JP2015100165A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の制御のフォトカプラを使用せず、負荷変動を容易に小さくできるフライバック方式のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】出力電圧検出回路３８は、主スイッチング素子１４がオフの期間に補助巻線１２ｃの発生電圧を整流する補助整流スイッチ４０と、補助整流スイッチ４０が出力する整流電圧を平滑して補助電圧Vo1を生成する補助コンデンサ２６ｂと、補助整流スイッチ４０をオンオフさせる補助整流スイッチ駆動回路を備える。補助整流スイッチ駆動回路は、主スイッチング素子１４がオフに転じることによって発生する補助巻線１２ｃのサージ電圧が減衰した後、出力整流素子１８がオフするまでの間に補助整流スイッチ４０をオンさせる。スイッチング制御回路３２は、補助電圧Vo1を所定の目標電圧に近づけるように主スイッチング素子１４のオンオフを制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、フライバック方式のスイッチング電源装置に関する。

フライバック方式のスイッチング電源装置は、スイッチング制御回路がトランスの一次側に設けられることが多い。この場合、二次側の出力電圧Voを制御する方法として、出力電圧Voの誤差情報をフォトカプラで一次側のスイッチング制御回路に伝達し、出力電圧Voを直接的に制御する直接制御型と、一次側で出力電圧Voに相当する電圧Vo1を検出してスイッチング制御回路に入力し、電圧Vo1を安定化することによって間接的に出力電圧Voを制御する間接制御型のいずれかが使用される。間接制御型は、フォトカプラを使用しないので、フォトカプラ特有の問題点（信号伝達特性が高速とはいえず、ばらつきも大きい、安全規格上の制約により素子の外形が大きい、受光トランジスタの耐電圧が低い場合が多い、比較的高価である等）を気にせず設計できるという利点があり、従来から様々な回路が提案されている。

例えば、従来の間接制御型のスイッチング電源装置１０は、図１８（ａ）に示すように、入力巻線１２ａ、出力巻線１２ｂ及び補助巻線１２ｃを有するトランス１２を備え、入力巻線１２ａと直列に接続された主スイッチング素子１４と、主スイッチング素子１４のオンオフを制御するスイッチング制御回路１６とが設けられている。

出力巻線１２ｂには、主スイッチング素子１４がオフのときの発生電圧を整流する出力整流素子１８と、その整流電圧を平滑して出力電圧Voを生成する出力コンデンサ２０とが接続されている。また、出力コンデンサ２０と並列にブリーダ抵抗２２が接続され、図１８（ｂ）に示すように、常時、一定の小さい電流Iminが流れる。出力コンデンサ２０の両端はスイッチング電源装置１０の出力であり、外部に接続された負荷２４に出力電圧Voを供給する。出力電流Ioは、装置内部のブリーダ抵抗２２の電流Iminと負荷２４に流れる電流とを合わせた電流である。

補助巻線１２ｃには、補助整流ダイオード２６ａと補助コンデンサ２６ｂとで構成された出力電圧検出回路２６が接続されている。補助整流ダイオード２６ａは、主スイッチング素子１４がオフの時に補助巻線１２ｃに発生する電圧を整流し、その出力を補助コンデンサ２６ｂで平滑し、補助コンデンサ２６ｂの両端に負の補助電圧Vo1（概ね出力電圧Voに対応した電圧）が発生する。出力電圧検出回路２６は、この補助電圧Vo1を、出力電圧Voに相当する電圧としてスイッチング制御回路１６に向けて出力する。そして、スイッチング制御回路１６は、補助電圧Vo1が所定の目標電圧に近づくように主スイッチング素子１４をオンオフさせ、出力電圧Voを間接的に制御する。

特許文献１に開示されているスイッチング電源装置は、上記のスイッチング電源装置１０の一種であり、スイッチング制御回路がリンギングチョーク方式の制御を行う構成になっている。具体的には、補助コンデンサ（特許文献１の図１におけるコンデンサ３０）に発生する負の補助電圧Vo1を抵抗分圧してシャントレギュレータに入力し、シャントレギュレータで補助電圧Vo1と目標電圧との差を増幅し、ＰＮＰトランジスタ等でシャントレギュレータに流れる電流を制御電流に変換し、タイマコンデンサ（特許文献１の図１におけるコンデンサ４６）に連続的に流し込む。制御電流は、補助電圧Vo1がシャントレギュレータによって規定される所定の目標電圧に近づくように増減し、これによってタイマコンデンサの充放電特性が変化し、主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間が調整される。

特開平５−３０４７７８号公報

従来のスイッチング電源装置１０は、図１９に示すように、出力電流Ioの変化に対する出力電圧Voの変動（負荷変動）が大きいという問題がある。以下、スイッチング電源装置１０の負荷変動が大きくなる原因について、図１８（ｂ）、図２０、図２１を用いて説明する。図１８（ｂ）は出力電圧検出に関する動作説明用の等価回路であり、出力巻線１２ｂの寄生抵抗２８が追記してある。出力巻線１２ｂの巻数はN12b、補助巻線１２ｃの巻数はN12cであり、出力巻線１２ｂの電圧をV12b、補助巻線１２ｃの電圧をV12c、出力整流素子１８の電流をI18、補助整流ダイオード２６ａの電流をI26aとする。出力整流素子１８及び寄生抵抗２８に電流I18が流れることによって発生する電圧降下をVa、補助整流ダイオード２６ａに電流I26aが流れることによって発生する電圧降下をVbとする。また、図２０、図２１の動作波形では、スイッチング制御回路１６が、主スイッチング素子１４のオンオフの制御をリンギングチョーク方式で行うと仮定しており、期間T1は主スイッチング素子がオンで出力整流素子１８がオフの期間、期間T2は主スイッチング素子がオフで出力整流素子１８がオンの期間、期間T3は主スイッチング素子がオフで出力整流素子１８もオフの期間である。

出力電流Ioが大きい動作点Ａ１における各部の動作波形は、図２０のように表される。第１の特徴は、期間T1から期間T2に移行した直後、電圧V12cがトランス１２の逆起電力によって負電圧に転じるとき、大きいサージ電圧（振幅Vcの共振電圧）が重畳する点である。このサージ電圧は、トランス１２のリケージインダクタンスが期間T1の間に蓄積されたエネルギーを放出することによって発生し、放出されたエネルギーが共振経路の抵抗分に吸収されて短い時間で減衰する。サージ電圧のピークは、出力電流Ioが大きい程大きくなる。補助整流ダイオード２６ａは、期間T2が開始した直後のサージ電圧のピークを受けてオンし、補助コンデンサ２６ｂを充電する電流I26aが流れる。その後、補助整流ダイオード２６ａは、サージ電圧が小さくなるとオフする。したがって、補助電圧Vo1は、サージ電圧のピーク値よりも補助整流ダイオード２２ａの電圧降下Vbだけ低い値となる。

第２の特徴は、期間T2の間、出力巻線１２ｂ側の電圧降下Vaの影響で、電圧V12cに傾斜が発生する点である。主スイッチング素子１４と補助整流ダイオード２２ａが共にオフし、出力整流素子１８がオンしているとき、トランス１２の各巻線の電圧は、出力巻線１２ｂ側の回路によって決定される。出力巻線１２ｂには、出力電圧Voと電圧降下Vaを加算した電圧が印加される。出力電圧Voはほぼ一定であるが、出力整流素子１８及び寄生抵抗２４の電圧降下Vaは電流I18の大きさに応じて変化し、電流I18が大きいと大きくなり、電流I18がゼロになるとほぼゼロになる。したがって、出力巻線１２ｂの電圧V12bに電圧降下Vaによる傾斜が発生し、補助巻線１２ｃの電圧V12cにも、これに対応した（N12c／N12b×Va）の傾斜が発生する。期間T2が終了するのは、電流I18がゼロになって出力整流素子１８がオフする時であり、このときの電圧V12cは、（N12c／N12b×Vo）となる。

補助電圧Vo1はスイッチング制御回路１６により一定に制御されるので、出力電圧Voは、式（１）のように表わされる。

動作点Ａ１は出力電流Ioが大きいので、電圧Va及びVcが大きい。したがって、式（１）から分かるように、出力電圧Voが相対的に低くなる。

一方、動作点Ａ２における各部の動作波形は、図２１のように表される。動作点Ａ２の動作は、基本的に動作点Ａ１と同じであり、上記の式（１）が成立する。動作点Ａ２は出力電流Ioが小さいので、動作点Ａ１に比べて電圧Va及びVcが小さい。したがって、出力電圧Voが相対的に高くなる。

このように、スイッチング電源装置１０は、出力電流Ioの大小によって電圧Va及びVcが変化するため、負荷変動が非常に大きくなる。この負荷変動を小さくする方法として、例えば、出力巻線１２ｂを太くする等して寄生抵抗２８の抵抗値を小さくし、電圧Vaの発生を抑える方法が考えられるが、トランス１２の外形が大きくなってしまう。また、トランス１２の各巻線間の結合度を高くすることによってリケージインダクタンスを小さくし、電圧Vcの発生を抑えることも有効であるが、絶縁の信頼性を考えると限界がある。

特許文献１のスイッチング電源装置も、上記のスイッチング電源装置１０と同様の理由で負荷変動が大きくなる。さらに、シャントレギュレータに流れる電流が補助コンデンサの負荷電流となる構成なので、この負荷電流が大きく変化することによって補助コンデンサの電圧が変動し、その結果、上記の負荷変動や入力電圧の変化に対する出力電圧の変動（入力変動）が大きくなる可能性がある。特許文献１では、補助コンデンサの負荷としてブリーダ抵抗（特許文献１の図１における抵抗３１）が付加され、シャントレギュレータの電流が変化しても、負荷電流全体の変化については小さくなるよう考慮されているが、ブリーダ抵抗に流れる電流をかなり大きくしないと効果が無いので、ブリーダ抵抗に大きな電力損失が発生し、出力電圧検出回路の負担も大きくなる。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、出力電圧の制御にフォトカプラを使用せず、負荷変動を容易に小さくできるフライバック方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、スイッチング動作により入力電圧を断続する主スイッチング素子と、入力巻線、出力巻線及び補助巻線を有し、前記入力巻線に前記主スイッチング素子のスイッチング動作により発生する断続電圧が印加されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記出力巻線に発生する電圧を整流する出力整流素子と、前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑して出力電圧を生成する出力コンデンサと、前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子がオフの期間に前記補助巻線に発生する電圧を整流する補助整流スイッチと、前記補助整流スイッチが出力する整流電圧を平滑して補助電圧を生成する補助コンデンサと、前記補助整流スイッチをオンオフさせる補助整流スイッチ駆動回路とを有する出力電圧検出回路を備え、前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後、前記出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせ、
前記スイッチング制御回路は、前記出力電圧検出回路の前記補助電圧を所定の目標電圧に近づけるように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング電源装置である。

例えば、前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子のオンオフの制御をリンギングチョーク方式で行い、前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後であって、前記出力整流素子に流れる電流が一定以下に低下した後、前記出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせる。

また、本発明は、スイッチング動作により入力電圧を断続する主スイッチング素子と、入力巻線、複数の出力巻線及び補助巻線を有し、前記入力巻線に前記主スイッチング素子のスイッチング動作により発生する断続電圧が印加されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記複数の出力巻線に発生する電圧をそれぞれ整流する複数の出力整流素子と、前記複数の出力整流素子が出力する整流電圧をそれぞれ平滑して出力電圧を生成する複数の出力コンデンサと、前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子がオフの期間に前記補助巻線に発生する電圧を整流する補助整流スイッチと、前記補助整流スイッチが出力する整流電圧を平滑して補助電圧を生成する補助コンデンサと、前記補助整流スイッチをオンオフさせる補助整流スイッチ駆動回路とを有する出力電圧検出回路を備え、前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後、前記複数の出力整流素子の中の最も長く導通している素子がオフするまでの間に前記補助整流素子をオンさせ、
前記スイッチング制御回路は、前記出力電圧検出回路の前記補助電圧を所定の目標電圧に近づけるように前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング電源装置である。

例えば、前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子のオンオフの制御をリンギングチョーク方式で行い、前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後であって、前記複数の出力整流素子の中の最も長く導通している素子に流れる電流が一定以下に低下した後、該出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせる。

上記スイッチング電源装置は、前記主スイッチング素子のグランド端子がグランドラインに接続され、前記補助巻線の２つの端子のうち、前記主スイッチング素子がオンの時に低電圧となる側の第一端子が前記グランドラインに接続され、前記出力電圧検出回路は、前記補助整流スイッチの一端が前記補助巻線の他端子である第二端子に接続され、前記補助コンデンサが前記補助整流スイッチの他端と前記グランドラインとの間に接続され、前記補助コンデンサの両端に負の前記補助電圧が発生し、前記スイッチング制御回路は、前記第二端子の電圧の変化を前記主スイッチング素子のベースに伝達する正帰還回路と、コレクタが前記主スイッチング素子のベースに接続され、エミッタが前記グランドラインに接続されたＮＰＮ形の駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタのベースエミッタ間に接続されたタイマコンデンサと、前記第二端子と前記駆動トランジスタのベースとの間に接続され、前記第二端子の電圧が正の期間に前記タイマコンデンサを充電し、負の期間に前記タイマコンデンサを放電する充放電回路と、前記駆動トランジスタのベースに接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサに向けて制御電流を流し込む制御電流生成回路とを有し、前記制御電流生成回路は、前記補助電圧を前記目標電圧に近づける方向に前記制御電流を増減させる構成を備えている。

前記出力電圧検出回路の前記補助整流スイッチは、アノードが前記補助平滑コンデンサに接続された補助ダイオードと、コレクタが前記補助ダイオードのカソードに接続され、エミッタが前記第二端子に接続されたＮＰＮ形の補助トランジスタとで構成され、前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記補助トランジスタのベースエミッタ間に接続された補助タイマコンデンサと、前記グランドラインと前記補助トランジスタのベースとの間に接続された補助充放電回路とで構成され、前記補助充電回路は、前記第二端子の電圧が正の期間に前記補助タイマコンデンサを放電する電流を流し、前記第二端子の電圧が負の期間に前記補助タイマコンデンサを充電する電流を流し、これらの電流は、前記第二端子に発生している電圧の大小に応じてそれぞれ増減する構成であることが好ましい。

また、前記制御電流生成回路は、負の電圧である前記補助電圧を正の電圧に変換して出力する電圧反転回路と、前記電圧反転回路が出力した電圧と基準電圧との差を増幅した電圧を出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路が出力した電圧を電流に変換することによって前記制御電流を生成すると共に、該制御電流を前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサに向けて流し込む電圧・電流変換回路とで構成され、前記誤差増幅回路が出力する電圧は、前記電圧反転回路が出力する電圧を前記基準電圧に近づける方向に増減する構成であることが好ましい。

本発明のスイッチング電源装置によれば、出力電圧検出回路が補助巻線の発生電圧から補助電圧を生成する際、出力電流の大小で変化するサージ電圧が減衰した後のタイミングで整流し平滑するので、サージ電圧の影響を排除することができ、負荷変動を小さくできる。さらに、リンギングチョーク方式の制御を行うスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路が補助巻線に発生する電圧から補助電圧を生成する際、出力整流素子に流れる電流が一定以下に低下したタイミングで整流し平滑するので、出力巻線側の電圧降下の影響も小さくすることができ、負荷変動を一層小さくできる。また、トランスに複数の出力巻線を設けて複数の出力回路を設けた場合も、同様の作用効果を得ることができる。

本発明のスイッチング電源装置の第一実施形態を示す回路図である。 図１の出力電圧検出回路の具体的な構成を示す回路図（ａ）、出力電圧検出に関する動作説明用の等価回路（ｂ）である。 図１の制御電流生成回路の内部構成を示すブロック図である。 図３の電圧反転回路の具体的な構成を示す回路図である。 図３の電圧・電流変換回路の具体的な構成を示す回路図である。 第一実施形態のスイッチング電源装置の負荷変動特性を示すグラフである。 図６の動作点Ｂ１における各部の動作波形である。 図７の動作波形の期間Ｔ２の部分を拡大した図である。 図６の動作点Ｂ２における各部の動作波形である。 図９の動作波形の期間Ｔ２の部分を拡大した図である。 本発明のスイッチング電源装置の第二実施形態を示す回路図（ａ）、出力電圧検出に関する動作説明用の等価回路（ｂ）である。 第二実施形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形である。 図１２の動作波形の期間Ｔ２を拡大した図である。 本発明のスイッチング電源装置の第三実施形態を示す回路図である。 図１４の出力電圧検出回路の具体的な構成を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置の第四実施形態を示す回路図である。 本発明の応用例を示す回路図（ａ），（ｂ）である 従来のスイッチング電源装置を示す回路図（ａ）、出力電圧検出に関する動作説明用の等価回路（ｂ）である。 従来のスイッチング電源装置の負荷変動特性を示すグラフである。 図１９の動作点Ａ１における各部の動作波形（ａ）、期間Ｔ２の部分を拡大した図（ｂ）である。 図１９の動作点Ａ２における各部の動作波形（ａ）、期間Ｔ２の部分を拡大した図（ｂ）である。

以下、本発明のスイッチング電源装置の第一実施形態について、図１〜図１０に基づいて説明する。ここで、従来のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。

第一実施形態のスイッチング電源装置３０は、図１に示すように、入力巻線１２ａ、出力巻線１２ｂ及び補助巻線１２ｃを有するトランス１２を備え、入力巻線１２ａと直列に接続された主スイッチング素子１４と、主スイッチング素子１４を駆動するスイッチング制御回路３２とを備えている。主スイッチング素子１４は、例えば、ＮＰＮ形のトランジスタであり、エミッタがグランドライン３６に接続されている。

出力巻線１２ｂには、主スイッチング素子１４がオフのときの発生電圧を整流する出力整流素子１８と、その整流電圧を平滑して出力電圧Voを生成する出力コンデンサ２０とが接続されている。また、出力コンデンサ２０と並列にブリーダ抵抗２２が接続され、常時、一定の小さい電流Iminが流れる。出力コンデンサ２０の両端はスイッチング電源装置１０の出力であり、外部に接続された負荷２４に出力電圧Voを供給する。出力電流Ioは、装置内部のブリーダ抵抗２２の電流Iminと負荷２４に流れる電流とを合わせた電流である。出力巻線１２ａ側の回路（出力回路）は、従来のスイッチング電源装置１０と同様である。

補助巻線１２ｃは、第一及び第二端子３４(1)，３４(2)を有し、主スイッチング素子１４がオフのときに高電位になる第一端子３４(1)がグランドライン３６に接続され、第二端子３４(2)に出力電圧検出回路３８が接続されている。

出力電圧検出回路３８は、補助整流スイッチ４０、補助整流スイッチ駆動回路４２、及び補助コンデンサ２６ｂで構成されている。例えば、図２（ａ）に示すように、補助整流スイッチ４０は、アノードが補助平滑コンデンサ２６ｂに接続された補助ダイオード４０ａと、コレクタが補助ダイオード４０ａのカソードに接続され、エミッタが第二端子３４(2)に接続されたＮＰＮ形の補助トランジスタ４０ｂとで構成することができる。補助整流スイッチ駆動回路４２は、補助トランジスタ４０ｂのベースエミッタ間に接続された補助タイマコンデンサ４２ａと、グランドライン３６と補助トランジスタ４０ｂのベースとの間に接続された補助充放電回路４２ｂとで構成することができる。補助充放電回路４２ｂは、複数の抵抗とダイオード素子とで構成され、第二端子３４(2)の電圧が正の期間に補助タイマコンデンサ４２ａを放電する電流を流し、負の期間に補助タイマコンデンサ４２ａを充電する電流を流す。この充放及び放電の電流は、第二端子３４(2)に発生している電圧の大小に応じてそれぞれ増減する。補助タイマコンデンサ４２ｂの電圧（補助トランジスタ４０ｂのベースエミッタ間電圧）は、補助充放電回路４２ｂの充放電によってノコギリ波状に変化し、補助トランジスタ４０ｂのオン閾値電圧に達すると、補助トランジスタ４０ｂがオンする。したがって、補助整流スイッチ４０は、主スイッチング素子１４がオフの期間中であって、主スイッチング素子１４がオフに転じてから所定時間が経過した時にオンし、補助巻線１２ｃの発生電圧を整流する。そして、補助整流スイッチ４０の出力を補助コンデンサ２６ｂで平滑し、補助コンデンサ２６ｂの両端に負の補助電圧Vo1を発生させる。補助電圧Vo1は出力電圧Voに相当する電圧としてスイッチング制御回路３２に向けて出力される。詳しい動作は、後で説明する。

スイッチング制御回路３２は、図１に示すように、起動回路４４、正帰還回路４６、駆動トランジスタ４８、タイマコンデンサ５０、充放電回路５２、及び制御電流生成回路５４で構成されている。起動回路４４は、入力電圧Viが投入されると、主スイッチング素子１４のベースに起動電流を供給する回路であり、例えば、抵抗でシンプルに構成してもよいし、過電流垂下特性を考慮して定電流回路を使用してもよい。正帰還回路４６は、コンデンサと抵抗等で構成され、補助巻線１２ｃの第二端子３４(2)の電圧の変化を主スイッチング素子１４のベースに伝達する回路である。主スイッチング素子１４がオンに転じるタイミングは、正帰還回路４６からの正帰還によって定まる。

駆動トランジスタ４８は、コレクタが主スイッチング素子１４のベースに接続され、エミッタがグランドライン３６に接続されたＮＰＮ形のトランジスタ素子であり、所定のタイミングで主スイッチング素子１４のベースエミッタ間を短絡して主スイッチング素子１４をオフさせる働きをする。

駆動トランジスタ４８の駆動は、ベースエミッタ間に接続されたタイミングコンデンサ５０、タイマコンデンサ５０を充放電する充放電回路５２、及びタイマコンデンサ５０に所定の制御電流Isを供給する制御電流生成回路５４によって行われる。充放電回路５２は、例えば複数の抵抗とツェナダイオードで構成され、第二端子３４(2)の電圧が正の期間にタイマコンデンサ５０を充電し、負の期間にタイマコンデンサ５０を放電する。制御電流生成回路５４は、出力電圧検出回路３８の補助電圧Vo1に応じて所定の制御電流Isを生成し、主スイッチング素子１４がオンの期間に制御電流Isをタイマコンデンサ５０に流し込む。タイマコンデンサ５０の電圧は、充放電回路５２の充放電と制御電流生成回路５４が出力する制御電流Isによってノコギリ波状になり、駆動トランジスタ４８のオン閾値電圧に達すると、駆動トランジスタ４８がオンする。したがって、駆動トランジスタ４８がオンするタイミング（主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミング）は、制御電流Isが増減すると変化する。例えば、制御電流Isが増加すると、タイミングコンデンサ５０の電圧の上昇速度が速くなり、主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミングが早まり、補助電圧Vo1及び出力電圧Voが低下する。

制御電流Isを出力する制御電流生成回路５４は、例えば図３に示すように、電圧反転回路５６、誤差増幅回路５８及び電圧・電流変換回路６０で構成することができる。電圧反転回路５６は、出力電圧検出回路３８が出力した負の補助電圧Vo1を正の電圧V56に変換する回路であり、オペアンプ６２、入力抵抗６４、及び帰還抵抗６６とで構成されている。入力抵抗６４と帰還抵抗６６の比を1：k（k>0）とすると、正の電圧k・Vo1を出力する。ここでは、電圧反転の位相特性を補正するため、入力抵抗６４と帰還抵抗６６にコンデンサ等を並列接続してもよい。また、図４に示す電圧反転回路５６aのように、オペアンプを使用せずに、複数のトランジスタと抵抗等を用いて構成してもよい。

誤差増幅回路５８は、図３に示すように、電圧反転回路５６が出力する電圧V56を抵抗６８ａ，６８ｂで分圧し、抵抗６８ｂの両端電圧と基準電圧７０との差を増幅して正の電圧V58を出力する反転増幅回路である。また、図４に示す誤差増幅回路５８ａのように、電圧反転回路５６ａの帰還抵抗６６を抵抗６８ａ，６８ｂとして兼用することも可能である。

電圧・電流変換回路６０は、図３に示すように、誤差増幅回路５８が出力する電圧V58を電流に変換する電圧・電流変換器７２と、主スイッチング素子１４がオンの期間に導通するスイッチ７４とを備えている。電圧・電流変換器７２は、例えば図５に示すように、補助巻線１２ｃの電圧であって、主スイッチング素子１４がオンの時に第二端子３４(2)に発生する電圧を整流平滑して直流電圧V76を生成する電源回路７６と、電源回路７６の出力と誤差増幅回路５８ａの出力との間に接続された抵抗７８とを有し、抵抗７８に電圧V76と電圧V58との差に応じた電流が流れる。さらに、電源回路７６の出力に一端が接続された抵抗８０と、エミッタが抵抗８０の他端に接続されベースが誤差増幅回路５８ａの出力に接続されたＰＮＰ形のトランジスタ８２とを有し、トランジスタ８２が、抵抗７８に流れる電流に応じたコレクタ電流を出力する。

スイッチ７４は、例えば図５に示すように、第一及び第二のダイオード８４，８６で構成することができる。第一のダイオード８４は、アノードがトランジスタ８２のコレクタに接続され、カソードが駆動トランジスタ４８のベースに接続されている。第二のダイオード８６は、アノードがトランジスタ８２のコレクタに接続され、カソードが補助巻線１２ｃの第二端子３４(2)に接続されている。主スイッチング素子１４がオンの期間は、第二端子３４に正の高電圧が発生するので第二のダイオード８６が非導通となり、トランジスタ８２のコレクタ電流が、第一のダイオード８４を通じてタイマコンデンサ５０に流れ込む。一方、主スイッチング素子１４がオフの期間は、第二端子３４に負の高電圧が発生するので、第二のダイオード８６が導通し、これに伴って第一のダイオード８４が非導通となり、トランジスタ７８のコレクタ電流が、第二のダイオード８６を通じてバイパスされる。すなわち、第一ダイオード８４に流れる電流が制御電流Isとなる。

この電圧・電流変換回路６０は、構成が非常にシンプルで安全性も高い。例えば、主スイッチング素子１４がオフの期間、第二のダイオード８２が導通することによってトランジスタ８２のコレクタに負の高電圧が印加されるが、トランジスタ８２のコレクタ電流は抵抗７８，８０の比によって制限されるので、トランジスタ８２に過大なコレクタ電流が流れる心配がない。

制御電流生成回路５４は、上記の電圧反転回路５６（５６ａ）、誤差増幅回路５８（５８ａ）及び電圧・電流変換回路６０により、出力検出回路３８が出力する補助電圧Vo1を所定の目標電圧に近づける方向に、制御電流Isを増減させる動作を行う。例えば、負の補助電圧Vo1の絶対値が上昇すると正の電圧V56も上昇し、所定の目標電圧を超えると正の電圧V58が低下し、制御電流Isが増加する。その結果、タイミングコンデンサ５０の電圧の上昇速度が速くなり、主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミングが早まり、補助電圧Vo1の絶対値が低下する。反対に、負の補助電圧Vo1の絶対値が低下すると正の電圧V56も低下し、所定の目標電圧を下回ると正の電圧V58が上昇し、制御電流Isが減少する。その結果、タイミングコンデンサ５０の電圧の上昇速度が緩くなり、主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミングが遅くなり、補助電圧Vo1の絶対値が上昇する。

次に、スイッチング電源装置３０の動作について説明する。スイッチング電源装置３０は、図６に示すように、出力電流Ioの変化に対する出力電圧Voの変動（負荷変動）が小さいという特徴がある。まず、負荷変動が小さくなる動作について、図２（ｂ）、図７〜図１０を用いて説明する。

図２（ｂ）は出力電圧検出に関する動作説明用の等価回路であり、出力巻線１２ｂの寄生抵抗２８が追記してある。出力巻線１２ｂの巻数はN12b、補助巻線１２ｃの巻数はN12cであり、出力巻線１２ｂの電圧をV12b、補助巻線１２ｃの電圧をV12c、出力整流素子１８の電流をI18、補助整流スイッチ４０（補助ダイオード４０ａと補助トランジスタ４０ｂの直列回路）の電流をI40とする。出力整流素子１８及び寄生抵抗２８に電流I18が流れることによって発生する電圧降下をVa、補助整流スイッチ４０に電流I40が流れることによって発生する電圧降下をVbとする。また、図７〜図１０の動作波形で、期間T1は主スイッチング素子１４がオンで出力整流素子１８がオフの期間、期間T2は主スイッチング素子１４がオフで出力整流素子１８がオンの期間、期間T3は主スイッチング素子１４がオフで出力整流素子１８もオフの期間である。

出力電流Ioが大きい動作点Ｂ１における各部の動作波形は、図７、図８のように表される。電圧V12b、電流I18、電圧V12cの波形は、従来のスイッチング電源１０の動作点Ａ１と同じである（図２０）。ここで重要なのは、補助コンデンサ２６ｂを充電する電流I40が流れるタイミングが、従来のスイッチング電源装置１０における同様の電流I26bが流れるタイミングと異なるという点である。従来のスイッチング電源装置１０の場合、電流I26bは、期間T2が開始した直後、補助巻線１２ｃの電圧V12cのサージ電圧のピークが発生する時に流れる。これに対して、スイッチング電源装置３０の場合、電流I40は、期間T2が開始してから電圧V12cのサージ電圧が減衰するまで所定時間が経過した後であって、出力整流素子１８の電流I18が一定以下（ゼロアンペア近く）まで低下した時に流れる。

スイッチング電源装置３０の電流I40は、補助トランジスタ４０ｂがオンし、かつ補助ダイオード４０ａが導通した時に流れる。補助トランジスタ４０ｂは、上記のように、補助タイマコンデンサ４２ａの電圧V42aがオン閾値電圧に達した時にオンする。期間T1の間、電圧V42aが補助充放電回路４２ｂで放電されてオン閾値電圧以下となり、補助トランジスタ４０ｂはオフしている。期間T2に移行すると、電圧V42aが補助充放電回路４２ｂで充電され、所定時間が経過した時にオン閾値電圧に達し、補助トランジスタ４０ｂがオンする。つまり、補助充放電回路４２ｂによる充放電特性を適宜調節することによって、期間T2が開始してから電圧V12cのサージ電圧が減衰した後であって、出力整流素子１８の電流I18が一定以下（ゼロアンペア近く）まで低下した時に、補助トランジスタ４０ｂがオンするように設定されている。このタイミングで補助トランジスタ４０ｂがオンすれば、補助ダイオード４０ａは支障なく導通し、補助コンデンサ２６ｂを充電する電流I40が流れる。

電流I40が流れる時、電圧降下Vaはほぼゼロなので、補助巻線１２ｃの電圧V12cはほぼ（N12c／N12b×Vo）となり、補助電圧Vo1は（N12c／N12b×Vo）よりも補助整流スイッチ４０の電圧降下Vbだけ低い値となる。

補助電圧Vo1はスイッチング制御回路３２により一定に制御されるので、出力電圧Voは、式（２）のように表わされる。

動作点Ｂ１は出力電流Ioが大きいので、電圧Va及びVcが大きくなる。しかし、式（２）の右辺に電圧Vcと電圧Vaを含まないので、出力電流Ioの大小の影響をほとんど受けず、出力電圧Voがほぼ一定の値となる。

一方、動作点Ｂ２における各部の動作波形は、図９、図１０のように表される。動作点Ｂ２の動作は、基本的に動作点Ｂ１と同じである。動作点Ｂ２では、動作点Ｂ１よりもスイッチング周期（期間T1〜T3の合計時間）が短くなるが、期間T1と期間T2の時比率がほぼ同じなので、電流I40が流れるタイミングは、動作点Ｂ１と同様に、期間T2が開始してから電圧V12cのサージ電圧が減衰した後であって、出力整流素子１８の電流I18が一定以下（ゼロアンペア近く）まで低下したタイミングとなり、上記の式（２）が成立する。これは、入力電圧Viが異なる場合でも同様である。

動作点Ｂ２は出力電流Ioが小さいので、動作点Ｂ１に比べて電圧Va及びVcが小さくなる。しかし、式（２）の右辺に電圧Vcと電圧Vaを含まないので、出力電流Ioの大小の影響をほとんど受けず、出力電圧Voがほぼ一定の値となる。

なお、出力電圧検出回路４２の動作に関し、電流I40が流れるタイミングは、期間T2が終了するのと同時又はその前（出力整流素子１８の電流I18がゼロアンペアに達するのと同時、又はその前）でなければならない。期間T3に移行すると、電圧V12cがゼロに向かって正弦波状に変化するので、期間T3に移行してから補助トランジスタ４０ｂがオンすると、式（２）が成立しなくなり、出力電圧Voを正しく検出できないからである。したがって、補助充放電回路４２ｂの定数を設定する際は、回路素子のばらつき等を考慮し、電流I18が少し残っている段階で補助トランジスタ４０ｂがオンするようにマージンを持たせるとよい。ただし、マージンを大きくし過ぎると、式（２）の右辺に電圧Vaが発生し、負荷変動の要因となるので留意する。

オンしている補助トランジスタ４０ｂがオフに転じるタイミングについては、期間T3の途中でもよい。期間T3は、補助トランジスタ４０ｂがオンしていたとしても、電圧V12cがゼロに向かって変化するため、補助ダイオード４０ａが非導通となり電流I40が遮断されるからである。補助トランジスタ４０ｂは、次の期間T1が開始する前（次に主スイッチング素子がオンする前）までにオフすればよく、オンのタイミングを設定するとき程の高い精度は必要ない。

その他、スイッチング電源装置３０は、図７、図９に示すように、制御電流Isが期間T1（主スイッチング素子１４がオンで出力整流素子１８がオフの期間）の間だけ流れるという特徴がある。これにより駆動トランジスタ４８のベース電流が制限され、駆動トランジスタ４８のオーバードライブを防止することができる。上述した特許文献１のスイッチング電源装置の場合、制御電流Isに相当する電流（特許文献１における図１のトランジスタ４２のコレクタ電流）がほぼ直流であり、駆動トランジスタ（特許文献１の図１におけるトランジスタ１２）がオンしている期間にも流れ続ける。したがって、例えば急に出力電流Ioが減少すると、制御電流Isが急増し、タイマコンデンサ（特許文献１の図１におけるコンデンサ４６）を適切に充放電できなくなり、駆動トランジスタがオーバードライブ状態になってストレージ時間が長くなる。その結果、主スイッチング素子のオンオフの時比率が不安定になり、例えば、スイッチング動作と停止とを繰り返す状態（間欠動作）に陥って出力リップルが大きくなる、等の問題が発生する。これに対して、スイッチング電源装置３０の場合、制御電流Isが駆動トランジスタ４８がオフしている期間T1の間だけ流れるので、制御電流Isが急増しても、駆動トランジスタ４８がオーバードライブ状態になりにくく、主スイッチング素子１４の動作が不安定になるという問題を回避することができる。

また、スイッチング電源装置３０は、出力電流検出回路３８の出力である補助コンデンサ２６ｂの負荷電流がほぼ一定なので、負荷電流の変化による補助電圧Vo1の変動が発生しないという特徴がある。特許文献１のスイッチング電源装置の場合、上記のように、大きく変化するシャントレギュレータの電流が補助コンデンサの負荷電流になるので、補助電圧Vo1の変動を抑えるためにブリーダ抵抗が設けられ、その結果、回路損失が増加している。これに対して、スイッチング電源装置３０の場合、補助コンデンサ２６の負荷は電圧反転回路５６（５６ａ）なので、負荷電流がほぼ一定で小さい値になる。したがって、ブリーダ抵抗を設ける等の処置は不要である。

さらに、スイッチング電源装置３０は、誤差増幅回路５８の基準電圧７０のマイナス側がグランドライン３６と同電位なので、使用者が出力電圧Voを外部可変できる機能を容易に実現できるという特徴がある。出力電圧Voの外部可変は、誤差増幅回路５８（５８ａ）の基準電圧７０を外部可変することによって行うことができる。しかし、特許文献１のスイッチング電源装置の場合、誤差増幅回路としてシャントレギュレータが使用され、内部の基準電圧が固定されているため、出力電圧Vo外部可変は困難である。また、シャントレギュレータを独立したオペアンプ及び基準電圧に置き換え、基準電圧の両端を外部に引き出せるようにしたとしても、基準電圧の両端が共にグランドラインと電位が異なるので、基準電圧可変用の外部回路を接続するのは容易ではなく、外部回路を周囲から絶縁する等の措置が必要になる。これに対して、スイッチング電源装置３０の場合、基準電圧７０のマイナス側がグランドライン３６と同電位なので、外部回路を容易に接続することができる。

以上説明したように、スイッチング電源装置３０によれば、出力電圧検出回路３８が補助巻線１２ｃに発生する電圧V12cから補助電圧Vo1を生成する際、出力電流Ioの大小で変化するサージ電圧が減衰した後のタイミングで電圧V12cを整流し平滑するので、電圧Vcの影響が排除される。さらに、出力整流素子１８に流れる電流I18が一定以下に低下したタイミングで電圧V12cを整流し平滑するので、出力巻線１２ｂ側の電圧降下Vaの影響もほとんど排除される。したがって、負荷変動を非常に小さくすることができる。また、使用者が出力電圧Voを外部可変できる機能も容易に実現することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第二実施形態について、図１１〜図１３に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

第二実施形態のスイッチング電源装置８８は、図１１に示すように、出力巻線１２ｂ、出力整流素子１８、出力コンデンサ２０及びブリーダ抵抗２２で成る出力回路が２組設けられており、その他の構成はスイッチング電源装置１０と同様である。以下、２つの出力回路を構成する各素子、各部の電圧及び電流について、符号の末尾に(1)，(2)を付して区別して説明する。

(1)を付した出力回路の出力電力Po(1)＝Vo(1)・Io(1)が、(2)を付した出力回路の出力電力Po(2)＝Vo(2)・Io(2)よりも大きい場合、各部の動作波形は、図１２、図１３のように表わされる。期間T1は、主スイッチング素子１４がオンで出力整流素子１８(1)，１８(2)がオフの期間であり、図７の期間T1と同様である。期間T21は、主スイッチング素子１４がオフ、出力整流素子１８(1)がオン、出力整流素子１８(2)がオンの期間である。この期間は、電流I18(1)，I18(2)が流れ、図１１（ｂ）に示す電圧降下Va(1)，Va(2)が発生している。

期間T22は、主スイッチング素子１４がオフ、出力整流素子１８(1)がオン、出力整流素子１８(2)がオフの期間である。上記のようにP(2)＜(1)なので、出力電流Io(2)を得るために必要な電流I18(2)が期間T21の間に全て流れてしまう。したがって、期間T22になると、出力整流素子１８(2)がオフして電流I18(2)が流れなくなり、電圧降下Va(2)もほぼゼロになる。一方、出力電流Io(1)を得るために必要な電流I18(1)は、期間T22の間も流れ、電圧降下Va(1)が発生している。期間T3は、主スイッチング素子がオフ、出力整流素子１８(1)がオフ、出力整流素子１８(2)がオフの期間であり、図７の期間T3と同様である。

ここで重要なのは、補助コンデンサ２６ｂを充電する電流I40が流れるタイミングである。電流I40が流れるタイミングは、期間T21が開始してから電圧V12cのサージ電圧が減衰するまで所定時間が経過した後であって、最も長く導通している出力整流素子１８(1)の電流I18(1)が一定以下（ゼロアンペア近く）まで低下した時、すなわち期間T22が終了する直前である。

図１２に基づいて補助整流スイッチ４０の動作を説明すると、期間T1では、電圧V42aが補助充放電回路４２ｂで放電されてオン閾値電圧以下であり、補助トランジスタ４０ｂはオフしている。期間T21に移行すると、電圧V42cが補助充放電回路４２ｂで充電されて上昇する。しかし、電流I18(2)がゼロに達しても、電圧V42aは補助トランジスタ４０ｂのオン閾値電圧に達しない。期間T22は、出力整流素子１８(2)がオフしているが、出力整流素子１８(1)がオンしているので、補助巻線１２ｃの電圧V12cが、ほぼ期間T21と同様の電圧に保持される。したがって、期間T22に移行すると、電圧V42ａがさらに補助充電回路４２ｂで充電され、所定時間が経過した時にオン閾値電圧に達し、補助トランジスタ４０ｂがオンする。つまり、補助充放電回路４２ｂによる充放電特性を適宜調節することによって、期間T21が開始してから電圧V12cのサージ電圧が減衰した後であって、最も長く導通している出力整流素子１８(1)の電流I18(1)が一定以下（ゼロアンペア近く）まで低下した時に、補助トランジスタ４０ｂがオンするように設定されている。

電流I40が流れるタイミングで、補助巻線１２ｃの電圧V12cはほぼ（N12c／N12b(1)×Vo(1)）であり、補助電圧Vo1は、（N12c／N12b(1)×Vo(1)）よりも補助整流スイッチ４０の電圧降下Vbだけ低い値となる。したがって、補助電圧Vo1がスイッチング制御回路３２により一定に制御されることにより、出力電圧Vo(1)が、電圧Va(1)や電圧Vcの影響を受けず、ほぼ一定の値となる。

同様に、電流I40が流れる時、補助巻線１２ｃの電圧V12cはほぼ（N12c／N12b(2)×Vo(2)）であり、補助電圧Vo1は、（N12c／N12b(2)×Vo(2)）よりも補助整流スイッチ４０の電圧降下Vbだけ低い値となる。したがって、補助電圧Vo1がスイッチング制御回路３２により一定に制御されることにより、出力電圧Vo(2)が、電圧Va(2)や電圧Vcの影響を受けず、ほぼ一定の値となる。

ただし、厳密には出力電圧Vo(2)は電圧Vd(2)だけ変動する。図１３に示すように、電圧V12b(2)は、期間T21の終了時（出力整流素子１８(2)がオフする時）に出力電圧Vo(2)となり、期間T22の間に、出力電流Io(1)の影響を受けてさらに電圧Vd(2)だけ低下する。その結果、補助電圧Vo1が一定に制御されることによって、出力電圧Vo(2)と電圧Vd(2)の合計値がほぼ一定の値となる。したがって、出力電圧Vo(2)は、出力電流Io(1)の影響を受けて電圧Vd(2)だけ変動することになる。しかし、電圧Va(2)や電圧Vcの影響はほぼ排除されており、新たに発生する電圧Vd(2)も小さいので、大きな問題にはならない。

以上説明したように、スイッチング電源装置８８によれば、上記のスイッチング電源装置３０の構成に出力回路を追加するだけで、容易に２出力の電源装置を構成することができ、同様の作用効果を得ることができる。つまり、出力電力が大きい方の出力電圧がほぼ一定に保持することができ、出力電力が小さい方の出力電圧についても、若干の電圧変動が発生するものの概ね一定に保持することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第三実施形態について、図１４、図１５に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３０，８８と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

第三実施形態のスイッチング電源装置９０は、図１４に示すように、リンギングチョーク方式の制御を行う新たなスイッチング制御回路９２を有し、新たな出力電圧検出回路９４が設けられ、さらに複数の出力回路が設けられている。スイッチング制御回路９２が上記のスイッチング制御回路３２と異なるのは、新たな制御電流生成回路１００が設けられている点である。また、トランス１２には、入力巻線１２ａ、出力巻線１２ｂ(1)〜１２ｂ(4)、補助巻線１２ｃに加え、新たに帰還巻線１２ｄが設けられている。

帰還巻線１２ｄは、一端に正帰還回路４６と充放電回路５２とが接続され、他端がグランドライン３６に接続され、正帰還回路４６と充放電回路５２に対して、上記スイッチング電源装置３０，８８における補助巻線１２ｃと同様の電圧を供給する。

スイッチング電源装置９０における補助巻線１２ｃは、第一及び第二端子３４(1)，３４(2)を有し、主スイッチング素子１４がオンのときに高電位になる第二端子３４(2)がグランドライン３６に接続され、第一端子３４(1)に新たな出力電圧検出回路９４が接続されている。

出力電圧検出回路９４は、補助整流スイッチ９６、補助整流スイッチ駆動回路９８、及び補助コンデンサ２６ｂで構成されている。例えば、図１５に示すように、補助整流スイッチ９６は、カソードが補助平滑コンデンサ２６ｂに接続された補助ダイオード９６ａと、コレクタが補助ダイオード９６ａのアノードに接続され、エミッタが第一端子３４(1)に接続されたＰＮＰ形の補助トランジスタ９６ｂとで構成することができる。補助整流スイッチ駆動回路９８は、補助トランジスタ９６ｂのベースエミッタ間に接続した補助タイマコンデンサ９８ａと、グランドライン３６と補助トランジスタ９６ｂのベースとの間に接続した補助充放電回路９８ｂとで構成することができる。補助充放電回路９８ｂは、複数の抵抗とダイオード素子とで構成され、第一端子３４(1)の電圧が正の期間に補助タイマコンデンサ９８ａを放電する電流を流し、負の期間に補助タイマコンデンサ９８ａを充電する電流を流す。これら充電及び放電の電流は、第一端子３４(1)に発生している電圧の大小に応じてそれぞれ増減する。補助タイマコンデンサ９８ａの電圧（補助トランジスタ９６ｂのベースエミッタ間電圧）は、補助充放電回路９８ｂの充放電によってノコギリ波状に変化し、補助トランジスタ９６ｂのオン閾値電圧に達すると、補助トランジスタ９６ｂがオンする。したがって、補助整流スイッチ９６は、主スイッチング素子１４がオフの期間中であって、主スイッチング素子１４がオフに転じてから所定時間が経過した時にオンし、補助巻線１２ｃの発生電圧を整流する。そして、補助整流スイッチ９６の出力を補助コンデンサ２６ｂで平滑し、補助コンデンサ２６ｂの両端に正の補助電圧Vo1を発生させる。補助電圧Vo1は、出力電圧Voに相当する電圧としてスイッチング制御回路９２に向けて出力される。

図２の出力電圧検出回路３８とこの出力電圧検出回路９４とを比べると、前者は正の補助電圧Vo1を生成するのに対し、後者は正の補助電圧Vo1を生成するという違いを除いて、基本的な動作は同じである。したがって、補助整流スイッチ駆動回路９８の充放電特性を設定する方法も、補助整流スイッチ駆動回路４２の場合と同様である。

制御電流生成回路１００は、図３に示す制御電流生成回路５４と同様に、補助電圧Vo1を目標電圧に近づける方向に増減する制御電流Isを生成するための回路であるが、ここでは電圧反転回路５６が省略され、誤差増幅回路５８と電圧・電流変換回路７２とで構成されている。出力電圧検出回路９４が出力する補助電圧Vo1が正なので、負の電圧を正の電圧に変換する必要がないからである。

また、図１４に示すように、補助巻線１２ｃの第一端子３４(1)に、ダイオード及びコンデンサ等で構成した電源回路１０２を設けることによって、補助電圧Vo1に近い正の電圧Vccを生成することができる。補助電圧Vo1がほぼ一定の値に制御されるので、電圧Vccもほぼ一定の電圧になり、図示しない他の回路網を動作させるための電圧源として使用することができる。

負荷２４(1)〜２４(4)が接続されている出力回路の構成について簡単に説明する。負荷２４(1)が接続されている出力回路は、図１１における個々の出力回路と同様に、出力電圧Vo(1)を出力する。負荷２４(2)，２４(3)が接続されている出力回路は、図１１における２つの出力回路が直列に接続されたものであり、その接続点を基準にして正の出力電圧Vo(2)と負の出力電圧Vo(3)を出力する。例えば、負荷２４(2)，２４(3)が両電源オペアンプ等である場合に好適である。負荷２４(4)が接続されている出力回路は、図１１における２つの出力回路が直列に接続されたものであり、直列の両端に高い出力電圧Vo(4)を出力する。この場合、２つの出力整流素子１８(4)に流れる電流は等しくなる。また、直列接続する出力回路の数を増やすことで、より高い出力電圧Vo(4)を得ることができる。

スイッチング電源装置９０は、３つ以上の様々な出力回路を備えているが、上述した２出力のスイッチング電源装置８８と同様の作用効果を得ることができる。つまり、出力電力が最も大きい出力回路の出力電圧がほぼ一定に保持すると共に、出力電力が小さいその他の出力回路の出力電圧についても、若干の電圧変動が発生するものの概ね一定に保持することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第四実施形態について、図１６に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３０，８８，９０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

この実施形態のスイッチング電源装置１０４は、周波数固定型のパルス幅制御を行う新たなスイッチング制御回路１０６を備えている。ここでは出力回路が１つである。また、主スイッチング素子１４は、ここではＮチャネルのＭＯＳ形ＦＥＴであるが、ＮＰＮ形のトランジスタでもよい。

トランス１２の補助巻線１２ｃは第一及び第二の端子３４(1)，３４(2)を有し、主スイッチング素子１４がオンのときに高電位になる第二端子３４(2)がグランドライン３６に接続され、第一端子３４(1)に、図１４と同様の電源回路１０２が接続され、補助電圧Vo1に近い正の電圧Vccを生成し、後述するスイッチング制御回路１０６の動作用の電圧Vccとして出力する。

さらに、第一端子３４(1)には、出力電圧検出回路９４が接続されている。出力電圧検出回路９４は、図１５で説明したように、正の補助電圧Vo1を生成し、後述するスイッチング制御回路１０６に向けて出力する。ただし、出力電圧検出回路９４の補助整流スイッチ９６がオンするタイミングは、補助巻線１２ｃに発生するサージ電圧（振幅Vc）が減衰した後のタイミングであればよく、出力整流素子１８の電流I18が一定以下に低下することは考慮しない。周波数固定型の制御の場合、出力電流Ioが大きいときに電流連続モード（トランス１２の電流が連続する動作モード）で動作し、電流I18がゼロ近くまで低下する前に出力整流素子１８がオフするからである。

スイッチング制御回路１０６は、起動回路１０８、誤差増幅回路５８、及びパルス幅変調回路１１０構成されている。起動回路１０８は、入力電圧Viが投入されると、スイッチング制御回路１０６に動作用の電圧及び起動電流を供給する回路であり、例えば抵抗でシンプルに構成できる。誤差増幅回路５８は、図３の誤差増幅回路５８と同様の構成であり、正の補助電圧Vo1を抵抗６８ａ，６８ｂで分圧し、抵抗６８ｂの両端電圧と基準電圧７０との差を反転増幅して正の電圧V58を出力する反転増幅回路である。パルス幅変調回路１１０は、スイッチング周波数を一定の条件で電圧V58をパルス幅変調し、主スイッチング素子１４を駆動するための駆動パルスを生成し出力する。主スイッチング素子１４は、駆動パルスがハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。つまり、誤差増幅回路５８及びパルス幅変調回路１１０が動作することによって、駆動パルスのハイレベルとローレベルの時比率が、補助電圧Vo1を所定の目標電圧に近づける方向に調整される。

スイッチング電源装置１０４は、スイッチング制御回路１０６が周波数固定型のパルス幅制御を行う構成であるが、上述したリンギングチョーク方式の制御を行うスイッチング電源装置３０と同様の作用効果を得ることができる。特に、負荷変動についてみると、出力巻線１２ｂ側の電圧Vaの影響を排除することは難しいが、補助巻線V12cに発生する電圧Vcの影響は十分に排除することができる。また、出力回路を複数設けることも可能であり、スイッチング電源装置８８，９０と同様に、出力電力が最も大きい出力回路の出力電圧がほぼ一定に保持すると共に、出力電力が小さいその他の出力回路の出力電圧についても、若干の電圧変動が発生するが概ね一定に保持することができる。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、出力電圧検出回路の補助整流スイッチをオンさせるタイミングを、補助整流スイッチ駆動回路４２，９８（補助巻線１２ｃの電圧変化を利用したタイマ回路）で決定しているが、補助巻線のサージ電圧が減衰したタイミング、又は出力整流素子がオフに転じるタイミングを別の方法で検出し、その検出信号に基づいて決定する構成にしてもよい。

また、上記実施形態の説明の中では述べなかったが、負荷変動の原因となる補助巻線のサージ電圧をある程度小さくする方法として、サージ電圧を小さくするため、図１７（ａ）に示すように、公知のＤＣＲスナバ１１２を付加したり、図１７（ｂ）に示すように、公知のアクティブクランプ回路１１４を付加したりする方法がある。例えば、リンギングチョーク方式の場合、出力電流Ioが小さくなるとスイッチング周波数が高くなるので、サージ電圧があまり大きいと、サージ電圧が減衰する前に出力整流素子がオフするおそれがある。したがって、スイッチング周波数が一定以上に高くならないように、出力電流Ioの最低値である電流Iminを一定以上流す必要があり、その結果、ブリーダ抵抗２２の損失が大きくなって電源効率が低下するという問題が発生し得る。そこで、ＤＣＲスナバやアクティブクランプ回路を付加してサージ電圧をある程度小さくすることによって、電流Iminを小さくすることができ、電源効率を向上させることができる。

１０，３０，８８、９０，１０４ スイッチング電源装置
１２ トランス
１２ａ 入力巻線
１２ｂ，１２ｂ(1)〜１２ｂ(4) 出力巻線
１２ｃ 補助巻線
１４ 主スイッチング素子
１６，３２，９２，１０６ スイッチング制御回路
１８，１８(1)〜１８(4) 出力整流素子
２０，２０(1)〜２０(4) 出力コンデンサ
２６，３８，９４ 出力電圧検出回路
２６ｂ 補助コンデンサ
３４(1) 第一端子（補助巻線）
３４(2) 第二端子（補助巻線）
３６ グランドライン
４０，９６ 補助整流スイッチ
４０ａ，９６ａ 補助ダイオード
４０ｂ，９６ｂ 補助トランジスタ
４２，９８ 補助整流スイッチ駆動回路
４２ａ，９８ａ 補助タイマコンデンサ
４２ｂ，９８ｂ 補助充放電回路
４６ 正帰還回路
４８ 駆動トランジスタ
５０ タイマコンデンサ
５２ 充放電回路
５４，１００ 制御電流生成回路
５６，５６ａ 電圧反転回路
５８，５８ａ 誤差増幅回路
６０ 電圧・電流変換回路
７０ 基準電圧

Claims (7)

1. スイッチング動作により入力電圧を断続する主スイッチング素子と、入力巻線、出力巻線及び補助巻線を有し、前記入力巻線に前記主スイッチング素子のスイッチング動作により発生する断続電圧が印加されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記出力巻線に発生する電圧を整流する出力整流素子と、前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑して出力電圧を生成する出力コンデンサと、前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置において、
   前記主スイッチング素子がオフの期間に前記補助巻線に発生する電圧を整流する補助整流スイッチと、前記補助整流スイッチが出力する整流電圧を平滑して補助電圧を生成する補助コンデンサと、前記補助整流スイッチをオンオフさせる補助整流スイッチ駆動回路とを有する出力電圧検出回路を備え、
   前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後、前記出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせ、
   前記スイッチング制御回路は、前記出力電圧検出回路の前記補助電圧を所定の目標電圧に近づけるように前記主スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子のオンオフの制御をリンギングチョーク方式で行い、
   前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後であって、前記出力整流素子に流れる電流が一定以下に低下した後、前記出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせる請求項２記載のスイッチング電源装置。
3. スイッチング動作により入力電圧を断続する主スイッチング素子と、入力巻線、複数の出力巻線及び補助巻線を有し、前記入力巻線に前記主スイッチング素子のスイッチング動作により発生する断続電圧が印加されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記複数の出力巻線に発生する電圧をそれぞれ整流する複数の出力整流素子と、前記複数の出力整流素子が出力する整流電圧をそれぞれ平滑して出力電圧を生成する複数の出力コンデンサと、前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置において、
   前記主スイッチング素子がオフの期間に前記補助巻線に発生する電圧を整流する補助整流スイッチと、前記補助整流スイッチが出力する整流電圧を平滑して補助電圧を生成する補助コンデンサと、前記補助整流スイッチをオンオフさせる補助整流スイッチ駆動回路とを有する出力電圧検出回路を備え、
   前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後、前記複数の出力整流素子の中の最も長く導通している素子がオフするまでの間に前記補助整流素子をオンさせ、
   前記スイッチング制御回路は、前記出力電圧検出回路の前記補助電圧を所定の目標電圧に近づけるように前記主スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子のオンオフの制御をリンギングチョーク方式で行い、
   前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記主スイッチング素子がオフに転じることによって発生する前記補助巻線のサージ電圧が減衰した後であって、前記複数の出力整流素子の中の最も長く導通している素子に流れる電流が一定以下に低下した後、該出力整流素子がオフするまでの間に前記補助整流スイッチをオンさせる請求項３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記主スイッチング素子のグランド端子がグランドラインに接続され、前記補助巻線の２つの端子のうち、前記主スイッチング素子がオンの時に低電圧となる側の第一端子が前記グランドラインに接続され、
   前記出力電圧検出回路は、前記補助整流スイッチの一端が前記補助巻線の他端子である第二端子に接続され、前記補助コンデンサが前記補助整流スイッチの他端と前記グランドラインとの間に接続され、前記補助コンデンサの両端に負の前記補助電圧が発生し、
   前記スイッチング制御回路は、前記第二端子の電圧の変化を前記主スイッチング素子のベースに伝達する正帰還回路と、コレクタが前記主スイッチング素子のベースに接続され、エミッタが前記グランドラインに接続されたＮＰＮ形の駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタのベースエミッタ間に接続されたタイマコンデンサと、前記第二端子と前記駆動トランジスタのベースとの間に接続され、前記第二端子の電圧が正の期間に前記タイマコンデンサを充電し、負の期間に前記タイマコンデンサを放電する充放電回路と、前記駆動トランジスタのベースに接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサに向けて制御電流を流し込む制御電流生成回路とを有し、
   前記制御電流生成回路は、前記補助電圧を前記目標電圧に近づける方向に前記制御電流を増減させる請求項１乃至４のいずれか記載のスイッチング電源装置。
6. 前記出力電圧検出回路の前記補助整流スイッチは、アノードが前記補助平滑コンデンサに接続された補助ダイオードと、コレクタが前記補助ダイオードのカソードに接続され、エミッタが前記第二端子に接続されたＮＰＮ形の補助トランジスタとで構成され、
   前記補助整流スイッチ駆動回路は、前記補助トランジスタのベースエミッタ間に接続された補助タイマコンデンサと、前記グランドラインと前記補助トランジスタのベースとの間に接続された補助充放電回路とで構成され、
   前記補助充電回路は、前記第二端子の電圧が正の期間に前記補助タイマコンデンサを放電する電流を流し、前記第二端子の電圧が負の期間に前記補助タイマコンデンサを充電する電流を流し、これらの電流は、前記第二端子に発生している電圧の大小に応じてそれぞれ増減する請求項５記載のスイッチング電源装置。
7. 前記制御電流生成回路は、負の電圧である前記補助電圧を正の電圧に変換して出力する電圧反転回路と、前記電圧反転回路が出力した電圧と基準電圧との差を増幅した電圧を出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路が出力した電圧を電流に変換することによって前記制御電流を生成すると共に、該制御電流を前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサに向けて流し込む電圧・電流変換回路とで構成され、
   前記誤差増幅回路が出力する電圧は、前記電圧反転回路が出力する電圧を前記基準電圧に近づける方向に増減する請求項５記載のスイッチング電源装置。
   

Images