとも１つのスイッチング素子を
共用するインバータ装置において、当該スイッチング素
子に流れるチョッパー回路とインバータ回路からの電流
を互いに打ち消す方向に合成するようにスイッチング周
波数を選定したから、スイッチング素子の電流容量を小
さくすることができるという効果があり、また、スイッ
チング素子がオン・オフされるときの電流値を小さくす
ることにより、スイッチング損失を低減することができ
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の作用説明図、第２図は本発明の第１実
施例の動作波形図、第３図は本発明の第２の実施例の動
作波形図、第４図は本発明の第３実施例の回路図、第５
図乃至第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の回
路図、第９図は他の従来例の回路図、第１０図はさらに
他の従来例の回路図、第１．１図は同上の動作波形図、
第１２図は別の従来例の回路図である。 １はインバータ回路、２はチョッパー回路、りは放電灯
、Ｌ、はインダクタ、Ｃ２はコンデンサ、Ｑ、、Ｃ２は
トランジスタである。 第１ 図 第 図 第５ 図 第６ 図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を整流した脈流電圧を入力し平滑された
   直流電圧を出力するチョッパー回路と、チョッパー回路
   から出力される直流電圧を入力とし高周波電圧を発生す
   るインバータ回路と、インバータ回路から出力される高
   周波電圧を印加されＬＣ共振回路と負荷を含むインバー
   タ負荷とを備え、チョッパー回路とインバータ回路は少
   なくとも１つのスイッチング素子を共用し、当該スイッ
   チング素子に流れるチョッパー回路とインバータ回路か
   らの電流を互いに打ち消す方向に合成するようにスイッ
   チング周波数を選定したことを特徴とするインバータ装
   置。
2. （２）チョッパー回路は脈流電圧をインダクタを介して
   スイッチングして三角波状のチョッパー電流を発生させ
   るように構成され、スイッチング周波数はインバータ負
   荷の固有共振周波数以下となるように選定されているこ
   とを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. （３）チョッパー回路は共振回路を含み、スイッチング
   周波数はチョッパー回路の共振回路の固有共振周波数と
   インバータ負荷の固有共振周波数の間となるように選定
   されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ
   装置。