JPH03245773A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用交流電源を直流電圧に変換し、この直流
電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高周波の交
流に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するも
のである。

［従来の技術］ 良股匠１ 第１８図は従来の一般的なインバータ装置（特開昭６０
−１３４７７６号公報参照）の回路図である。交流電源
Ｖｓの交流電圧は、ＡＣフィルタＦを介してダイオード
Ｄ３〜Ｄ６よりなるダイオードブリッジ回路にて全波整
流され、インダクタＬとトランジスタＱ２及びダイオー
ドＤ、よりなるチョッパー回路によりスイッチングされ
、平滑用のコンデンサＣｏにて平滑されて、直流電圧と
なる。

コンデンサＣ０の両端には、トランジスタＱ　１．　Ｑ
　２の直列回路が並列的に接続されている。各トランジ
スタＱ、、Ｑ２には、ダイオードＤ、、Ｄ２が逆並列接
続されている。トランジスタＱ、の両端には、コンデン
サＣ１とインダクタＬ２を介して放電灯１ａが接続され
ている。放電灯１ａの非電源側には、コンデンサＣ８が
並列接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ２は制御信
号Ｓ、、Ｓ２により高速度で交互にオン・オフするよう
に駆動される。

第１９図は上記回路の動作波形図である０図中、Ｓ２は
トランジスタＱ２の制御信号、ＩＬＩはインダクタし、
に流れる電流、ＩＬ２はインダクタＬ２に流れる電流、
ＩＯ２はトランジスタＱ２に流れる電流、ＩＤ２はダイ
オードＤ２に流れる電流、■。１はトランジスタＱ１に
流れる電流、ＩＤＩはダイオードＤに流れる電流である
。

まず、トランジスタＱ、がオン状態でトランジスタＱ２
がオフ状態であるときには、コンデンサＣ８からトラン
ジスタＱ１を介して放電灯１ａに一方向に電流が流れる
０次に、トランジスタＱ、がオフ状態でトランジスタＱ
２がオン状態であるときには、コンデンサＣ２から放電
灯１ａ、インダクタＬ２、トランジスタＱ２を介して逆
方向に電流が流れる。したがって、放電灯１ａには高周
波電力が供給されるものである０以上によりハーフブリ
ッジ式のインバータ回路が構成されている。

この回路では、トランジスタＱ、がチョッパー回路のス
イッチング素子を兼用している。まず、トランジスタＱ
２がオンされると、ダイオードブリッジの直流出力端を
インダクタし、で短絡することになる。これにより、イ
ンダクタＬｌに流れる電流Ｉいは、ダイオードブリッジ
の直流出力電圧の大きさに比例した傾きで増加し、イン
ダクタＬ１にエネルギーが蓄えられて行く。次に、トラ
ンジスタＱ２がオフされると、インダクタし、のエネル
ギーは放出され、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ
８を充電する。このとき、コンデンサｃｏには、ダイオ
ードブリッジの直流出力電圧ＶＤＢにインダクタＬ１の
両端に生じる電圧を加えた電圧が充電されるので、コン
デンサＣ０には交流電源Ｖｓのピーク値よりも高い直流
電圧を得ることができる。

良東且−？ユ 第２０図は従来の他のインバータ装置（特願平１−６４
４６５号参照）の回路図である。以下、その回路構成に
ついて説明する。トランジスタＱ　＋　＋６２はバイポ
ーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタＱ、のエ
ミッタは、トランジスタＱ２のコレクタに接続されてい
る。トランジスタＱ　１．　Ｑ　２のコレクタ及びエミ
ッタには、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２のカソード及
びアノードが夫々接続されている。

トランジスタＱ１のコレクタにはダイオードＤ、のカソ
ードが接続され、ダイオードＤ、のアノードはダイオー
ドＤ、のカソードに接続され、ダイオードＤ、のアノー
ドはトランジスタＱ２のエミ・ンタに接続されている。

トランジスタＱ、のコレクタには、コンデンサＣＯｔの
一端が接続され、コンデンサＣｅｌの他端はコンデンサ
ＣＯ２の一端に接続され、コンデンサＣＯ２の他端はト
ランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トランジ
スタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ，，、Ｃ０２の
接続点の間には、負荷回路が接続されている。負荷回路
としては、放電灯１ａにコンデンサＣ５を並列接続し、
インダクタＬ２を直列接続した放電灯点灯回路が接続さ
れる。トランジスタＱ、、Ｑ２の接続点は、ＡＣフィル
タＦを介して交流電源Ｖｓの一端に接続されている。ダ
イオードＤ　’ｓ　、　Ｄ　４の接続点は、インダクタ
Ｌ、とＡＣフィルタＦを介して交流電源Ｖｓの他端に接
続されている。

第２１図及び第２２図は上記回路の動作波形図である。

第２１図は交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎが正の半
サイクルにおける動作、第２２図は交流電源Ｖｓからの
入力電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおける動作を示して
いる。

以下、その動作について説明する。交流電源Ｖｓが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタＱがオンすると
、インダクタし３、ダイオードＤ３、トランジスタＱ１
を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ１に電流が
流れ、インダクタＬ１の電流ＩＬ＋は入力交流電圧Ｖｉ
ｎの瞬時値に比例した傾きで増加して行き、インダクタ
し、にエネルギーが蓄積される。そして、トランジスタ
Ｑ１がオフすると、インダクタし、のエネルギーはダイ
オードＤ３、コンデンサｃｏ、ｃｏ、、ダイオードＤ２
を通る経路で放出され、コンデンサＣ０１、ＣＱ　２を
充電する。そして、交流電源Ｖｓの正の半サイクルの間
は、上記過程を繰り返すことで、インダクタしに流れる
電流ＩＬｌの包絡線を正の期間について正弦波状とする
ことができる。

次に、交流電源■ｓの負の半サイクルでは、トランジス
タＱ２がオンすると、トランジスタＱ２、ダイオードＤ
１、インダクタＬ１を通る経路で交流電源Ｖｓからイン
ダクタし、に電流ＩＬ＋が流れる。

インダクタＬ１に流れる電流１．ｌは、入力交流電圧Ｖ
ｉｎの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルのとき
とは反対方向に増大して行き、インダクタＬ１にエネル
ギーが蓄積される。トランジスタＱ２がオフすると、イ
ンダクタし、のエネルギーはダイオードＤ３、コンデン
サＣ０Ｉ　＋　Ｃｏ２、ダイオードＤ４を通る経路で放
出され、コンデンサＣｏ＋　、Ｃ，２が充電される。そ
して、交流電源Ｖｓの負の半サイクルの間、上記過程を
繰り返すことで、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬＩの
包路線を負の期間についても正弦波状とすることができ
る。また、トランジスタＱ、、Ｑ２が交互にオン・オフ
することで、負荷回路には高周波の電圧が印加される。

上記の回路では、トランジスタＱ、、Ｑ２を高速で交互
にオン・オフさせることで、交流電源Ｖｓの正負の半サ
イクルに同期して交流的にチョッパー動作を行わせるこ
とができる。そして、前段にＡＣフィルタＦを挿入する
ことで、入力電流を連続的にすることができ、入力電流
の歪率を小さくすることができる。また、このときの入
力電流は、はぼ入力電圧と同相の正弦波状にすることが
でき、入力力率はほぼ１となる。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、従来例１では、トランジスタＱ２がチョッパ
ー用とインバータ用のスイッチング素子として兼用され
ているので、トランジスタＱ２にのみストレスが加わる
という問題がある。また、従来例２では、トランジスタ
Ｑ、、Ｑ２に均等にストレスが分散されるが、各トラン
ジスタＱ、、Ｑ２のゼロレベルは異なるので、１つの駆
動回路から各トランジスタＱ、、Ｑ、に制御信号Ｓ　＋
　、　Ｓ　２を与えるには、レベルシフトを行う必要が
あり、回路が複雑になるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング素子の負担が少な
く、入力力率が高く、入力電流歪みが小さくできるよう
なインバータ装置を簡単な制御回路で駆動可能とするこ
とにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の基本構成を示す回路図である。

これは、第１８図の従来例と回路構成は同じである。第
１図において、トランジスタＱ、は点線で示しているが
、これは省略可能であることを意味している。

本発明では、チョッパーの電流波形をある特定の状態と
なるように制御したり、定数を選ぶ点が上記従来例とは
異なる。すなわち、本発明にあっては、チョッパーのエ
ネルギー蓄積用のインダクタし、に流れる電流ＩＬＩの
状態が従来例とは異なる。トランジスタＱ２がオンして
、インダクタＬに電流ＩＬ＋が流れ、エネルギーを蓄え
た後、トランジスタＱ２がオフして、インダクタＬ１の
エネルギーをコンデンサＣ６に充電するのは従来例と同
じであるが、トランジスタＱ２のオフ期間にインダクタ
し、の電流Ｉしが０とならないようにインダクタし、の
インダクタンス値を設計するか、あるいは、トランジス
タＱ、、Ｑ、のオン・オフ時間を調整する点が従来例と
は異なる。

なお、入力チョッパーのインダクタＬ１の位置や共用さ
れるトランジスタの位置、あるいは負荷の形態によって
種々の変形例が考えられる。例えば、第２図の回路では
５インダクタＬ１をトランジスタＱ２のエミッタ側に接
続している。第３図の回路では、トランジスタＱ、をチ
ョッパー用のスイッチング素子として共用し、インダク
タＬをトランジスタＱ１のコレクタ側に接続している。

第４図の回路では、トランジスタＱ、をチョッパー用の
スイッチング素子として共用し、インダクタし、をトラ
ンジスタＱ、のエミッタ側に接続している。第５図の回
路では、インダクタし、を交流電源側に接続している。

第６図の回路では、平滑用の電界コンデンサＣ０の代わ
りに、コンデンサＣ，，Ｃ，２の位置に電源コンデンサ
ＣＯ，，Ｃ０，を接続している。第７図の回路では、コ
ンデンサＣ２を省略して直列インバータとしている。こ
れらの各回路においても、点線で示したトランジスタは
省略可能である。

［作用］ 第１図に示す本発明の回路において、トランジスタＱ２
のオフ時には、インダクタＬ１の電流は、トランジスタ
Ｑ１に並列接続されたダイオードＤ。

を介してコンデンサＣ０に流れている。このとき、ダイ
オードＤ＋の両端には、ダイオードＤ、のオン電圧が発
生しているだけである。したがって、負荷回路には、コ
ンデンサＣ０が接続されたのと同じであり、負荷回路に
は、トランジスタＱ１がオンしているときと殆ど同じ電
圧が印加される。このため、トランジスタＱ１をオンし
なくても、負荷回路にはトランジスタＱ、をオンしてい
るときと同じ向きに電流が流れる。トランジスタＱ、が
オンしていないときには、ダイオードブリ・ンジからイ
ンダクタＬ１、負荷回路、コンデンサＣ，，Ｃ，、ダイ
オードブリッジを通る第１の経路と、ダイオードブリッ
ジからインダクタＬ１、負荷回路、コンデンサＣ２、ダ
イオードブリッジを通る第２の経路を介して電流が流れ
、インバータの負荷回路に電流が流れることになる。つ
まり、負荷回路には、インダクタし、の電流の一部が流
れるので、トランジスタＱ、をオンしなくても、負荷回
路に電流が流れることになる。

上記の動作が可能となるためには、インダクタし、を流
れる電流が常に０にならないことが必要である。第１８
図に示す従来例１においても、トランジスタＱ２のオフ
期間のうち、ＩＬ、＞Ｏとなる期間Ｔ１〈第１９図参照
）では、トランジスタＱをオフしていれば、インダクタ
し、の電流が負荷回路に流れるが、ＩＬＩ＝Ｏとなった
期間Ｔ　２　＜第１９図参照）では、トランジスタＱ１
をオフしていれば、負荷回路に電流が流れなくなる。し
たがって、負荷の電流を連続的にするためには、期間Ｔ
２でトランジスタＱ１をオンするか、電流ＩＬ＋を常に
０以上とすることが必要である。もし、トランジスタＱ
、を常にオフしておくのであれば、ＩＬｌ〉０とするこ
とが必要である。

この条件を満足するように回路定数を設計すれば、トラ
ンジスタＱ、をオンしなくてもトランジスタＱ２のオン
・オフ動作のみで負荷回路には高周波電圧が供給される
。したがって、トランジスタＱ１は省くことができる。

しかも、入力チョッパーはトランジスタＱ２により動作
しているので、入力力率が高く、入力電流の歪みが小さ
い。

本発明にあっては、このように、トランジスタＱ１を省
略可能としたので、トランジスタＱ１を駆動するための
制御回路が不要となり、回路全体の部品点数は著しく減
少する。また、トランジスタＱ、の駆動信号Ｓ１は駆動
信号Ｓ２とは信号のグランドレベルが異なり、信号のレ
ベルシフトには、パルストランスやレベルシフター等が
必要であったが、本発明では、これを省略できるので、
部品点数の削減、コスト低減の効果は大きい。

［実施例１］ 第８図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例にあっては、放電灯ｌａとインダクタし２とコ
ンデンサＣ８を含む共振回路により負荷回路を構成して
いる。トランジスタＱ２がインバータ及びチョッパー用
の共用スイッチング素子として働く。

第９図は本実施例の動作波形図であり、トランジスタＱ
２の制御信号Ｓ２、トランジスタＱ２の電流工。２、ダ
イオードＤ２の電流ＩＤ２、ダイオードＤ、の電流ＩＤ
＋、インダクタし、の電流ＩＬＩ、インバータ負荷に流
れる電流■Ｌ２の関係を示している。

制御信号Ｓ２が高レベルのときにはトランジスタＱ２が
オンとなり、低レベルのときにはオフとなる。トランジ
スタＱ２がオンすると、インダクタし、の電流が増加し
、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。トランジ
スタＱ２がオフすると、ダイオードＤ、を介してコンデ
ンサＣ０を充電し、インダクタし、の電流は次第に減少
して行く。インダクタし、のインダクタンス値又はスイ
ッチング周波数又はオン・デユーティを適当な値に選べ
ば、トランジスタＱ２のオフ時にインダクタし、の電流
を０にならないようにするのは可能である。

これによって、チョッパーを共用していないトランジス
タＱ１をオンさせなくても負荷回路には電流が流れるよ
うになる。したがって、トランジスタＱ２のみをオン・
オフさせることによって、チョッパー及びインバータを
動作させることが可能となる。

本実施例にあっては、インバータの上側のトランジスタ
Ｑ、を省略可能であるので、トランジスタＱ、の駆動回
路が不要となり、部品点数が著しく削減される。また、
高入力力率で、入力端子歪みが小さいというチョッパー
付きのインバータ装置の長所をそのまま生かすことがで
きる。

［実施例２］ 第１０図は本発明の第２実施例の回路図であり、第１１
図はその動作波形図である１本実施例は、第８図に示す
第１実施例において、負荷回路として接続されている放
電灯点灯回路に代えて、抵抗Ｒ３を接続したものである
。第１１図において、ＩＲは抵抗Ｒ１に流れる電流であ
る。抵抗Ｒ，の具体例としては、例えば、白熱電球など
を用いることができる。

［実施例３］ 第１２図は本発明の第３実施例の回路図であり、第１３
図はその動作波形図である。図中、ＩＱＩ＋はトランジ
スタＱ、に流れる電流、ＩＤ３はダイオードＤ３に流れ
る電流、ＩＱ４はトランジスタＱ、に流れる電流、ＩＤ
、はダイオードＤ、に流れる電流である。本実施例にあ
っては、インバータ回路としてフルブリッジ構成を採用
しており、トランジスタＱ、、Ｑ、をコンデンサＣ＋　
、　Ｃ２の代わりに接続している。各トランジスタＱ３
．Ｑ、にはダイオードＤ、、Ｄ、が逆並列接続されてい
る。トランジスタＱ２とＱ、は同時にオン・オフし、ト
ランジスタＱ４はトランジスタＱ２がオンのときにオフ
となり、トランジスタＱ２がオフのときにオンとなる。

このような動作が得られるように、駆動信号ｓ２．ｓ３
＋Ｓ、が作成される。

トランジスタＱ２．Ｑ、がオンすると、コンデンサＣ０
から負荷回路へ電流が流れる。このとき、トランジスタ
Ｑ、はチョッパー用のスイッチング素子として働き、イ
ンダクタＬ１の電流がトランジスタＱ２を介して増加す
る。トランジスタＱ２がオフすると、インダクタし、の
電流はダイオードＤ１を流れ、コンデンサＣ８を充電す
る。このとき、トランジスタＱ、がオンしており、イン
ダクタＬの電流は一部がダイオードブリッジからインダ
クタＬｌ、インバータ負荷、トランジスタＱ１、ダイオ
ードブリッジを通る経路でインバータ負荷へ流れるもの
であり、トランジスタＱ１をオンしたときと同じ向きに
電流が流れる。したがって、トランジスタＱ　２　、　
Ｑ　−、Ｑ　４のオン・オフ動作のみでインバータ負荷
には高周波交流電流が流れ、チョッパーも動作するので
、トランジスタＱ、はオン・オフさせる必要がなく、省
略である。なお、第１３図の動作波形から明らかなよう
に、ダイオードＤ２にも電流が流れないので、ダイオー
ドＤ２も省略可能である。

本実施例にあっては、実施例１と同様の効果が得られる
ほか、フルブリッジ構成を採用しているので、インバー
タ負荷への印加電圧を高くすることができるという効果
も得られる。

［実施例４］ 第１４図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第２０図に示す従来例２のインバ
ータに本発明を適用したものであり、回路構成は同じで
ある。本実施例では、交流電源Ｖｓの正の半サイクル（
Ｖｉｎ＞Ｏ）ではトランジスタＱがチョッパー用のスイ
ッチング素子として働き、負の半サイクル（Ｖ　ｉｎ＜
　０　）ではトランジスタＱ２がチョッパー用のスイッ
チング素子として働く。

したがって、Ｖ　ｉｎ＞　ＯではトランジスタＱ２をオ
ンさせないように、Ｖｉｎ＜ＯではトランジスタＱ１を
オンさせないような駆動信号Ｓ　＋　、　Ｓ　２を作成
し、各トランジスタＱ、、Ｑ２に送る。

第１５図は交流電源Ｖｓの正の半サイクル（Ｖ　ｉｎ〉
０）での本実施例の動作波形図である。この半サイクル
では、トランジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング
素子として働く。トランジスタＱがオンのとき、ダイオ
ードＤ１、トランジスタＱを通って、インダクタし、の
電流が増加し、エネルギーが蓄えられる。一方、コンデ
ンサＣｏｔよりインバータ負荷へも電流が流れる。トラ
ンジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ、の電流はダ
イオードＤ　３．　Ｄ　２を介してコンデンサＣ８０，
Ｃ０□を充電し、次第に減少する。このとき、ダイオー
ドＤ２が導通しているので、トランジスタＱ２がオンし
ているときと同様に、インバータ負荷がコンデンサＣＯ
２に並列接続された状態となっている。この結果、イン
ダクタＬ、の電流の一部は交流電源Ｖｓ、ＡＣフィルタ
、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、コンデンサＣ０Ｉ
、インバータ負荷、ＡＣフィルタ、交流電源Ｖｓの経路
でインバータ負荷に流れ、トランジスタＱ２がオンして
いるときと同じ向きに電流が流れることになる。したが
って、トランジスタＱ２をオン・オフさせなくても、ト
ランジスタＱ、のオン・オフだけで負荷には高周波交流
電流が流れることになる。

第１６図は交流電源Ｖｓの負の半サイクル（Ｖｉｎ〈０
）での本実施例の動作波形図である。この半サイクルで
は、トランジスタＱ２がチヨ・ｙＢ−用のスイッチング
素子して働く。トランジスタＱ２がオンのとき、インダ
クタＬ１の電流はトランジスタＱ２、ダイオードＤ、を
通って正の半サイクルとは逆向きに増大して行き、イン
ダクタし、にエネルギーが蓄えられる。一方、コンデン
サＣＯ２よリインバータ負荷へも電流が流れる。トラン
ジスタＱ２がオフすると、インダクタしＩの電流はダイ
オードＤ、、Ｄ、を介してコンデンサＣ０，、Ｃｏ、を
充電し、次第に減少する。このとき、ダイオードＤが導
通しているので、トランジスタＱ１がオンしているとき
と同様にインバータ負荷がコンデンサＣＯｔに並列接続
された状態となっている。この結果、インダクタＬ１の
電流の一部は、交流電源Ｖｓ、フィルタ、負荷、コンデ
ンサＣＯ２、ダイオードＤ１、インダクタしｌ、フィル
タ、交流電源Ｖｓの経路でインバータ負荷に流れ、トラ
ンジスタＱ１がオンしているときと同じ向きに電流が流
れることになる。したがって、トランジスタＱ１をオン
・オフさせなくても、トランジスタＱ２のオン・オフだ
けでインバータ負荷には高周波交流電流が流れることに
なる。

なお、本実施例では、交流電源Ｖｓの入力電圧Ｖｉｎの
極性に応じてチョッパーとして働くスイッチング素子が
切替わるので、スイッチング素子を省略することはでき
ない。しかしながら、チヨ・。

バーとして働かない期間はスイッチング素子を停止でき
るので、制御回路の消費電力を小さくできる。したがっ
て、回路全体の効率が良くなるという利点がある。また
、スイッチング素子が動作していない期間が生じるので
、この間はスイッチング損失が無くなり、スイッチング
素子の発熱が抑えられる。したがって、スイッチング素
子は容量の小さいものが使用できるので、小型となる。

なお、第８図又は第１０図に示す実施例において、トラ
ンジスタＱ２の駆動信号Ｓ２が高レベルの期間と低レベ
ルの期間の比（つまり、デユーティ）を変えることによ
り、トランジスタＱ２のオフ期間にインダクタＬ、の電
流をＯにならないようにするための制御が容易になる。

これを第１７図により説明する。同図に示すように、ダ
イオードブリッジの出力端の電圧■ＤＢが低いときは、
インダクタし、の電流ＩＬＩの増加の傾きが小さい。し
たがって、トランジスタＱ２の高レベルの期間を長くし
、低レベルの期間を短くして、トランジスタＱ２のオン
時間を長くし、オフ時間を短くする。

このように制御することで、インダクタＬ１の電流が０
にならないようにすることができる。また、ダイオード
ブリッジの出力端の電圧Ｖｏ日の上昇に比例して、イン
ダクタし、に−流れる電流ＩＬ＋の増加の傾きが大きく
なってくる。したがって、駆動信号Ｓ２の高レベルの期
間を短くし、トランジスタＱ２のオン時間を短くして行
く。このような制御はパルス幅制御として知られており
、本来は、コンデンサＣ０の電圧リップルを小さくする
ような制御に使用されるものであるが、本例のように、
インダクタＬ、の電流ＩＬＬの値が０にならないように
するための制御にも使用することができる。

このような制御を行えば、チョッパーの設計が容易とな
る。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、商用交流電圧をチョ
ッパーにより直流電圧に変換し、この直流電圧をインバ
ータにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバ
ータ装置において、チョッパー用のスイッチング素子と
インバータ用のスイッチング素子とを少なくとも１つ共
用し、この共用されるスイッチング素子がオフの間は、
チョッパーのエネルギー蓄積用のインダクタンスに流れ
る電流が０にならないようにしたものであるから、この
電流がインバータの負荷に流れることにより、共用され
ない側のスイッチング素子は停止させておくことができ
るものであり、したがって、このスイッチング素子を省
略することができ、これを駆動するための制御回路も不
要となるので、回路構成を大幅に簡単化することができ
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図乃至第
７図は本発明を適用できるインバータ装置のそれぞれ異
なる回路例を示す回路図、第８図は本発明の第１実施例
の回路図、第９図は同上の動作波形図、第１０図は本発
明の第２実施例の回路図、第１１図は同上の動作波形図
、第１２図は本発明の第３実施例の回路図、第１３図は
同上の動作波形図、第１４区は本発明の第４実施例の回
路図、第１５図及び第１６図は同上の動作波形図、第１
７図は第８図に示す回路の別の動作例を示す動作波形図
、第１８図は従来例の回路図、第１９図は同上の動作波
形図、第２０図は他の従来例の回路図、第２１図及び第
２２図は同上の動作波形図である。 Ｖｓは交流電源、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、Ｌｌはイン
ダクタ、Ｑ、、Ｑ２はトランジスタ、Ｚは負荷、Ｃｏ　
、　Ｃ＋　、　Ｃ２はコンデンサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用交流電圧を整流し、この整流電圧をインダク
   タンスを介してスイッチング素子でオン・オフ制御し、
   上記スイッチング素子のオン時に上記インダクタンスに
   蓄えられたエネルギーを、上記スイッチング素子のオフ
   時にコンデンサに充電し、直流電圧を得るようにしたチ
   ョッパーを少なくとも１つ含み、上記直流電圧を少なく
   とも２つのスイッチング素子を交互にオン・オフして負
   荷に高周波を供給するインバータ装置において、上記イ
   ンバータとチョッパーとで少なくとも１つのスイッチン
   グ素子を共用し、この共用されたスイッチング素子と直
   列に接続されたスイッチング素子をチョッパーと共用さ
   れない間は停止するように制御し、上記チョッパーと共
   用されるスイッチング素子がオフの間は上記チョッパー
   のインダクタンスの電流が０とならないように回路定数
   を設定したことを特徴とするインバータ装置。