JPH0241654A - リンギングチョークコンバータ電源装置 - Google Patents
リンギングチョークコンバータ電源装置Info
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- JPH0241654A JPH0241654A JP18986188A JP18986188A JPH0241654A JP H0241654 A JPH0241654 A JP H0241654A JP 18986188 A JP18986188 A JP 18986188A JP 18986188 A JP18986188 A JP 18986188A JP H0241654 A JPH0241654 A JP H0241654A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明はリンギングチョークコンバータ電源装置（以下
ＲＣＣ（ｒｉｎｇｉｎｇ ｃｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ）電源という）に係り、特に出力電圧の安定化の改
善に関する。
ＲＣＣ（ｒｉｎｇｉｎｇ ｃｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ）電源という）に係り、特に出力電圧の安定化の改
善に関する。
Ｒｃ ＣＥ源は、例えば「トランジスタ技術Ｊ １９８
７年７月号４１９頁に記載されて公知である。第７図は
従来のＲＣＣ電源の構成ブロック図である。 以下、スイッチング素子としてＮ Ｐ Ｎ ）ランジス
タを用いて説明をする。尚、この場合は入力端子かコレ
クタ端子、出力端子がエミッタ端子、制御端子かベース
端子に相当しているか、他の種類のスイッチング素子、
例えばＰＮＰトランジスタの場合は入力端子かエミッタ
端子、出力端子がコレクタ端子、制御端子がベース端子
に相当し、ＦＥＴの場合も同様である。 図中、ＮＰは一次巻線、ＮＢは電圧検出巻線、Ｎｓは二
次巻線で、コイルに付された・印は陽極側を示している
。Ｑはスイッチング用の主トランジスタで一次巻線ＮＰ
の陰極側かコレクタ端子に接続され、ベース端子には制
御入力が接続されている。起動抵抗Ｒｐは一次巻線ＮＦ
の陽極端子と主トランジスタＱのベース端子との間に装
着される。 帰還用ダイオードＤ２とゼナーダイオードＤＺは定電圧
回路とするための間接帰還路である６接続状態を説明す
ると、電圧検出巻線８日の陽［ｉ＠子に帰還用ダイオー
ドＤ２か接続され、この帰還用ダイオードＤ２と直列に
接続されるゼナーダイオードＤｚとよりなる。帰還ダイ
オードＤ２のカソード側は電流制限抵抗Ｒｂを介して主
トランジスタＱのベース端子に接続されると共に、電圧
検出巻線ＮＢの陽極側にも接続されている。また、ゼナ
ーダイオードＤｚのカソードは主トランジスタＱのベー
ス端子と接続されてる。この帰還用ダイオードＤ２とゼ
ナーダイオードＤＺとの接続点に接続されたコンデンサ
Ｃ１は、他端が電圧基準線に接続されている。ゼナーダ
イオードＤｚは定電圧源として作用し、言わば出力電圧
の基準電圧に対する誤差信号発生回路として動作する。 尚、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接
二次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線ＮＢを用
いて間接的に二次出力を帰還していることによる。間接
帰還は、直接帰還に比べると一次側と二次側絶縁を取る
のが容易であり、また構成も単純で安価に製造できると
いう特質かある。二次巻線ＮＳはダイオードＤ１とコン
デンサＣ１を介して整流平滑化されて、出力電圧ｖｏｕ
ｔとして負荷に供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ（］を介して主
トランジスタＱにベース電流が供給され、主トランジス
タＱがスイッチング動作モードに入る。主トランジスタ
Ｑかターンオフすると、二次側の整流ダイオードＤ１が
導通し、同時に電圧検出巻線ＮＢに入っている帰還用ダ
イオードＤ２も導通する。このとき二次巻線Ｎｓの出力
電圧Ｖｎｓはほぼ出力電圧■１と等しくなる。他方電圧
検出巻線ＮＢの電圧Ｖｎｂは電圧Ｖｎｓと比例したもの
となるから、結局電圧Ｖｎｂを整流したコンデンサＣ１
の電圧Ｖｃ （Ｊ電圧■１と比例したものとなる。 そこで、出力電圧■１か上昇すると電圧Ｖｃも上昇する
か、ゼナーダイオードＤ７が導通して主トランジスタＱ
のベース電流をカットして、主トランジスタＱのターン
オフ時期を早めることによって出力電圧ｖ１を定電圧化
している。
７年７月号４１９頁に記載されて公知である。第７図は
従来のＲＣＣ電源の構成ブロック図である。 以下、スイッチング素子としてＮ Ｐ Ｎ ）ランジス
タを用いて説明をする。尚、この場合は入力端子かコレ
クタ端子、出力端子がエミッタ端子、制御端子かベース
端子に相当しているか、他の種類のスイッチング素子、
例えばＰＮＰトランジスタの場合は入力端子かエミッタ
端子、出力端子がコレクタ端子、制御端子がベース端子
に相当し、ＦＥＴの場合も同様である。 図中、ＮＰは一次巻線、ＮＢは電圧検出巻線、Ｎｓは二
次巻線で、コイルに付された・印は陽極側を示している
。Ｑはスイッチング用の主トランジスタで一次巻線ＮＰ
の陰極側かコレクタ端子に接続され、ベース端子には制
御入力が接続されている。起動抵抗Ｒｐは一次巻線ＮＦ
の陽極端子と主トランジスタＱのベース端子との間に装
着される。 帰還用ダイオードＤ２とゼナーダイオードＤＺは定電圧
回路とするための間接帰還路である６接続状態を説明す
ると、電圧検出巻線８日の陽［ｉ＠子に帰還用ダイオー
ドＤ２か接続され、この帰還用ダイオードＤ２と直列に
接続されるゼナーダイオードＤｚとよりなる。帰還ダイ
オードＤ２のカソード側は電流制限抵抗Ｒｂを介して主
トランジスタＱのベース端子に接続されると共に、電圧
検出巻線ＮＢの陽極側にも接続されている。また、ゼナ
ーダイオードＤｚのカソードは主トランジスタＱのベー
ス端子と接続されてる。この帰還用ダイオードＤ２とゼ
ナーダイオードＤＺとの接続点に接続されたコンデンサ
Ｃ１は、他端が電圧基準線に接続されている。ゼナーダ
イオードＤｚは定電圧源として作用し、言わば出力電圧
の基準電圧に対する誤差信号発生回路として動作する。 尚、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接
二次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線ＮＢを用
いて間接的に二次出力を帰還していることによる。間接
帰還は、直接帰還に比べると一次側と二次側絶縁を取る
のが容易であり、また構成も単純で安価に製造できると
いう特質かある。二次巻線ＮＳはダイオードＤ１とコン
デンサＣ１を介して整流平滑化されて、出力電圧ｖｏｕ
ｔとして負荷に供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ（］を介して主
トランジスタＱにベース電流が供給され、主トランジス
タＱがスイッチング動作モードに入る。主トランジスタ
Ｑかターンオフすると、二次側の整流ダイオードＤ１が
導通し、同時に電圧検出巻線ＮＢに入っている帰還用ダ
イオードＤ２も導通する。このとき二次巻線Ｎｓの出力
電圧Ｖｎｓはほぼ出力電圧■１と等しくなる。他方電圧
検出巻線ＮＢの電圧Ｖｎｂは電圧Ｖｎｓと比例したもの
となるから、結局電圧Ｖｎｂを整流したコンデンサＣ１
の電圧Ｖｃ （Ｊ電圧■１と比例したものとなる。 そこで、出力電圧■１か上昇すると電圧Ｖｃも上昇する
か、ゼナーダイオードＤ７が導通して主トランジスタＱ
のベース電流をカットして、主トランジスタＱのターン
オフ時期を早めることによって出力電圧ｖ１を定電圧化
している。
【発明が解決しようとする課題］
しかし従来装置では、次の課題がある。
■ 漏れインダクタンスの影響で、厳密には電圧Ｖｎｂ
は電圧Ｖｎｓとは比例関係に無いこと。 ■ 整流ダイオードの順方向電位■、や出力回路の直流
抵抗成分による電圧降下について、補正が加えられてい
ないこと。 上記理由により、間接帰還方式では直接帰還方式（出力
電圧７皿を直接基準電圧Ｖ ｒｅｆと比較して誤差信号
を検出し、この誤差信号がゼロとなる方向に制御するこ
と）に比較して出力電圧の安定性か劣るという課題があ
った。 本発明はこのような課題を解決したもので、出力電圧を
直接帰還方式程度まで安定化した間接帰還方式のリンギ
ングチョークコンバータ電源装置を提供することを目的
とする。 【課題を解決するための手段】 このような目的を達成する本発明は、間接帰還方式によ
り出力電圧を安定化しているリンギングチョークコンバ
ータ電源と、このリンギングチョクコンバータ電源の二
次側に装着された可変インピーダンス素子と、このリン
ギングチョークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して、この誤差信号かゼロとなる方向に前
記可変インピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と
よりなることを特徴とするものである。 前記リンギングチョークコンバータ電源の詳細を説明す
ると、直流入力電圧か一次巻線の陽極側に印加されるト
ランスと、このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側
に接続され、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続さ
れたスイッチング素子と、このトランスの二次巻線に発
生したスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧を出
力する二次側回路と、前記トランスに設けられた電圧検
出巻線と、この電圧検出巻線と前記スイッチング素子の
制御端子との間に装着された電流制限抵抗と、この電圧
検出巻線と当該電流制限抵抗の接続点にカソード端が接
続された帰還用ダイオードと、この電流制限抵抗と前記
スイッチング素子の制御端子との接続点にカソード端が
接続されたゼナーダイオードと、これら帰還用ダイオー
ド及びセナダイオードの接続点と前記基準電圧線とを接
続するコンデンサとよりなるものである。 好ましくは、前記可変インピーダンス素子は可飽和リア
クトルであり、前記リンギングチョークコンバータ電源
のトランス二次巻線と整流回路との間に取付けるとよい
。
は電圧Ｖｎｓとは比例関係に無いこと。 ■ 整流ダイオードの順方向電位■、や出力回路の直流
抵抗成分による電圧降下について、補正が加えられてい
ないこと。 上記理由により、間接帰還方式では直接帰還方式（出力
電圧７皿を直接基準電圧Ｖ ｒｅｆと比較して誤差信号
を検出し、この誤差信号がゼロとなる方向に制御するこ
と）に比較して出力電圧の安定性か劣るという課題があ
った。 本発明はこのような課題を解決したもので、出力電圧を
直接帰還方式程度まで安定化した間接帰還方式のリンギ
ングチョークコンバータ電源装置を提供することを目的
とする。 【課題を解決するための手段】 このような目的を達成する本発明は、間接帰還方式によ
り出力電圧を安定化しているリンギングチョークコンバ
ータ電源と、このリンギングチョクコンバータ電源の二
次側に装着された可変インピーダンス素子と、このリン
ギングチョークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して、この誤差信号かゼロとなる方向に前
記可変インピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と
よりなることを特徴とするものである。 前記リンギングチョークコンバータ電源の詳細を説明す
ると、直流入力電圧か一次巻線の陽極側に印加されるト
ランスと、このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側
に接続され、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続さ
れたスイッチング素子と、このトランスの二次巻線に発
生したスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧を出
力する二次側回路と、前記トランスに設けられた電圧検
出巻線と、この電圧検出巻線と前記スイッチング素子の
制御端子との間に装着された電流制限抵抗と、この電圧
検出巻線と当該電流制限抵抗の接続点にカソード端が接
続された帰還用ダイオードと、この電流制限抵抗と前記
スイッチング素子の制御端子との接続点にカソード端が
接続されたゼナーダイオードと、これら帰還用ダイオー
ド及びセナダイオードの接続点と前記基準電圧線とを接
続するコンデンサとよりなるものである。 好ましくは、前記可変インピーダンス素子は可飽和リア
クトルであり、前記リンギングチョークコンバータ電源
のトランス二次巻線と整流回路との間に取付けるとよい
。
本発明の各構成要素はつぎの作用をする。リンギングチ
ョークコンバータ電源は間接帰還方式により、大まかな
出力電圧の安定化をしている。可変インピーダンス素子
を用いた安定化は、より厳密に出力電圧の安定化をして
おり、この結果直接帰還方式に比べて安価でありながら
同程度の安定性が実現される。
ョークコンバータ電源は間接帰還方式により、大まかな
出力電圧の安定化をしている。可変インピーダンス素子
を用いた安定化は、より厳密に出力電圧の安定化をして
おり、この結果直接帰還方式に比べて安価でありながら
同程度の安定性が実現される。
以下図面を用いて、本発明を説明する。
作用をするものには同一符号をつけ説明を省略する。図
において、可変インピーダンス素子り、ｓは、例えば可
飽和リアクトルであって、二次巻線ＮＳと整流用のダイ
オードＤ１のアノード側との間に装着される。可変イン
ピーダンス素子ＬＳの望ましい特性としては、交流イン
ピーダンスを変化させることが容易であり、かつ定常的
な損失の少ないことか必要である。誤差増幅回路は、出
力電圧Ｖ［ｌｌｔと所定の基準電圧Ｖ ｒｅｆとを比較
して誤差信号を求める誤差検出部と、この誤差信号を増
幅して可変インピーダンス素子の駆動かできる程度にす
る増幅部とよりなる。基準電圧源としては、例えばゼナ
ーダイオードか使用される。ダイオードＤ３は、カソー
ド側が可変インピーダンス素子ｌ。 ＳとダイオードＤ１の接続点に接続され、アット側か誤
差増幅回路の出力端に接続されたものであり、リセット
電流（可飽和リアクトルでは、これに流す制御用の電流
のことであり、この電流σ）量によって二次巻線Ｎｓと
ダイオードＤ１の間のインピーダンスが変化する）か誤
差増幅口１］こ逆流することを防止している。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図はスイッチング索子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
である。リンギングチョークコンバータ電源の基本動作
は、スイッチング素−ｊＱがオンされている状態でトラ
ンスにエネルギを蓄積し、オフ状態で二次巻線Ｎｓ及び
電圧検出巻線ＮＢに放出することを繰返している。 第３図は第１図の装置の波形図で、（Ａ）はキャパシタ
Ｃ２に流れる電流ｉｃ、（Ｂ）は二次巻線力）ら可飽和
リアクトルに流れる電流ｉＳ、（Ｃ）は二次巻線に発生
する電圧ｖｎｓ、ＦＤ）はスイ・ンチング素子Ｑのオン
オフ状態の説明図で、各国において実線はリセット量の
少ないとき、破線は多いときを示している。 二次巻線Ｎｓと直列に可飽和リアクトルＬ、 ｓを挿入
すると、この可飽和リアクトルＬｓに流れるリセット電
流ＩＲＯ量が変化することによってキャパシタＣ２に流
込む電流１ｃの波形が変化する。 誤差増幅器は、男力電圧Ｖ田【が高い場合にはリセット
量を多くし、出力電圧Ｖ［Ｌｌｔが低い場合にはりセッ
ト量を少なくしている。 リセット量が多いときは、図中破線のようにスイッチン
グ素子Ｑかオフした瞬間の二次巻線Ｎｓのインピーダン
スが大きく見えるなめ、電圧検出巻線ＮＢに流込む電流
が多くなり、電流ｉｃのピク値は増大する。ここで、キ
ャパシタＣ２の負荷をＲ１２、周期を］゛とすると電圧
Ｖｃは次式で与えられる。 ■ ＶＣ＝ ｆ ｉ Ｃ／ｌ−Ｒ［２／Ｔ
（＋）ＲＣＣ電源は電圧Ｖｃか一定となるように動作し
ているので、電流Ｊｃのピーク値が大となると周期Ｔか
大となるように制御か働く。これによりスイッチング素
子Ｑのオフ期間が延びて二次電流１Ｓの傾きか低下する
。また二次巻線ＮｓのインダクタンスをＩ、ｎＳとする
と、電圧Ｖｎｓは次式で与えられる。 Ｖｎｓ＝ Ｌｎｓ−（ｄｕ ｓ ／旧）（２）そこで、
電圧Ｖｎｓのピーク値は減少し、その結果電圧Ｖｎｓを
ピーク整流して得られる出力電圧Ｖ（Ｉｔは低下する。 以上説明したように、出力電圧か上昇したときは、誤差
増幅回路により可飽和リアクトルのリセット量が多くな
り、その結果出力電圧を低下させる方向に帰還が働く。 また、逆に出力電圧Ｖ別が低下した場合は、リセット量
か少なくなって出力電圧Ｖ［１ＩＩＬを増大させる方向
に帰還か働いき、然して出力電圧Ｖｏｌｔは安定化され
る。 第４図は本発明の他の実施例の説明図で、ここでは多出
力のリンギングチョークコンバータ電源に適用する場合
を示す。図中、二次巻Ｉ！ｔＮｓｌ、 ＮＳ２はそれぞ
れ出力電圧Ｖｏｕｔｌ、ＶＯｕｔ２を出力するもので、
整流用のダイオードＤ１１、ＤＩ２とキャパシタＣ１１
、ＣＩ２を備えている。可飽和リアクトルは同一のコア
に二つの巻線を施して二次回路に挿入されている。誤差
増幅回路はこの可飽和リアクトルに制御信号を送ってお
り、構造士単一の制御信号で複数の出力の制御を行う。 この場合、制御の目標として次の態様かある。 ■ 出力電圧Ｖ ｏｕｔｌを主に安定化すること。 ■ 出力電圧Ｖ ｏｕｔ２を主に安定化すること。 ■ 出力電圧Ｖｏｕｔ１，２のうち大きい側を安定化す
ること。 ■ 出力電圧Ｖｏｕｔｌ、２のうち小さい側を安定化す
ること。 例えば、■の場合には出力電圧Ｖｏｕｔ１，２の信号レ
ベルを抵抗などを用いて統一し、ダイオードにより大き
い側の信号を選択し、比較器で基準電圧Ｖ ｒｅｆと比
較して誤差信号を求める。この誤差信号を増幅して、可
飽和リアクトルのリセット電流として送る。これにより
、多出力の場合も出力の安定化か行える。 【発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば次のような効果が
ある。 ■ 可変インピーダンス素子により二次側の出力を安定
化しているので、漏れインダクタンス、整流ダイオード
の順方向電圧、出力回路の直流抵抗分などに起因する出
力電圧の安定性の悪さが改善され、直接帰還方式並みの
安定性が得られる。 ■ 可変インピーダンス素子を二次側におくと、出力回
路の安定化が二次側のみで実行でき、−次側と二次側の
絶縁が確保され、安全性が高まる。 ■ 実施例のように可飽和リアクトルを用いると、第５
図の構成図及び第６図の波形図に示すごとく、可飽和リ
アクトルがサージアブゾーバとしての働きを兼用するの
で、整流ダイオードを過大なサジ電圧から保護できる。 ■ 実施例の可飽和リアクトルの動作は、制御系に影響
を与えるものだからＥ Ｔ積の小さな素子、即ち小型の
素子で足りる。この点で、可飽和リアクトルを使用する
マグアング方式（整流前の二次電圧のパルス幅を削って
出力電圧を制御する手法）の様に、大きなＥＴ積を使用
するものと異なる。
において、可変インピーダンス素子り、ｓは、例えば可
飽和リアクトルであって、二次巻線ＮＳと整流用のダイ
オードＤ１のアノード側との間に装着される。可変イン
ピーダンス素子ＬＳの望ましい特性としては、交流イン
ピーダンスを変化させることが容易であり、かつ定常的
な損失の少ないことか必要である。誤差増幅回路は、出
力電圧Ｖ［ｌｌｔと所定の基準電圧Ｖ ｒｅｆとを比較
して誤差信号を求める誤差検出部と、この誤差信号を増
幅して可変インピーダンス素子の駆動かできる程度にす
る増幅部とよりなる。基準電圧源としては、例えばゼナ
ーダイオードか使用される。ダイオードＤ３は、カソー
ド側が可変インピーダンス素子ｌ。 ＳとダイオードＤ１の接続点に接続され、アット側か誤
差増幅回路の出力端に接続されたものであり、リセット
電流（可飽和リアクトルでは、これに流す制御用の電流
のことであり、この電流σ）量によって二次巻線Ｎｓと
ダイオードＤ１の間のインピーダンスが変化する）か誤
差増幅口１］こ逆流することを防止している。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図はスイッチング索子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
である。リンギングチョークコンバータ電源の基本動作
は、スイッチング素−ｊＱがオンされている状態でトラ
ンスにエネルギを蓄積し、オフ状態で二次巻線Ｎｓ及び
電圧検出巻線ＮＢに放出することを繰返している。 第３図は第１図の装置の波形図で、（Ａ）はキャパシタ
Ｃ２に流れる電流ｉｃ、（Ｂ）は二次巻線力）ら可飽和
リアクトルに流れる電流ｉＳ、（Ｃ）は二次巻線に発生
する電圧ｖｎｓ、ＦＤ）はスイ・ンチング素子Ｑのオン
オフ状態の説明図で、各国において実線はリセット量の
少ないとき、破線は多いときを示している。 二次巻線Ｎｓと直列に可飽和リアクトルＬ、 ｓを挿入
すると、この可飽和リアクトルＬｓに流れるリセット電
流ＩＲＯ量が変化することによってキャパシタＣ２に流
込む電流１ｃの波形が変化する。 誤差増幅器は、男力電圧Ｖ田【が高い場合にはリセット
量を多くし、出力電圧Ｖ［Ｌｌｔが低い場合にはりセッ
ト量を少なくしている。 リセット量が多いときは、図中破線のようにスイッチン
グ素子Ｑかオフした瞬間の二次巻線Ｎｓのインピーダン
スが大きく見えるなめ、電圧検出巻線ＮＢに流込む電流
が多くなり、電流ｉｃのピク値は増大する。ここで、キ
ャパシタＣ２の負荷をＲ１２、周期を］゛とすると電圧
Ｖｃは次式で与えられる。 ■ ＶＣ＝ ｆ ｉ Ｃ／ｌ−Ｒ［２／Ｔ
（＋）ＲＣＣ電源は電圧Ｖｃか一定となるように動作し
ているので、電流Ｊｃのピーク値が大となると周期Ｔか
大となるように制御か働く。これによりスイッチング素
子Ｑのオフ期間が延びて二次電流１Ｓの傾きか低下する
。また二次巻線ＮｓのインダクタンスをＩ、ｎＳとする
と、電圧Ｖｎｓは次式で与えられる。 Ｖｎｓ＝ Ｌｎｓ−（ｄｕ ｓ ／旧）（２）そこで、
電圧Ｖｎｓのピーク値は減少し、その結果電圧Ｖｎｓを
ピーク整流して得られる出力電圧Ｖ（Ｉｔは低下する。 以上説明したように、出力電圧か上昇したときは、誤差
増幅回路により可飽和リアクトルのリセット量が多くな
り、その結果出力電圧を低下させる方向に帰還が働く。 また、逆に出力電圧Ｖ別が低下した場合は、リセット量
か少なくなって出力電圧Ｖ［１ＩＩＬを増大させる方向
に帰還か働いき、然して出力電圧Ｖｏｌｔは安定化され
る。 第４図は本発明の他の実施例の説明図で、ここでは多出
力のリンギングチョークコンバータ電源に適用する場合
を示す。図中、二次巻Ｉ！ｔＮｓｌ、 ＮＳ２はそれぞ
れ出力電圧Ｖｏｕｔｌ、ＶＯｕｔ２を出力するもので、
整流用のダイオードＤ１１、ＤＩ２とキャパシタＣ１１
、ＣＩ２を備えている。可飽和リアクトルは同一のコア
に二つの巻線を施して二次回路に挿入されている。誤差
増幅回路はこの可飽和リアクトルに制御信号を送ってお
り、構造士単一の制御信号で複数の出力の制御を行う。 この場合、制御の目標として次の態様かある。 ■ 出力電圧Ｖ ｏｕｔｌを主に安定化すること。 ■ 出力電圧Ｖ ｏｕｔ２を主に安定化すること。 ■ 出力電圧Ｖｏｕｔ１，２のうち大きい側を安定化す
ること。 ■ 出力電圧Ｖｏｕｔｌ、２のうち小さい側を安定化す
ること。 例えば、■の場合には出力電圧Ｖｏｕｔ１，２の信号レ
ベルを抵抗などを用いて統一し、ダイオードにより大き
い側の信号を選択し、比較器で基準電圧Ｖ ｒｅｆと比
較して誤差信号を求める。この誤差信号を増幅して、可
飽和リアクトルのリセット電流として送る。これにより
、多出力の場合も出力の安定化か行える。 【発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば次のような効果が
ある。 ■ 可変インピーダンス素子により二次側の出力を安定
化しているので、漏れインダクタンス、整流ダイオード
の順方向電圧、出力回路の直流抵抗分などに起因する出
力電圧の安定性の悪さが改善され、直接帰還方式並みの
安定性が得られる。 ■ 可変インピーダンス素子を二次側におくと、出力回
路の安定化が二次側のみで実行でき、−次側と二次側の
絶縁が確保され、安全性が高まる。 ■ 実施例のように可飽和リアクトルを用いると、第５
図の構成図及び第６図の波形図に示すごとく、可飽和リ
アクトルがサージアブゾーバとしての働きを兼用するの
で、整流ダイオードを過大なサジ電圧から保護できる。 ■ 実施例の可飽和リアクトルの動作は、制御系に影響
を与えるものだからＥ Ｔ積の小さな素子、即ち小型の
素子で足りる。この点で、可飽和リアクトルを使用する
マグアング方式（整流前の二次電圧のパルス幅を削って
出力電圧を制御する手法）の様に、大きなＥＴ積を使用
するものと異なる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図、第２
図はスイッチング素子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
、第３図は第１図の装置の波形図、第４図は本発明の他
の実方拒例の構成ブロック図、第５図の構成図及び第６
図の波形図は可飽和リアクトルのサージアブゾーバとし
ての動作の説明図、第７図は従来装置の構成ブロック図
である。 Ｌｓ・・・可変インピーダンス素子、Ｎｐ・・・−次巻
線、ＮＢ・・・電圧検出巻線、Ｎｓ・・・二次巻線、Ｉ
Ｒ・・リセット電流、Ｖｃ・・・ＲＣＣの出力電圧検出
用の電圧、Ｖｎｓ・・・二次電圧。 第 ！ 図 第 ｑ ト
図はスイッチング素子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
、第３図は第１図の装置の波形図、第４図は本発明の他
の実方拒例の構成ブロック図、第５図の構成図及び第６
図の波形図は可飽和リアクトルのサージアブゾーバとし
ての動作の説明図、第７図は従来装置の構成ブロック図
である。 Ｌｓ・・・可変インピーダンス素子、Ｎｐ・・・−次巻
線、ＮＢ・・・電圧検出巻線、Ｎｓ・・・二次巻線、Ｉ
Ｒ・・リセット電流、Ｖｃ・・・ＲＣＣの出力電圧検出
用の電圧、Ｖｎｓ・・・二次電圧。 第 ！ 図 第 ｑ ト
Claims (3)
- （１）間接帰還方式により出力電圧を安定化しているリ
ンギングチョークコンバータ電源と、 このリンギングチョークコンバータ電源の二次側に装着
された可変インピーダンス素子と、このリンギングチョ
ークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準電圧とを比
較して、この誤差信号がゼロとなる方向に前記可変イン
ピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と、 よりなることを特徴とするリンギングチョークコンバー
タ電源装置。 - （２）前記リンギングチョークコンバータ電源は、直流
入力電圧が一次巻線の陽極側に印加されるトランスと、 このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側に接続され
、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続されたスイッ
チング素子と、 このトランスの二次巻線に発生したスイッチング信号を
整流平滑化して直流電圧を出力する二次側回路と、 前記トランスに設けられた電圧検出巻線と、この電圧検
出巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に装着
された電流制限抵抗と、この電圧検出巻線と当該電流制
限抵抗の接続点にカソード端が接続された帰還用ダイオ
ードと、この電流制限抵抗と前記スイッチング素子の制
御端子との接続点にカソード端が接続されたゼナーダイ
オードと、 これら帰還用ダイオード及びゼナーダイオードの接続点
と前記基準電圧線とを接続するコンデンサとよりなるこ
とを特徴とする請求項１記載のリンギングチョークコン
バータ電源装置。 - （３）前記可変インピーダンス素子は可飽和リアクトル
であり、前記リンギングチョークコンバータ電源のトラ
ンス二次巻線と整流回路との間に取付けられたことを特
徴とする請求項１記載のリンギングチョークコンバータ
電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18986188A JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
| US07/377,517 US4931918A (en) | 1988-07-29 | 1989-07-10 | Ringing choke converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18986188A JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0241654A true JPH0241654A (ja) | 1990-02-09 |
Family
ID=16248412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18986188A Pending JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0241654A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002039567A3 (en) * | 2000-11-08 | 2002-10-31 | Munetix Inc | Magnetic amplifier ac/dc converter with primary side regulation |
| JP2013255382A (ja) * | 2012-06-08 | 2013-12-19 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
| JP2015100165A (ja) * | 2013-11-18 | 2015-05-28 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63274367A (ja) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | スイツチング電源回路 |
-
1988
- 1988-07-29 JP JP18986188A patent/JPH0241654A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63274367A (ja) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | スイツチング電源回路 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002039567A3 (en) * | 2000-11-08 | 2002-10-31 | Munetix Inc | Magnetic amplifier ac/dc converter with primary side regulation |
| JP2013255382A (ja) * | 2012-06-08 | 2013-12-19 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
| JP2015100165A (ja) * | 2013-11-18 | 2015-05-28 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
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