JP2010273432A

JP2010273432A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2010273432A
Application number: JP2009122092A
Authority: JP
Inventors: Junya Kaneda; 淳也金田
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2009-05-20
Filing date: 2009-05-20
Publication date: 2010-12-02
Anticipated expiration: 2029-05-20
Also published as: JP5254877B2

Abstract

【課題】使用条件によらず、トランスの三次巻線の発生電圧を利用して出力電圧に略比例した補助平滑電圧を正確に生成することが可能なフライバック方式のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】三次巻線１６ｃに発生する電圧を整流して補助整流電圧を出力する補助整流回路２８を備える。補助整流電圧を平滑し、制御回路２４に補助平滑電圧を供給する補助平滑コンデンサ３０を有する。補助整流回路２８は、三次巻線１６ｃのプラス側端子３４にアノード端子が接続された第一のダイオード３６と、第一のダイオード３６のカソード端子に一端が接続された充電抵抗３８と、タイマコンデンサ４０を備える。三次巻線１６ｃのプラス側端子３４の電圧に基づいて、タイマコンデンサ４０の放電を制御する放電制御回路４４を備える。充電抵抗３８及びタイマコンデンサ４０は、三次巻線１６ｃのプラス端子３４に高周波振動電圧が重畳した所定の一定電圧が発生したとき、所定の一定電圧を超えないように時定数が設定されている。
【選択図】図１

Description

この発明は、フライバック方式のスイッチング電源装置に関し、特に、トランスに設けた三次巻線に発生する電圧を整流平滑して制御用の直流電圧を生成する回路を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来から、スイッチング電源装置では、トランスの一次巻線及び二次巻線を介して負荷に直流の出力電圧Ｖｏを供給するとともに、トランスに三次巻線を設け、その三次巻線に発生する電圧から所定の直流電圧を生成し、当該電源装置の制御に利用する構成が用いられている。例えば、フライバック方式のスイッチング電源装置の場合、出力整流素子がオンする期間中に、各巻線に出力電圧Ｖｏに略比例した一定電圧が発生する。このときトランスの三次巻線に発生する当該一定電圧をＶｓとすると、一定電圧Ｖｓをピークホールド式の補助整流平滑回路を介して取り出すことによって、出力電圧Ｖｏに略比例した補助平滑電圧Ｖｓを得ることができる。そして、この補助平滑電圧Ｖｓは、主スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御回路の動作用電源にとして用いられたり、また、出力電圧Ｖｏの状態を示す出力電圧信号として過電流保護や過電圧保護等の各種制御に利用されたりする。

しかし、出力整流素子が高速にターン・オンすると、トランスの漏れインダクタンスやや回路配線の寄生インダクタンスに起因して、高周波振動電圧が発生する。特に、負荷に大きな出力電流を供給しているときほど顕著である。そして、三次巻線に発生する電圧は、一定電圧Ｖｓにこの高周波振動電圧が重畳した電圧となるため、補助整流平滑回路は高周波振動電圧のピーク値（一定電圧Ｖｓよりも高い値）をホールドしてしまい、補助平滑電圧が出力電圧Ｖｏに略比例した補助平滑電圧Ｖｓにならないという問題があった。

上記の問題を解決するため、従来のフライバック方式のスイッチング電源装置では、補助整流ダイオードと補助平滑コンデンサを直列接続したピークホールド式の補助整流平滑回路を構成し、さらに、補助整流ダイオードと直列にダンプ抵抗を挿入することによって高周波振動電圧自体を吸収していた。

また、特許文献１に示すように、トランスの三次巻線に補助整流ダイオードと補助平滑コンデンサを直列接続したピークホールド式の補助整流平滑回路が接続され、さらに、補助整流ダイオードと直列に定電流回路が挿入され、三次巻線から補助平滑コンデンサに供給される電流を基準値以下に制限することによって、高周波振動電圧の影響を小さくするフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータがあった。

特開２００６−１０９５４３号公報

しかし、従来のスイッチング電源装置の場合、高周波振動電圧自体を吸収可能な大きな抵抗値のダンプ抵抗を設けると、ダンプ抵抗と補助平滑コンデンサで決まる時定数が非常に大きくなり、例えば、出力電流が比較的小さく、且つ、出力整流素子が短いオン幅で動作しているときに、補助平滑電圧が低下してしまい、出力電圧Ｖｏに略比例した補助平滑電圧Ｖｓを得ることができないという問題があった。

また、特許文献１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、定電流回路の両端に発生する電圧を正確に制御することが困難なため、補助平滑コンデンサに接続された制御回路の消費電流や高周波振動電圧の振幅が変化すると、必ずしも出力電圧Ｖｏに略比例した補助平滑電圧Ｖｓを得ることができないという問題があった。

この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、入力電圧や出力電流等の使用条件によらず、トランスの三次巻線の発生電圧を利用して出力電圧に略比例した補助平滑電圧を正確に生成することが可能なフライバック方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

この発明は、直流入力電源と直列接続されオン・オフ動作によって入力電圧を断続し交流電圧を発生させる主スイッチング素子と、前記交流電圧が印加される一次巻線と、それに磁気結合した二次巻線及び三次巻線が設けられたトランスと、一端が前記二次巻線の一端に接続され、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフすることによって、前記主スイッチング素子がオフの期間中に前記二次巻線に発生する電圧を整流する出力整流素子と、前記二次巻線の他の一端と前記出力整流素子の他の一端との間に接続され、前記出力整流素子が整流した整流電圧を平滑して直流の出力電圧を生成し、当該出力電圧を負荷に供給する出力平滑コンデンサと、前記出力電圧に基づいてパルス幅変調を行い、前記主スイッチング素子のオン・オフの時比率を制御して出力電圧を所定電圧に安定化する制御回路と、前記三次巻線の両端に接続され、前記三次巻線に発生する電圧を整流して補助整流電圧を出力する補助整流回路と、前記補助整流電圧を平滑し、前記制御回路に補助平滑電圧を供給する補助平滑コンデンサとを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置であって、
前記三次巻線は、グランドに接続され前記出力整流素子がオンの期間に低電位となるマイナス側端子と、前記出力整流素子がオンの期間に高電位となるプラス側端子とを備え、前記補助整流回路は、前記三次巻線の前記プラス側端子にアノード端子が接続された第一のダイオードと、前記第一のダイオードのカソード端子に一端が接続された充電抵抗と、前記充電抵抗の他の一端とグランドとの間に接続されたタイマコンデンサと、コレクタ端子が前記第一のダイオードのカソード端子に接続され、エミッタ端子が前記補助平滑コンデンサに接続され、ベース端子が前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点に接続された前記ＮＰＮ型の補助整流トランジスタと、前記三次巻線のプラス側端子の電圧に基づいて前記タイマコンデンサの放電を制御する放電制御回路とを備え、
前記放電制御回路は、前記出力整流素子のオフ期間中に前記タイマコンデンサの両端を短絡して充電電圧を放電し、前記出力整流素子のオン期間は前記タイマコンデンサの両端を開放する短絡開放手段と、前記タイマコンデンサの充電電圧が上昇して前記三次巻線のプラス側端子の電圧に達すると、前記タイマコンデンサの充電電圧が前記三次巻線のプラス端子の電圧を超えないように当該充電電圧を制限する電圧制限手段とを備え、
前記充電抵抗及び前記タイマコンデンサは、前記出力整流素子のオン期間に、前記三次巻線のプラス端子に高周波振動電圧が重畳した所定の一定電圧が発生したとき、前記タイマコンデンサの充電電圧が、前記所定の一定電圧を超えないように時定数が設定されたスイッチング電源装置である。

また、このスイッチング電源装置は、前記補助整流トランジスタのエミッタ端子は、第二のダイオードを介して前記補助平滑コンデンサに接続され、前記第二のダイオードは、前記補助トランジスタのエミッタ端子にアノード端子が接続され、前記補助平滑コンデンサにカソード端子が接続された構成であってもよい。また、前記補助整流トランジスタのエミッタ端子から前記補助平滑コンデンサへの電流経路に、電流制限用の抵抗が設けてもよい。

また、前記補助整流トランジスタがＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴに置き換えられ、当該補助整流トランジスタは、ドレイン端子が前記第一のダイオードのカソード端子に接続され、ソース端子が第二のダイオードを介して前記補助平滑コンデンサに接続され、ゲート端子が前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点に接続され、前記第二のダイオードは、前記補助トランジスタのソース端子にアノード端子が接続され、前記補助平滑コンデンサにカソード端子が接続された構成であってもよい。また、前記補助整流トランジスタのソース端子から前記補助平滑コンデンサへの電流経路に、電流制限用の抵抗が設けてもよい。

また、前記放電制御回路の前記短絡開放手段及び前記電圧制限手段が、前記三次巻線のプラス側端子に一端が接続された抵抗と、当該抵抗の他の一端にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオードと、前記充電抵抗と前記タイマコンデンサとの接続点にエミッタ端子が接続され、グランドにコレクタ端子が接続され、前記第三のダイオードのカソード端子にベース端子が接続されたＰＮＰ型のトランジスタとで構成されている。

また、前記放電制御回路の前記短絡開放手段及び前記電圧制限手段が、前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオードと、前記三次巻線のプラス側端子に一端が接続された抵抗と、
当該抵抗の他の一端にカソード端子が接続され、前記充電抵抗と前記タイマコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第四のダイオードとで構成されてもよい。

この発明のスイッチング電源装置は、三次巻線のプラス側端子側にコレクタ端子が接続され補助平滑コンデンサにエミッタ端子が接続された補助整流トランジスタを備え、ベース端子に接続されたタイマコンデンサの充電と放電を制御することによって、補助平滑コンデンサに高周波振動電圧が通過するのを防止し、入力電圧や出力電流等の使用条件によらず、出力電圧に略比例した補助平滑電圧を正確に生成することができる。従って、この補助平滑電圧を利用すれば、制御回路に安定な電源を供給することができる。また、出力電圧の状態を正確に検知し、その情報に応じて保護回路の動作特性を補正することによって、スイッチング電源装置の安全性をより高めることも可能になる。

この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。第一の実施形態の動作を説明するタームチャートである。図２に示す期間Ｂにおける詳細な動作を説明するタイムチャートである。図２に示す期間Ｂにおいて、時定数特性の設定が不適切な場合の動作を示したタイムチャートである。この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。この発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。

以下、この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１〜図４に基づいて説明する。第一の実施形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、直流入力電源１２の両端に、主スイッチング素子１４とトランス１６の一次巻線１６ａの直列回路が接続され、主スイッチング素子１４がオン・オフすることによって、一次巻線１６ａに交流電圧を発生させる。

また、トランス１６には、一次巻線１６ａと磁気結合した二次巻線１６ｂと三次巻線１６ｃが設けられており、各巻線同士の磁気結合の極性はドットで示した通りである。

二次巻線１６ｂのドットが付されていない一端に、主トランジスタ１４と相補的にオン・オフするダイオードである出力整流素子１８のアノード端子が接続されている。すなわち、出力整流素子１８は、主スイッチング素子１４がオフの期間中に二次巻線１６ｂに発生する電圧を整流する。

二次巻線１６ｂのドットが付された一端と出力整流素子１８のカソード端子の間には出力平滑コンデンサ２０が接続され、出力整流素子１８が整流した整流電圧を平滑して直流の出力電圧Ｖｏを生成し、負荷２２に出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを供給する。

主スイッチング素子１４は、制御回路２４によって駆動される。制御回路２４は、出力電圧Ｖｏに基づいてパルス幅変調を行い、主スイッチング素子１４のオン・オフの時比率を制御して出力電圧を所定電圧Ｖｏに安定化する。また、直流入力電源１２と制御回路２４の電源ライン２４ａの間に起動抵抗２６が設けられ、制御回路２４は、入力投入時に起動抵抗２６を介して起動電圧の供給を受ける。

また、トランス１６の三次巻線１６ｃに両端には、三次巻線１６ｃに発生する矩形波状の電圧を整流して補助整流電圧を出力する補助整流回路２８と、補助整流電圧を平滑して直流の補助平滑電圧を生成する補助平滑コンデンサ３０とが設けられ、制御回路２４が起動した後、制御回路２４の電源ライン２４ａに電圧を供給する。

三次巻線１６ｃは、ドットが付されたマイナス側端子３２がグランドに接続されている。そして、ドットが付されていないプラス側端子３４には、出力整流素子１８のオン期間に、出力電圧Ｖｏに略比例した一定電圧が正方向に発生し、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力全圧に略比例した負方向の一定電圧が発生する。以下、プラス側端子電圧をＶ１、出力電圧Ｖｏに比例した一定電圧をＶｓと称す。なお、プラス側端子電圧Ｖ１は、一定電圧Ｖｓに、トランスの漏れインダクタンスや回路配線の寄生インダクタンスに起因する高周波振動電圧が重畳した波形となるが、詳細は後で説明する。

補助整流回路２８は、プラス側端子３４にアノード端子が接続された第一のダイオード３６と、第一のダイオード３６のカソード端子に一端が接続された充電抵抗３８と、充電抵抗３８の他の一端とグランドの間に接続されたタイマコンデンサ４０を備えている。また、ＮＰＮ型の補助整流トランジスタ４２が設けられ、そのコレクタ端子が第一のダイオード３６のカソード端子に接続され、エミッタ端子が補助平滑コンデンサ３０に接続され、ベース端子が充電抵抗３８とタイマコンデンサ４０の接続点に接続されている。以下、補助平滑コンデンサ３０の補助平滑電圧をＶ２、タイマコンデンサ４０の充電電圧をＶ３と称す。

また、補助整流回路２８は、プラス側端子電圧Ｖ１に基づいてタイマコンデンサ４０の放電を制御する放電制御回路４４を備えている。放電制御回路４４は、出力整流素子１８のオフ期間中にタイマコンデンサ４０の両端を短絡して充電電圧Ｖ３を放電し、出力整流素子１８のオン期間は前記タイマコンデンサ４０の両端を開放する短絡開放手段４４ａと、充電電圧Ｖ３が上昇してプラス側端子電圧Ｖ１に達すると、充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１を超えないように制限する電圧制限手段４４ｂとで構成されている。

また、充電抵抗３８とタイマコンデンサ４０は、出力整流素子１８のオン期間に、高周波振動電圧が重畳したプラス側端子電圧Ｖ１が発生しても、タイマコンデンサ４０の充電電圧Ｖ３が、一定電圧Ｖｓを超えない程度に大きな時定数が設定されている。

次に、スイッチング電源装置１０の動作について、図２のタイムチャートに基づいて説明する。なお、説明の便宜のため、各ダイオード１８，３６の順方向電圧、補助整流トランジスタ４２のベース閾値電圧がゼロボルトであると仮定して説明する。

スイッチング電源装置１０は、主スイッチング素子１４が制御回路２４からの駆動パルスを受けて一定周期でオン・オフし、それに同期して出力整流素子１８が相補的にオン・オフする。三次巻線１６ｃのプラス側端子電圧Ｖ１は、図２に示すように、出力整流素子１８がオンしている期間Ａ１は、出力電圧Ｖｏに略比例した一定電圧Ｖｓに高周波振動電圧が重畳した正方向の電圧となる。一方、出力整流素子１８がオフしている期間Ａ２は、入力電圧に略比例した負方向の一定電圧となる。

期間Ａ２は、短絡開放手段４４ａがタイマコンデンサ４０の両端を短絡状態にするので、図３に示すように、タイマコンデンサ４０の充電電圧Ｖ３はゼロボルトである。

その後、期間Ａ１に入ると、プラス側端子電圧Ｖ１が正電圧に反転したこと検知して、短絡開放手段４４ａはタイマコンデンサ４０の短絡を瞬時に開放する。そして、タイマコンデンサ４０は、プラス側端子電圧Ｖ１によって充電抵抗３８を介して充電され、充電電圧Ｖ３は、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて指数関数的に上昇する。従って、充電電圧Ｖ３は、プラス側端子電圧Ｖ１よりも遅れて上昇することになる。

充電電圧Ｖ３が上昇すると、図３に示すように、プラス側端子電圧Ｖ１の高周波振動電圧のアンダーシュート部分に達する。充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１に達すると、電圧制限手段４４ｂは、タイマコンデンサ４０から電荷を引き抜き、充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１を超えないように制限する動作を行う。そして、充電電圧Ｖ３は、高周波振動電圧のアンダーシュート部分の波形に沿って低下する。

プラス側端子電圧Ｖ１は、アンダーシュートの最下点に達すると一転して上昇を開始する。そして、プラス側端子電圧Ｖ１の上昇に伴って、充電電圧Ｖ３はタイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて緩やかに上昇を開始する。同時に、電圧制限手段４４ｂは、タイマコンデンサ４０の電荷を引き抜く動作を停止する。

高周波振動電圧のアンダーシュートが発生する毎にこのような動作を繰り返すと、やがて高周波振動電圧が減衰し、充電電圧Ｖ３は一定電圧Ｖｓに収束する。高周波振動電圧のアンダーシュートが発生している期間、充電電圧Ｖ３は、図３に示すようなノコギリ波状の電圧波形になる。

このとき、充電電圧Ｖ３のノコギリ波状部分のピーク値は、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８の時定数特性によって、一定電圧Ｖｓを超えないように制限されている。従って、補助整流トランジスタ４２は、コレクタ端子に高周波振動電圧が重畳したプラス側端子電圧Ｖ１が入力されても、エミッタ端子から一定電圧Ｖｓを超える電圧を出力することがない。

補助平滑電圧Ｖ２は、充電電圧Ｖ３を補助整流トランジスタ４２と補助平滑コンデンサ３０でピークホールドした電圧に相当する直流電圧となる。よって、出力電圧Ｖｏに略比例した直流電圧Ｖｓを得ることができる。また、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８の時定数特性を、充電電圧Ｖ３のノコギリ波状部分のピーク値が一定電圧Ｖｓになるように設定すれば、出力整流素子１８が短いオン幅で動作したときでも補助平滑電圧Ｖ２が低下することなく、ほぼ出力電圧Ｖｏに比例した安定な電圧Ｖｓを出力することが可能になる。

なお、図４は、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８の時定数特性の設定が不適切な場合の動作を示したタイムチャートである。図４の場合、時定数が小さすぎて充電電圧Ｖ３の上昇を制限する能力が不十分なため、ノコギリ波状のピーク値が一定電圧Ｖｓを超え、補助平滑電圧Ｖ２が一定電圧Ｖｓよりも高くなり、出力電圧Ｖｏに比例した直流電圧Ｖｓを得ることができない。従って、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８の時定数特性は、高周波振動電圧の振幅や周波数のばらつきも考慮し、このような不具合が生じない程度に大きな時定数に設定することが望ましい。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図５に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

第二の実施形態のスイッチング電源装置５０は、上記スイッチング電源装置１０の放電制御回路４４に代えて放電制御回路５２が設けられ、さらに、補助整流トランジスタ４２のエミッタ端子と補助コンデンサ３０との接続点に第二のダイオード５４及び電流制限抵抗５５の直列回路が挿入されている。その他の構成は、スイッチング電源装置１０と同様である。

放電制御回路５２は、三次巻線１６ｃのプラス側端子３４に一端が接続された抵抗５６と、抵抗５６の他の一端にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオード５８を備えている。また、充電抵抗３８とタイマコンデンサ４０の接続点にエミッタ端子が接続され、グランドにコレクタ端子が接続され、第三のダイオード５８のカソード端子にベース端子が接続されたＰＮＰ型のトランジスタ６０を備えている。

放電制御回路５２は、上記の放電制御回路４４と同様の機能を有しており、抵抗５６、トランジスタ６０及び第三のダイオード５８が複合して、短絡開放手段４４ａと電圧制限手段４４ｂの機能を実現する。

第二のダイオード５４は、アノード端子が補助整流トランジスタ４２のエミッタ端子に接続され、カソード端子が電流制限抵抗５５を介して補助コンデンサ３０に接続されている。第二のダイオード５４は、補助整流トランジスタ４２のベース・エミッタ間に、定格を超える高電圧が印加されるおそれがある場合に、補助整流トランジスタ４２を保護するためのダイオードである。従って、第二のダイオード５４は必要がなければ短絡除去してもよい。

また、電流制限抵抗５５は、上述した補助整流トランジスタ４２の整流動作に影響を与えない程度に小さな抵抗値に設定され、三次巻線１６のプラス側端子３４、第一のダイオード３６、補助トランジスタ４２、第二のダイオード５４、補助平滑コンデンサ３０の経路で流れる繰り返しサージ電流のピーク値を制限し、各素子に加わる電流ストレスを緩和する働きをする。従って、電流制限抵抗５５は必要がなければ短絡除去してもよい。

スイッチング電源装置５０の動作は、各ダイオードの順方向電圧、各トランジスタのベース閾値電圧がゼロボルトであると仮定することによって、スイッチング電源装置１０と同様に、図２、図３のタイムチャートで表すことができる。

期間Ａ２は、プラス側端子電圧Ｖ１が負電圧となるので、第三のダイオード５８がオンする。そして、トランジスタ６０のベース端子の電位がグランド電位に低下することによってトランジスタ６０がオンし、タイマコンデンサ４０の両端を短絡状態にする。従って、期間Ａ２は、図３に示すように、タイマコンデンサ４０の充電電圧Ｖ３がゼロボルトになる。

その後、期間Ａ１に入ると、プラス側端子電圧Ｖ１が正電圧に反転し、第三のダイオード５８がオフし、さらにトランジスタ６０がオフすることによってタイマコンデンサ４０の短絡が瞬時に開放される。そして、タイマコンデンサ４０は、プラス側端子電圧Ｖ１によって充電抵抗３８を介して充電され、充電電圧Ｖ３は、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて指数関数的に上昇する。従って、充電電圧Ｖ３は、プラス側端子電圧Ｖ１よりも遅れて上昇することになる。

充電電圧Ｖ３が上昇すると、図３に示すように、プラス側端子電圧Ｖ１の高周波振動電圧のアンダーシュート部分に達する。充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１に達すると、タイマコンデンサ４０の電荷が、トランジスタ６０のエミッタ端子、ベース端子、抵抗５６、三次巻線１６ｃを通る経路で引き抜かれ、充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１を超えないように制限される。そして、充電電圧Ｖ３は、高周波振動電圧のアンダーシュート部分の波形に沿って低下する。

プラス側端子電圧Ｖ１は、アンダーシュートの最下点に達すると一転して上昇を開始する。そして、プラス側端子電圧Ｖ１の上昇に伴って、充電電圧Ｖ３はタイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて緩やかに上昇を開始する。同時に、トランジスタ６０のエミッタ端子からベース端子への電荷の引き抜き経路が遮断される。

この充電電圧Ｖ３によって補助整流トランジスタ４２のベース端子を駆動し、補助平滑電圧Ｖ２として直流電圧Ｖｓを得る動作は、スイッチング電源装置１０の場合と同様である。

このように、スイッチング電源装置５０によれば、上述したスイッチング電源装置１０と同様の優れた動作を、簡単な回路構成で実現することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態について、図６に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０，５０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

第三の実施形態のスイッチング電源装置７０は、上記スイッチング電源装置１０の放電制御回路４４に代えて放電制御回路７２が設けられ、また、補助整流トランジスタ４２に代えてＮ−ＣｈのＭＯＳ型トランジスタである補助整流トランジスタ７４が設けられ、さらに、そのソース端子と補助コンデンサ３０との接続点に第二のダイオード５４が挿入されたものである。その他の構成は、スイッチング電源装置１０と同様である。

放電制御回路７２は、三次巻線１６ｃのプラス側端子３４に一端が接続された抵抗５６と、抵抗５６の他の一端にカソード端子が接続され、充電抵抗３８とタイマコンデンサ４０の接続点にアノード端子が接続された第四のダイオード５６を備えている。また、充電抵抗３８とタイマコンデンサ４０の接続点にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオード５８を備えている。

放電制御回路７２は、上記の放電制御回路４４と同様の機能を有しており、抵抗５６、第三のダイオード５８及び第四のダイオード７６が複合して、短絡開放手段４４ａの電圧制限手段４４ｂ機能を実現する。

第二のダイオード５４は、アノード端子が補助整流トランジスタ７４のソース端子に接続され、カソード端子が補助コンデンサ３０に接続されている。第二のダイオード５４は、補助整流トランジスタ７４のゲート・ソース間に定格を超える高電圧が印加されるおそれがある場合に、補助整流トランジスタ７４を保護すると共に、補助整流トランジスタ７４のソース端子からドレイン端子の向きに存在する寄生ダイオードに電流が流れるのを防止するためのダイオードである。

スイッチング電源装置７０の動作は、各ダイオードの順方向電圧、補助整流トランジスタ７４のゲート閾値電圧がゼロボルトであると仮定することによって、スイッチング電源装置１０，５０と同様に、図２、図３のタイムチャートで表すことができる。

期間Ａ２は、プラス側端子電圧Ｖ１が負電圧となるので、第三のダイオード５８がオンし、タイマコンデンサ４０の両端を短絡状態にする。従って、期間Ａ２は、図３に示すように、タイマコンデンサ４０の充電電圧Ｖ３がゼロボルトになる。

その後、期間Ａ１に入ると、プラス側端子電圧Ｖ１が正電圧に反転し、第三、第四のダイオード５８，７６がオフし、タイマコンデンサ４０の短絡が瞬時に開放される。そして、タイマコンデンサ４０は、プラス側端子電圧Ｖ１によって充電抵抗３８を介して充電され、充電電圧Ｖ３は、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて指数関数的に上昇する。従って、充電電圧Ｖ３は、プラス側端子電圧Ｖ１よりも遅れて上昇することになる。

充電電圧Ｖ３が上昇すると、図３に示すように、プラス側端子電圧Ｖ１の高周波振動電圧のアンダーシュート部分に達する。充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１に達すると、タイマコンデンサ４０の電荷が、第四のダイオード７６、抵抗５６、三次巻線１６ｃを通る経路で引き抜かれ、充電電圧Ｖ３がプラス側端子電圧Ｖ１を超えないように制限される。そして、充電電圧Ｖ３は、高周波振動電圧のアンダーシュート部分の波形に沿って低下する。

プラス側端子電圧Ｖ１は、アンダーシュートの最下点に達すると一転して上昇を開始する。そして、プラス側端子電圧Ｖ１の上昇に伴って、充電電圧Ｖ３はタイマコンデンサ４０と充電抵抗３８で決定される時定数特性に基づいて緩やかに上昇を開始する。同時に、第四のダイオード７６がオフし電荷の引き抜き経路が遮断される。

この充電電圧Ｖ３によって補助整流トランジスタ７４のベース端子を駆動し、補助平滑電圧Ｖ２として直流電圧Ｖｓを得る動作は、スイッチング電源装置１０，５０の場合と同様である。

このように、スイッチング電源装置７０によれば、上述したスイッチング電源装置１０，７０と同様の優れた動作を、簡単な回路構成で実現することができる。また、補助整流トランジスタ７４はＮ−ＣｈのＭＯＳ型トランジスタであるため、充電抵抗３８を介してゲート端子に流れ込む電流が、ＮＰＮ型トランジスタのときに比べてほとんど無視できるほどに小さい。従って、タイマコンデンサ４０と充電抵抗３８の時定数特性のばらつきが小さくなるので、出力電圧Ｖｏに略比例した補助平滑電圧Ｖｓをより正確に生成することができる。

なお、この発明のスイッチング電源装置は上記実施形態に限定されるものではなく、上述した動作妨げない範囲で、例えば、三次巻線、各ダイオード又は補助整流トランジスタと並列にＥＭＩ対策用のコンデンサやスナバ回路を接続する等してもよい。

また、第三のダイオードに代えて、一定電圧Ｖｓ以上のツェナー電圧を有するツェナーダイオードを同一の向きに接続してもよい。それによって、スイッチング電源装置に何らかの故障が発生したときでも、補助平滑電圧Ｖ２が当該ツェナー電圧以上に上昇するのを制限し、電源ライン２４ａへの過電圧印加によって制御回路２４が故障するのを容易に防止することができる。

１０，５０，７０スイッチング電源装置
１４主スイッチング素子
１６トランス
１６ａ一次巻線
１６ｂ二次巻線
１６ｃ三次巻線
１８出力整流素子
２０出力平滑コンデンサ
２４制御回路
２８補助整流回路
３２マイナス側端子
３４プラス側端子
３６第一のダイオード
３８充電抵抗
４０タイマコンデンサ
４２補助整流トランジスタ
４４，５２，７２放電制御回路
４４ａ短絡開放手段
４４ｂ電圧制限手段
５４第二のダイオード
５５電流制限抵抗
５６抵抗
５８第三のダイオード
６０トランジスタ
７４補助整流トランジスタ
７６第四のダイオード

Claims

直流入力電源と直列接続されオン・オフ動作によって入力電圧を断続し交流電圧を発生させる主スイッチング素子と、
前記交流電圧が印加される一次巻線と、それに磁気結合した二次巻線及び三次巻線が設けられたトランスと、
一端が前記二次巻線の一端に接続され、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフすることによって、前記主スイッチング素子がオフの期間中に前記二次巻線に発生する電圧を整流する出力整流素子と、
前記二次巻線の他の一端と前記出力整流素子の他の一端との間に接続され、前記出力整流素子が整流した整流電圧を平滑して直流の出力電圧を生成し、当該出力電圧を負荷に供給する出力平滑コンデンサと、
前記出力電圧に基づいてパルス幅変調を行い、前記主スイッチング素子のオン・オフの時比率を制御して出力電圧を所定電圧に安定化する制御回路と、
前記三次巻線の両端に接続され、前記三次巻線に発生する電圧を整流して補助整流電圧を出力する補助整流回路と、
前記補助整流電圧を平滑し、前記制御回路に補助平滑電圧を供給する補助平滑コンデンサとを備えたフライバック方式のスイッチング電源装置において、
前記三次巻線は、グランドに接続され前記出力整流素子がオンの期間に低電位となるマイナス側端子と、前記出力整流素子がオンの期間に高電位となるプラス側端子とを備え、
前記補助整流回路は、
前記三次巻線の前記プラス側端子にアノード端子が接続された第一のダイオードと、
前記第一のダイオードのカソード端子に一端が接続された充電抵抗と、
前記充電抵抗の他の一端とグランドとの間に接続されたタイマコンデンサと、
コレクタ端子が前記第一のダイオードのカソード端子に接続され、エミッタ端子が前記補助平滑コンデンサに接続され、ベース端子が前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点に接続された前記ＮＰＮ型の補助整流トランジスタと、
前記三次巻線のプラス側端子の電圧に基づいて前記タイマコンデンサの放電を制御する放電制御回路とを備え、
前記放電制御回路は、
前記出力整流素子のオフ期間中に前記タイマコンデンサの両端を短絡して充電電圧を放電し、前記出力整流素子のオン期間は前記タイマコンデンサの両端を開放する短絡開放手段と、
前記タイマコンデンサの充電電圧が上昇して前記三次巻線のプラス側端子の電圧に達すると、前記タイマコンデンサの充電電圧が前記三次巻線のプラス端子の電圧を超えないように当該充電電圧を制限する電圧制限手段とを備え、
前記充電抵抗及び前記タイマコンデンサは、前記出力整流素子のオン期間に、前記三次巻線のプラス端子に高周波振動電圧が重畳した所定の一定電圧が発生したとき、前記タイマコンデンサの充電電圧が、前記所定の一定電圧を超えないように時定数が設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記補助整流トランジスタのエミッタ端子は、第二のダイオードを介して前記補助平滑コンデンサに接続され、
前記第二のダイオードは、前記補助整流トランジスタのエミッタ端子にアノード端子が接続され、前記補助平滑コンデンサにカソード端子が接続された請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記補助整流トランジスタのエミッタ端子から前記補助平滑コンデンサへの電流経路に、電流制限用の抵抗が設けられた請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
前記補助整流トランジスタがＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴに置き換えられ、
当該補助整流トランジスタは、ドレイン端子が前記第一のダイオードのカソード端子に接続され、ソース端子が第二のダイオードを介して前記補助平滑コンデンサに接続され、ゲート端子が前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点に接続され、
前記第二のダイオードは、前記補助整流トランジスタのソース端子にアノード端子が接続され、前記補助平滑コンデンサにカソード端子が接続された請求校１記載のスイッチング電源装置。
前記補助整流トランジスタのソース端子から前記補助平滑コンデンサへの電流経路に、電流制限用の抵抗が設けられた請求項４記載のスイッチング電源装置。
前記放電制御回路の前記短絡開放手段及び前記電圧制限手段が、
前記三次巻線のプラス側端子に一端が接続された抵抗と、
当該抵抗の他の一端にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオードと、
前記充電抵抗と前記タイマコンデンサとの接続点にエミッタ端子が接続され、グランドにコレクタ端子が接続され、前記第三のダイオードのカソード端子にベース端子が接続されたＰＮＰ型のトランジスタとで構成された請求項１又は４記載のスイッチング電源装置。
前記放電制御回路の前記短絡開放手段及び前記電圧制限手段が、
前記充電抵抗と前記タイマコンデンサの接続点にカソード端子が接続され、グランドにアノード端子が接続された第三のダイオードと、
前記三次巻線のプラス側端子に一端が接続された抵抗と、
当該抵抗の他の一端にカソード端子が接続され、前記充電抵抗と前記タイマコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第四のダイオードとで構成された請求項１又は４記載のスイッチング電源装置。