JPH0241656A - リンギングチョークコンバータ電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明はリンギングチョークコンバータ電源装置（以下
ＲＣＣ（ｒｉｎｇｉｎｇ　ｃｈｏｋｅ　ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ）電源という）に係り、特に出方電圧の安定化の改
善に関する。

【従来の技術】

ＲＣＣ電源は、例えば「トランジスタ技術Ｊ　１９８７
年７月号４１９頁に記載されて公知である。第４図は従
来のＲＣＣ電源の構成１１７７２図である。 以下、スイッチング素子としてＮ　Ｉ−’　Ｎ　トラン
ジスタを用いて説明をする。尚、この場合は入力端子か
コレクタ端子、出力端子がエミッタ端子、制御端子かベ
ース端子に相当しているが、他の種類のスイッチング素
子、例えばＰ　Ｎ　Ｐ　トランジスタの場合は入力端子
がエミッタ端子、出力端子かコレクタ端子、制御端子が
ベース端子に相当し、Ｆｌ−：　′Ｉ’の場合も同様で
ある。 図中、ＮＰは一次巻線、ＮＢは電圧検出巻線、Ｎｓは二
次巻線で、コイルに付された・印は陽極側を示している
。Ｑはスイッチング用の主トランジスタで一次巻線ＮＰ
の陰［Ｉｌｌがコレクタ端子に接続され、ベース端子に
は制御人力が接続されている。起動抵抗ＲＱは一次巻線
ＮＦの陽極端子と主トランジスタＱのベース端子との間
に装着される。 帰還用ダイオードＤ２とゼナーダイオードＩ）　ｚは定
電圧回路とするなめの間接す６１還路である。接続状態
を説明すると、電圧検出巻線ＮＢの陽極端子に帰還用タ
イオー　ドＤ２か接続され、この帰還用タイオー　ドＤ
２と直列に接続されるゼナーダイオ−ド１）ノとよりな
る。帰還ダイオードＤ２のカソード側は電流制限抵抗Ｒ
ｂを介して主トランジスタＱのベース端子に接続される
と共に、電圧検出巻線ＮＢの陽極側にも接続されている
。また、ゼナーダイオードＤ７のカソードは主１〜ラン
ジスタＱのベース端子と接続されてる。この帰還ＪＦ］
ダイオード丁）２とゼナータイオー　ドＩ）ｌとの接続
点に接続されたキャパシタｃ１は、他端が電圧基準線に
接続されている。ゼナーダイオードＤｚは定電圧源とし
て作用し、言わば出力電圧の基準電圧に対する誤差信号
発生回路として動作する。 尚、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接
二次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線ＮＢを用
いて間接的に二次出力を帰還していることによる。間接
帰還は、直接帰還に比べると一次側と二次側絶縁を取る
のが容易であり、また構成も単純で安価に製造できると
いう特質かある。二次巻線ＮｓはダイオードＤ１とキャ
パシタＣ１を介して整流平滑化されて、出力電圧ＶＯ１
ｌｔとして負荷に供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Ｖｉｎか印加されると、起動抵抗Ｒｇを介して主ト
ランジスタＱにベース電流が供給され、主トランジスタ
Ｑがスイッチンク動作モードに入る。主１〜ランジスタ
Ｑかターンオフすると、次側の整流タイオー　ドＤ１か
導通し、同時に電圧検出巻線Ｎ８に入っている帰還用ダ
イオードＤ２も導通する。このとき二次巻線Ｎｓの出力
電圧Ｖｎｓはほぼ出力電圧■１と等しくなる。他方電圧
検出巻線ＮＢの電圧Ｖｎｂは電圧ｖｎｓと比例しなもの
となるから、結局型１ｒ、Ｖｎｂを電流したキャパシタ
Ｃ１の電圧ＶＣも電圧■１と比例しなものとなる。 そこで、出力電圧■１が」−昇すると電圧Ｖｃも」−昇
するが、ゼナーダイオードＤ７が導通して主トランジス
タＱのベース電流をカッ１〜して、主トランジスタＱの
ターンオフ時期を贋めることによって出力電圧ｖ１を定
電圧化している。

【発明が解決しようとする課題】

しかし従来装置では、次の課題がある。 ■　漏れインダクタンスの影響で、厳密には電圧Ｖｎｂ
は電ＪｉＶｎｓとは比例関係に無いこと。 ■　整流ダイオードの順方向電位Ｖ、や出力回路の直流
抵抗成分による電圧降下について、補正が加えられてい
ないこと。 上記理由により、間接帰還方式では直接帰還方式（出力
電圧ｖ　Ｏｕｔを直接基準電圧Ｖ　ｒｅｆと比較して誤
差ｔＳ号を検出し、この誤差信号がゼロとなる方向に制
御すること）に比較して出力電圧の安定性が劣るという
課題かあった。 本発明はこのような課題を解決したもので、出力電圧を
ｔＵ接帰還方式稈度まで安定化した間接帰還方式のリン
ギングチョークコンバータ電源装置を提Ｏ（することを
目的とする。

【課題を解決するための手段］ このような目的を達成する本発明は、間接帰還方式によ
り出力型ＬＬを安定化しているリンギングチョークコン
バータ電源と１．このリンギングチョクコンバータ電源
の一次側に装着された可変インピーダンス素子と、この
リンギングチョークコンバータ電源の出力型バーと所定
の基準電圧とを比較して、この誤差信号かゼロとなる方
向に前記可変インピーダンス索子に制御ｒａ倍信号送る
制御回路とよりなることを特徴とするものである。 前記リンぎンクチョークコンバータ電源の詳細を説明す
ると、直流入力電圧が一次巻線の陽極側に印加されるト
ランスと、このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側
に接続され、入力側の基準電圧線か出力端子側に接続さ
れたスイッチング素子と、このトランスの二次巻線に発
生したスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧を出
力する一次側回路と、前記トランスに設（Ｊられた電圧
検出巻線と、この電圧検出巻線と前記スイッチング素子
の制御端子との間に装着された電流制限抵抗と、この電
圧検出巻線と当該電流制限抵抗の接続点にカソード端が
接続された帰還用タイオー　ドと、この電流制限抵抗と
前記スイッチング素子の制御端子との接続点にカソード
端が接続されたセナダイオードと、これら帰還用ダイオ
ード及びゼナーダイオードの接続点と前記基準電圧線と
を接続するキャパシタとよりなるものである。 好ましくは、前記可変インピーダンス素子は可飽和リア
クトルであり、前記リンギングチョークコンバータ電源
の電圧検出巻線と帰還用タイオドの間、若しくは帰還用
ダイオードとキャパシタとの間に取付けるとよい。 【作用］ 本発明の各構成要素はっぎの作用をする。リンギンクチ
ヨーク＝７ンバータ電源は間接帰還方式により、大まか
な出力電圧の安定化をしている。可変インピーダンス素
子を用いた安定化は、より厳密に出力電圧の安定化をし
ており、この結果直接帰還方式に比べて安価でありなが
ら同程度の安定性が実現される。 【実施例】 以下図面を用いて、本発明を説明する。 第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図である
。尚第１図において、前記第４図と同一作用をするもの
には同一符号をつけ説明を省略する。図において、可変
インピーダンス素子Ｌ　ｓは、例えは可飽和リアクトル
であって、電圧検出巻線ＮＢと帰還用のダイオードＤ２
のカソード側との間に装着される。なお、この接続位置
は帰還用ダイオードＤ２のアノ−ド側とＡ−ヤパシタＣ
２の接続点に挿入するものであってもよい。可変インピ
ーンス索了Ｌｓの望ましい特性としては、交流インピー
ダンスを変化させることが容易であり、かつ定常的な損
失の少ないことか必要である。 誤差増幅回路は、出力電圧Ｖ別と所定の基準電圧Ｖｒｅ
ｆとを比較して誤差信号を求める誤差検出部と、この誤
差信号を増幅して可変インピーダンス素子の駆動ができ
る程度にする増幅部とよりなる６基準電圧源としては、
例えばセナータイオドが使用される。制御巻線ｌ、Ｃは
、ｉｉ］飽和リアすトルＩ、Ｓと同一コアに巻かれたも
ので、誤差増幅回路の出力端に接続されて、リセット電
流（可飽和リアクトルでは、制御用の電流のことであり
、この電流の量によって電圧検出巻線ＮＢ側のインピー
ダンスが変化する）か供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図はスイッチング素子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
である。リンギングチョークコンバータ電源の基本動作
は、スイッチング素子Ｑかオンされている状態でトラン
スにエネルギを蓄積し、オフ状態で二次巻線Ｎｓ及びミ
ル検出巻線Ｎ８に放出することを繰返している。なお、
ｃｈ検出巻線側ＮＢの可飽和リアク１〜ルＩ、Ｓ　−帰
還用ダイオードＤ２・キャパシタＣ２の配置ｈ：か第１
図のものと相違するのは、これらは直列に接続されてい
れは順番を問わないことと、説明の便宜上二次巻線側と
の対称性を高くするためである。 第３図は第１図の装置の波形１ン１で、（＾）はキャパ
シタＣ２に流れる電流ｉｃ、（Ｂ）は二次巻線に流れる
電流ｉｓ、（Ｃ）は二次巻線に発生する電圧Ｖｎｓ、（
Ｄ）はスイッチング索子Ｑのオンオフ状態の説明図で、
各国において実線はリセット量の多いとき、破線は少な
いときを示している。 電圧検出巻線ＮＢと直列に可飽和リアクトルＬＳを挿入
すると、制御巻線り、　ｃに流れるリセット電流ＩＲの
量が変化することによって、このキャパシタＣ２に流込
む電流ｉｃの波形が変化する。 誤差増幅器は、出力電圧■川が高い場合にはリセット量
を少なくし、出力電圧Ｖ哩が低い場合にはリセット量を
多くしている。 リセット量か少ないときは、図中破線のようにスイッチ
ング素子Ｑかオフした瞬間の二次巻線ＮＳのインピーダ
ンスが、リセット量が多い場合に比較して大きく見える
ため、電圧検出巻線ＮＢに流込む電流か多くなり、電流
ｉｃのピーク値は増大する。ここで、キャパシタＣ２の
負荷をＲ１２、周期をＴとすると電圧Ｖｃは次式で！ｊ
−えられる。 ■　。 Ｖｃ＝ｆ　　ｔｃ／ｌ・”　１２／”　　　　　　　（
＋）ＲＣＣ電源は電圧Ｖｃか一定となるように動作して
いるので、電流ｉＣのピーク値が大となると周期′ｒが
大となるように制御が働く。これによりスイッチング素
子Ｑのオフ期間か延びて二次電流ｉｓの傾きが低下する
。また二次巻線ＮｓのインタフタンスをＬｎｓとすると
、電圧ＶＩＩＳは次式で与えられる。 Ｖｎｓ＝　Ｌｎｓ・（ｄｉｓ　／ｄｌ）　　　　　　　
　（２）そこで、電圧ｖｎｓのピーク値は減少し、その
結果電圧Ｖｎｓをピーク整流して得られる出力電圧７皿
は低］ζする。 以上説明したように、出力電圧が上昇したときは、誤差
増幅回路により可飽和リアクトルのリセッ１−量か少な
くなり、その結果出力型ｒ＝二を低ドさせる方向に帰還
か働く。また、逆に出力電圧ｖ　ｏｕｔか低下した場合
は、リセット量が多くなって出力ミルＶ皿を増大させる
方向に帰還か働いき、然して出力電圧ＶＯＩＩＩは安定
化される。

【ブト明の効果】

以上説明したように、本発明によれば次のような効果か
ある。 ■　可変インピーダンス素子により二次側の出力を安定
化しているので、漏れインタフタンス、整流ダイオード
の順方向電圧、出力回路の直流抵抗分などに起因する出
力電圧の安定性の悪さが改善され、直接帰還方式並みの
安定性が得られる。 ■　実施例のように、可変インピーダンス素子を一次側
においても、制御巻線ＬＣにより制御ずれは、−次側と
二次側の絶縁が確保され、安全性が高まる。 ■　実施例の可飽和リアクトルの動作は、制御系に影響
を与えるものだからＥＴ積の小さな素子、即ち小型の素
子で足りる。この点で、可飽和リアクトルを使用するマ
グアンプ方式（整流前の二次電圧のパルス幅を削って出
力電圧を制御する手法）の様に、大きなＥＴ積を使用す
るものと異なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実繕例を示す構成ブロック図、第２
図はスイッチング素子Ｑかオフ状態のときの等価回路図
、第３図は第１図の装置の波形図、第４図は従来装置の
構成ブロック図である。 １、　ｓ・・・可変インピーダンス素子、ｌｃ・・・制
御巻線、Ｎｐ・・・−次巻線、ＮＢ・・・電圧検出巻線
、Ｎｓ・・・二次巻線、ＩＲ・・・リセット電流、Ｖｃ
・・・ＲＣＣの出力電圧検出用の電圧、Ｖｎｓ・・・二
次電圧。 ■ ８■ ■−一つ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）間接帰還方式により出力電圧を安定化しているリ
   ンギングチョークコンバータ電源と、 このリンギングチョークコンバータ電源の一次側に装着
   された可変インピーダンス素子と、このリンギングチョ
   ークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準電圧とを比
   較して、この誤差信号がゼロとなる方向に前記可変イン
   ピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と、 よりなることを特徴とするリンギングチョークコンバー
   タ電源装置。
2. （２）前記リンギングチョークコンバータ電源は、直流
   入力電圧が一次巻線の陽極側に印加されるトランスと、 このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側に接続され
   、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続されたスイッ
   チング素子と、 このトランスの二次巻線に発生したスイッチング信号を
   整流平滑化して直流電圧を出力する二次側回路と、 前記トランスに設けられた電圧検出巻線と、この電圧検
   出巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に装着
   された電流制限抵抗と、この電圧検出巻線と当該電流制
   限抵抗の接続点にカソード端が接続された帰還用ダイオ
   ードと、この電流制限抵抗と前記スイッチング素子の制
   御端子との接続点にカソード端が接続されたゼナーダイ
   オードと、 これら帰還用ダイオード及びゼナーダイオードの接続点
   と前記基準電圧線とを接続するキャパシタとよりなるこ
   とを特徴とする請求項１記載のリンギングチョークコン
   バータ電源装置。
3. （３）前記可変インピーダンス素子は可飽和リアクトル
   であり、前記リンギングチョークコンバータ電源の電圧
   検出巻線と帰還用ダイオードの間、若しくは帰還用ダイ
   オードとキャパシタとの間に取付けられたことを特徴と
   する請求項２記載のリンギングチョークコンバータ電源
   装置。