JP3587998B2

JP3587998B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP3587998B2
Application number: JP37684898A
Authority: JP
Inventors: 篤郎 ▲とく▼永; 葉子福井
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1997-12-26
Filing date: 1998-12-25
Publication date: 2004-11-10
Anticipated expiration: 2018-12-25
Also published as: JPH11285246A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子写真プロセス用の電源装置に係り、更に詳しくは、スイッチング素子におけるオン／オフ時間の比率を変えるデューティ制御を行って定電流を得る電源装置であって電子写真用プロセスの帯電装置等の出力負荷にバイアス電圧を供給可能な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば、プリンタ、コピア、ＦＡＸ等の電子写真プロセスを用いて画像形成させる装置において、感光体ドラムに帯電させるために、帯電器に数キロボルト以上の高電圧を与えて、帯電器のコロナ放電により感光体ドラムを一ように帯電させるための電源装置が知られている。その電源装置においては、一般的に、スイッチング素子のオン／オフ時間の比率であるデューティー比を用いて入力側のスイッチング電流をオン／オフすることにより、出力側の整流化された直流の電源電圧の制御を行う。また、デューティー比を得るには、電源装置の２次側の出力を検出したフィードバック信号を基にして、ＣＰＵ等の制御装置によりスイッチング素子のオン／オフ時間の比率であるデューティ比が演算されると共に、その演算結果である所定のデューティー比のＰＷＭ信号が、ＣＰＵ等により制御されるＰＷＭ信号発生器から出力される。また、上記のスイッチング素子は、一般的には、トランジスタ或いはＦＥＴ（電界効果トランジスタ）により構成される。デューティー比のオン時間に対応したスイッチング素子からの出力電圧は、昇圧トランスにより高電圧に昇圧された後に、整流平滑化回路により直流化されて帯電器に供給される。また、帯電器としては、細いタングステン線電極とシールド板により構成されるコロトロンが一般的である。
【０００３】
その帯電器で感光体ドラムに帯電させるには、帯電器の放電開始電圧以上の直流電圧を帯電器に供給するために、所定以上のオン・デューティ比となるようにスイッチング素子のオン／オフ・デューティ比の制御を行っている。一般的に、スイッチング素子のオン・デューティの比率が大きくなると、２次側に出力される電力（電圧）も大きくなることから、オン・デューティを大きくすることにより、帯電器に放電開始電圧以上の電圧を与えて放電を開始させることができる。また、周囲の環境条件等により放電開始電圧に変動幅を有する場合には、その変動幅中における最大の放電開始電圧に対応するオン・デューティを選択することにより、環境条件に影響されずに常に放電を開始させることができる。逆に、例えば、放電を開始させずにバイアス電圧のみを帯電器に印加する場合には、上記変動幅中の最低の放電開始電圧に対応するオン・デューティーよりも少ないオン・デューティを選択すればよいことになる。
ところで、上記した帯電器のタングステン線等には、高電圧の印加や放電等により通電時以外にも電磁的な作用によりトナー等が付着しやすくなっている。そのような、必要外のトナーの付着は最終的に電子写真プロセスの画像形成における汚れとなりやすい。そこで、帯電器には、帯電（コロナ放電）の必要な場合以外にも、何らかのバイアス電圧を帯電器に加えることで、トナー等が帯電器に付着するのを防ぎ、そのトナー付着による汚れを回避することが知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の上記したバイアス電圧を帯電器に印加するための電圧印加回路は、通常の帯電用の電圧印加回路とは別の定電圧素子やその制御素子を用いて、帯電器にバイアス電圧を印可するようにしている。そのため、従来の別構成でバイアスを印加する手段では、電子写真プロセス用電源装置における電源部や制御部のスペースとコストは大きくなってしまっていた。
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、スペースとコストの増加を最小限にしてバイアス電圧の印加が可能な電子写真プロセス用電源装置を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の本発明では、直流電流をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子のスイッチング出力を昇圧する昇圧トランスと、該昇圧トランスの２次側に対して並列に接続された抵抗と、該抵抗の後段に接続された出力負荷と、前記昇圧トランスの２次側出力レベルを検出する出力検出回路と、該出力検出回路から出力される検出信号と入力される入力信号とに基づいて前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部とを有する電源装置において、前記スイッチング制御部に入力する入力信号を切り替える入力信号切替手段を備え、前記スイッチング制御部は、前記出力負荷に電流を流さないバイアス電圧を印加する場合、前記入力信号が接地レベルとなるように、前記入力信号切替手段を切り替え、前記出力負荷への電流を遮断しつつ、前記抵抗をループする電流を維持して前記出力負荷にバイアス電圧を印加するように制御を行うことを特徴とする。このように構成した場合は、入力信号切替手段により、スイッチング制御部に入力する入力信号レベルを接地レベルに切り替えてスイッチング素子を駆動することで、出力負荷に電流を流さないでバイアス電圧を印加することができる。
また請求項２に記載の本発明では、前記抵抗の抵抗値を可変できるようにしたことを特徴とする。これにより、スイッチング素子や昇圧トランスの部品のばらつきによりＰＷＭデューティと出力電圧がばらついても可変抵抗で調整することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態の全体的な概略構成を示す図である。
図１において、電源制御部Ａは、後述するスイッチング素子１に接続され、そのスイッチング素子のオンとオフのデューティ比を制御する。スイッチング素子１は、トランジスタやＦＥＴ等の電子的なスイッチング素子であり、電源制御部Ａとは、エミッタ接地のトランジスタのベースか、ソース接地のＦＥＴのゲート等で接続される。従って、トランジスタの場合のコレクタかＦＥＴの場合のドレインが電源電圧ＶＡに接続されるが、そのコレクタあるいはドレインと電源電圧ＶＡの間には、昇圧トランス２の１次側が接続される。昇圧トランス２の２次側には、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路３が接続されて、その平滑コンデンサの両端電圧が出力電圧となる。平滑コンデンサの両端間には、並列抵抗５が接続される。その並列抵抗５の低圧側の端子と接地間には、出力検出回路４が接続される。並列抵抗５の低圧側の端子からは帰還信号ＦＢが取り出されて電源制御部Ａに帰還する。一方、平滑コンデンサの高圧側は出力端Ｃを経て帯電器（コロトロン６）に接続され、高電圧を供給する。
【０００７】
この電源装置の制御動作としては、電源制御部Ａで制御されてスイッチング素子１でスイッチングされた電源電圧ＶＡが、昇圧トランス２で昇圧され、整流平滑回路３で直流化されて出力される。その直流化された出力電圧は、帯電器であるコロトロン６に供給されると共に、出力検出回路４にも供給される。出力電圧の供給を受けた出力検出回路４からは、接地に向けて電流が流れ、その電流が流れる際の出力検出回路４に入力する電圧が帰還信号ＦＢとして電源制御部Ａに帰還される。その帰還信号ＦＢは、一般的に、電源制御部Ａ内のコンパレータに入力される。コンパレータでは、帰還信号ＦＢと基準信号とを比較して差分を出力する。その差分の出力と制御部Ａ内で生成されたスイッチング周波数で動作する三角波とのＡＮＤ論理を演算し、その演算結果をパルス出力している。このようにして電源制御部Ａ内において、検出された帰還信号ＦＢにより、オン・オフのデューティ比が変更されて、制御出力電圧が出力される。そして、デューティー比が変更されることにより、電源制御部Ａからスイッチング素子１に出力される制御出力電圧のオン時間も変更される。この制御出力電圧によりスイッチング素子１におけるスイッチングのデューティー比（オン／オフ時間の比率）が制御され、デューティー比中のオン時間に対応したパルス幅の電圧ＶＡ（ＰＷＭ：パルス幅変調された電圧ＶＡ）が昇圧トランス２の一次側に出力される。昇圧トランス２の２次側出力は、整流平滑回路３により整流及び平滑化されて出力される。尚、電源制御部Ａがマイクロコンピュータにより構成される場合には、一般的に、帰還信号ＦＢはＡ／Ｄコンバータに入力されてデジタル信号に変換された後に、マイクロコンピュータ内部のプログラムにより、上記した如き基準信号に代わる目標値との比較が行われ、その比較結果に対応してＰＷＭジェネレータからＰＷＭ信号が出力される。このＰＷＭ信号の出力は、例えば、帰還信号ＦＢが目標値よりも小さい場合には、パルス幅を大きくし、逆に帰還信号ＦＢが目標値よりも大きい場合には、パルス幅を小さくするように制御される。
また、電源制御部Ａでは、上記したように帰還信号ＦＢの電圧を検出することによりデューティー比の変更を行っているが、出力検出回路４に入力する電圧と帯電器への出力電圧とは比例関係にあり、帯電器に出力される電圧と電流とは比例関係にあることから、電源制御部Ａでは、出力検出回路４に入力する電圧を検出することにより、帯電器に出力される電流が検出でき、結果的に、帯電器に出力される電流が所定値になるように制御が行われていることになる。
【０００８】
図２は、図１の制御部Ａの第１の実施形態の概略構成ブロック図である。
図２の場合のスイッチング素子１を駆動する電源制御部Ａでは、スイッチングレギュレータａ１で制御を行っている。スイッチングレギュレータａ１に入力される出力トリガ信号がオンになるのを受けて、出力検出回路４からの帰還信号ＦＢと、スイッチングレギュレータの基準信号（電子写真プロセス用感光体ドラムを帯電させるための帯電手段の仕ようにより設定される値）が同じになるように、ＰＷＭ信号（ここでは駆動周波数を２０ｋＨｚとする）のＰＷＭデューティが変更される。この変更されたＰＷＭデューティにより、感光体ドラムへの帯電を行わせるための所望とする定電流出力を得ることができる。
尚、上記した帯電手段の仕ようとは、画像形成装置中の画像形成部（感光体ドラム）を良好に帯電させるための仕ようであり、一般的なプロセスにおいては、感光体ドラムに一定の電流を均一に供給するための仕ようと言える。但し、一定の電流を供給するには、感光体ドラム自体の仕ようばかりでなく、形成される画質、環境、感光体ドラムの経時変化等を考慮する必要がある。
上記した出力トリガ信号とは、システムコントローラ或いはシーケンスコントローラ等の動作タイミングを制御するマイクロコンピュータにより制御され、適切な動作タイミングでオン・オフされる信号である。本実施形態では、負荷である帯電器に出力を行うためのタイミングを適切に合わせるための信号である。
また、駆動周波数とは、一般的に、スイッチング素子を駆動させるためにスイッチングレギュレータに内蔵された発信器から出力される駆動信号の周波数であり、駆動周波数は、外部に接続されたコンデンサ等により所定値に設定することができる。
【０００９】
ここで、帯電器であるコロトロン６に放電はさせずにバイアス電圧のみを印加する場合を説明する。尚、スイッチＳ１は、帯電器に放電させる場合と、帯電器に電流が流れないようにして（即ち、放電しないようにして）バイアス電圧を印加する場合を切り替えるためのスイッチである。このスイッチＳ１を切り替えるとスイッチングレギュレータａ１に入力する基準信号はゼロ（接地側）になる。すると、スイッチングレギュレータａ１は、帰還信号ＦＢと基準信号（ゼロ）との差が小さくなるように、即ち、帰還信号ＦＢがゼロに近づくようにＰＷＭデューティを変更する。帰還信号ＦＢがゼロに近づくことは、出力検出回路に印加される電圧がゼロに近づくことになる。従って、この場合のスイッチングレギュレータａ１は、ＰＷＭデューティのオン・デューティを小さくしていき、出力検出回路４に電流が流れない状態になるようにＰＷＭデューティの制御を行っていることになる。この制御により帯電器に放電させずにバイアス電圧のみ印加することができるようになる。尚、帯電器に放電させる場合の基準信号の値は、帯電器に放電による所定の電流が流れている時の帰還信号ＦＢの電圧値を基準として決定される。
スイッチＳ１が接地側になった時に、スイッチングレギュレータａ１内部の動作は、基準信号がゼロになったことにより、基準信号と帰還信号ＦＢを比較して差分を出力するコンパレータの出力は高くなる。すると、前記した三角波とコンパレータ出力のＡＮＤ成分は低くなる。これは、三角波の底辺に近い広い範囲を縦断していたコンパレータ出力が、その出力が高くなることにより、三角波の頂点に近い狭い範囲を縦断するようになり、その結果、縦断する範囲に相当するＡＮＤ成分は小さく（低く）なるためである。
【００１０】
このＰＷＭオン・デューティを小さくしていく課程では、放電を行っているコロトロン６（負荷）への印加バイアス電圧が小さくなり放電状態でなくなることから電流が流れなくなり、前記出力検出回路４にも電流が流れない状態になる。この状態は、コロトロン６及び検出回路４に電流は流れないが、スイッチングレギュレータａ１から出力されるＰＷＭオン・デューティはゼロにはなっていない状態である。従って、昇圧トランス２の２次側に電力が発生し、帯電器へのバイアス電圧の供給は続けられている状態である。この状態のときは、平滑コンデンサから抵抗５をループして電流が流れ、その電流が抵抗５を流れることにより、出力端Ｃ（帯電器）には所望とするバイアス電圧が印加される。
即ち、スイッチＳ１を接地側にすると、基準電圧はゼロになり、帰還信号ＦＢ（電圧）もゼロに近づくように制御が行われる。すると、帯電器６及び検出回路４を流れる電流はゼロ電流に近づくが、抵抗５をループする電流はゼロにはならないので、バイアス電圧が発生し、そのバイアス電圧は帯電器に印加されることになる。
また、出力端Ｃの出力を完全にオフしようとするときは、スイッチングレギュレータａ１への出力トリガ信号をオフすれば、ＰＷＭ信号もオフになるのでスイッチング素子１のスイッチングは行われず、従って、出力端Ｃへも電圧は出力されなくなる。
このように、スイッチＳ１を切り替えてスイッチングレギュレータａ１への基準信号をゼロにすることで、電流を負荷に出力している状態から出力負荷に電流を流さないでバイアス電圧出力のみを供給する状態に変更することができる。また、本実施形態では、上記したように、負荷が放電しない供給電圧である場合、即ち、出力検出回路４に電流が流れない供給電圧の場合であっても、抵抗５にループ電流が流れるため、放電しない電圧（バイアス電圧）を生成して帯電器に印加できるが、逆に抵抗５にループ電流が流れるため、帯電器に印可する電圧を外部から任意に設定することは難しいことになる。
【００１１】
図３は、図２の第１の実施形態の電源制御部Ａにおけるスイッチングレギュレータａ１の替わりにＡ／Ｄコンバータｂ２とＰＷＭタイマｂ３を備えたマイクロコンピュータｂ１を使用した場合の第２の実施形態の概略構成ブロック図である。尚、ＰＷＭタイマｂ３は、マイクロコンピュータｂ１の制御により、出力するパルスの出力間隔（周波数）及びパルス幅を任意に設定できるものである。
図３では、マイクロコンピュータｂ１のＩ／Ｏポートから出力オン命令を受け、図１の出力検出回路４から帰還される信号をＡ／Ｄコンバータｂ２でＡ／Ｄ変換した値と、マイクロコンピュータｂ１内に記憶された出力目標データ値が同じになるようにＰＷＭタイマｂ３にデータを送信し、ＰＷＭ信号（ここでは駆動周波数を２０ｋＨｚとする）のＰＷＭデューティを変調する。
更に、この状態で、帯電器であるコロトロン６に放電はさせずにバイアス電圧のみを印加するために、マイクロコンピュータｂ１内に記憶された出力目標データ値をゼロに切り替えることにより、マイクロコンピュータｂ１は、出力検出回路４に電流が流れない状態にＰＷＭデューティを変調（ＰＷＭオン・デューティを小さく）していく。
ここで、ＰＷＭオン・デューティを小さくしていく課程で、負荷のコロトロン６への印加バイアス電圧が小さくなることにより、その課程のどこかで放電状態でなくなり、前記出力検出回路４に電流が流れない状態で、且つ、ＰＷＭオン・デューティがゼロでない状態となる。この時は、抵抗５をループする電流により、出力端Ｃにバイアス電圧がかかった状態となる。
また、出力をオフするときは、第１の実施形態と同ようにマイクロコンピュータｂ１へのＩ／Ｏポートへのオフ命令を入力すれば、ＰＷＭ信号もオフになるのでスイッチング素子１のスイッチングは行われず、従って、出力端Ｃへも電圧は出力されなくなる。
【００１２】
図４は、図１の制御部Ａの第３の実施形態の概略構成ブロック図である。
図４の場合のスイッチング素子１を駆動する電源制御部Ａは、スイッチングレギュレータａ１で行う制御とＰＷＭタイマａ２で行う制御とがスイッチＳ２で切り替え可能な構成である。
電源制御部Ａを、スイッチングレギュレータａ１に切り替えられた時の動作は、出力信号オンを受けて、出力検出回路４からの帰還信号ＦＢと、スイッチングレギュレータの基準信号が同じになるように、ＰＷＭ信号（ここでは駆動周波数を２０ｋＨｚとする）のＰＷＭデューティを変調することにより、感光体ドラムへの帯電を行わせるための所望とする定電流出力を実施する。
更に、電源制御部Ａを、スイッチＳ２でＰＷＭタイマａ２に切り替えたときの動作は、予め知り得た一定のＰＷＭデューティのデータ信号により、ＰＷＭタイマａ２を駆動することにより、負荷のコロトロン６への印加バイアス電圧が放電状態にならないで、且つ、抵抗５をループする電流により、出力端Ｃへ所望のバイアス電圧を印加するようになる。
上記した予め知り得た一定のＰＷＭデューティのデータ信号とは、本実施形態のコロトロン６の放電開始電圧を４ｋＶとすると、スイッチング素子１を駆動するＰＷＭ信号のデューティと、本実施形態のコロトロン６に印加される電圧との関係は図７のようになる。図７のｒで示す範囲は放電現象が始まっておらず、単に図１の抵抗５に流れる電流により発生した電圧である。このことから、コロトロン６の負荷電圧がｒの範囲におけるＰＷＭデューティと負荷電圧は、電源装置に固有の条件により決定すると言える。
また、コロトロン６の放電開始電圧は、コロトロン６の形状等によって決定されるので、コロトロン６の放電開始電圧（図７の場合は４ｋＶ）を知り得て、更に、電源装置のＰＷＭデューティと出力電圧との関係（図７の変移関係）を知り得れば、図７のｒの範囲（帯電器で放電せずバイアス電圧のみが印加された状態）のＰＷＭデューティは、図７から決定することができる。尚、コロトロン６の放電開始電圧は、コロトロン６の形状の他にケースの形状、ワイヤの長さ、ワイヤの本数、画像形成装置の内部条件、画像形成装置の設置環境及び経時変化等により変更される。
また、出力端Ｃの出力を完全にオフしようとするときは、上記第１の実施形態と同ようにスイッチングレギュレータａ１への出力トリガ信号をオフすれば、ＰＷＭ信号もオフになるのでスイッチング素子１のスイッチングは行われず、従って、出力端Ｃへも電圧は出力されなくなる。
このように、電源制御部Ａの中のスイッチングレギュレータａ１とＰＷＭタイマａ２の切り替えをスイッチＳ２で行うことで、出力負荷に電流を流す電源装置における、電流を負荷に出力している状態から出力負荷に電流を流さないでバイアス電圧出力のみを供給する状態に変更することができ、このバイアス電圧の出力はＰＷＭのデューティを変えることで可変できる。
【００１３】
図５は、図４の第３の実施形態の電源制御部Ａにおけるスイッチングレギュレータａ１及びＰＷＭタイマａ２の代わりにＡ／Ｄコンバータｂ２とＰＷＭタイマｂ３を備えたマイクロコンピュータｂ１を使用した場合の第４の実施形態の概略構成ブロック図である。
図５では、マイクロコンピュータｂ１のＩ／Ｏポートから出力オン命令を受け、図１の出力検出回路４から帰還される信号をＡ／Ｄコンバータｂ２でＡ／Ｄ変換した値と、マイクロコンピュータｂ１内に記憶された出力目標データ値が同じになるようにＰＷＭタイマｂ３にデータを送信し、ＰＷＭ信号（ここでは駆動周波数を２０ｋＨｚとする）のＰＷＭデューティを変調する。尚、出力オン命令は、例えば、前記したシーケンスコントローラ等により生成される。
更に、上記第３の実施形態と同ように、予め知り得た一定のＰＷＭデューティにより、ＰＷＭタイマｂ３を駆動することで、負荷のコロトロン６への印加バイアス電圧が小さくなって放電状態でなくなり、前記出力検出回路４に電流が流れない状態で、且つ、ＰＷＭオン・デューティがゼロでない状態となる。この時は、抵抗５をループする電流により、出力端Ｃにバイアス電圧がかかった状態となる。
上記した予め知り得た一定のＰＷＭデューティのデータ信号とは、第３の実施形態と同ように、本実施形態のコロトロン６の放電開始電圧を４ｋＶとすると、スイッチング素子１を駆動するＰＷＭ信号のデューティと、本実施形態のコロトロン６に印加される電圧との関係は図７のようになる。図７のｒで示す範囲は放電現象が始まっておらず、単に図１の抵抗５に流れる電流により発生した電圧である。このことからコロトロン６の負荷電圧がｒの範囲のＰＷＭデューティと負荷電圧は、電源装置に固有の条件により決定するものであると言える。
また、出力をオフするときは、第１の実施形態と同ようにマイクロコンピュータｂ１へのＩ／Ｏポートへのオフ命令を入力すれば、ＰＷＭ信号もオフになるのでスイッチング素子１のスイッチングは行われず、従って、出力端Ｃへも電圧は出力されなくなる。
このように、電源制御部Ａの切り替えを行うことで、出力負荷に電流を流す電源装置において、出力負荷に電流を流さないバイアス出力電圧を供給でき、このバイアスの出力電圧はＰＷＭデューティにより可変できる。
【００１４】
図６は、図１の並列抵抗５を変更させた第５の実施形態を示す図である。
この第５の実施形態では、並列抵抗５を図１の固定抵抗から可変抵抗に変えるもので、その他の構成は上記した第１〜第４の実施形態と同ようである。
この第５の実施形態の可変抵抗５は、図６（ａ）の場合には、単純な固定抵抗を可変抵抗に置き換えることにより、抵抗値が変わることから電流値も変わり、その結果、可変抵抗を調整することによりバイアス電圧を調整できるようになる。図６（ｂ）の場合には、固定抵抗に可変抵抗を直列に接続したため、抵抗値にオフセット抵抗を直列に接続することにより、可変抵抗を調整する際にバイアス電圧が所定値以下に調整できないようにすることができる。図６（ｃ）の場合には、固定抵抗と可変抵抗を並列に接続したため、可変抵抗を調整する際に、出力電圧の変化が直線的ではなくなる。図６に示した３通りの可変抵抗は、いずれを用いた場合でも第５の実施形態として実施は可能であり、固定抵抗素子や可変抵抗素子のコスト、耐電圧、電流値、抵抗のワッテージ等の特性を考慮して最も適切なタイプを選ぶことが望ましい。
【００１５】
【発明の効果】
以上のように本発明の電源装置は、入力信号切替手段により、スイッチング制御部に入力する入力信号レベルを接地レベルに切り替えてスイッチング素子を駆動するようにしているので、出力負荷に電流を流さないでバイアス電圧を印加するようにしている。
このように構成すれば、スペースとコストの増加を最小限に抑えたバイアス電圧を印加できる電源装置を実現することができる。つまり、トナー等が帯電器に付着するのを防ぎ、そのトナー付着による汚れを回避することができる小型で安価な電子写真用の電源装置を実現することができる。
また請求項２に記載の本発明では、前記抵抗の抵抗値を可変できるようにしたことにより、スイッチング素子や昇圧トランスの部品のばらつきによりＰＷＭデューティと出力電圧がばらついても可変抵抗で調整することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の全体的な概略構成を示す図である。
【図２】図１の制御部の第１の実施形態の概略構成ブロック図である。
【図３】図２の第１の実施形態の電源制御部Ａにおけるスイッチングレギュレータの替わりにＡ／ＤコンバータとＰＷＭタイマを備えたマイクロコンピュータを使用した場合の第２の実施形態の概略構成ブロック図である。
【図４】図１の制御部の第３の実施形態の概略構成ブロック図である。
【図５】図４の第３の実施形態の電源制御部におけるスイッチングレギュレータ及びＰＷＭタイマの替わりにＡ／ＤコンバータとＰＷＭタイマを備えたマイクロコンピュータを使用した場合の第４の実施形態の概略構成ブロック図である。
【図６】（ａ）（ｂ）及び（ｃ）は図１の並列抵抗を変更させた第５の実施形態を示す図である。
【図７】ＰＷＭデューティと出力電圧の関係を示す図である。
【符号の説明】
１・・・スイッチング素子、２・・・昇圧トランス、３・・・整流平滑回路、４・・・出力検出回路、５・・・並列抵抗、６・・・帯電器（コロトロン）、Ａ・・・電源制御部、Ｃ・・・出力端、ＦＢ・・・帰還信号、ａ１・・・スイッチングレギュレータ、ａ２、ｂ３・・・ＰＷＭタイマ、ｂ１・・・マイクロコンピュータ、ｂ２・・・Ａ／Ｄコンバータ、Ｓ１、Ｓ２・・・スイッチ、ｒ・・・放電現象の無いＰＷＭデューティー範囲

Claims

直流電流をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子のスイッチング出力を昇圧する昇圧トランスと、該昇圧トランスの２次側に対して並列に接続された抵抗と、該抵抗の後段に接続された出力負荷と、前記昇圧トランスの２次側出力レベルを検出する出力検出回路と、該出力検出回路から出力される検出信号と入力される入力信号とに基づいて前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部とを有する電源装置において、
前記スイッチング制御部に入力する入力信号を切り替える入力信号切替手段を備え、
前記スイッチング制御部は、前記出力負荷に電流を流さないバイアス電圧を印加する場合、前記入力信号が接地レベルとなるように、前記入力信号切替手段を切り替え、前記出力負荷への電流を遮断しつつ、前記抵抗をループする電流を維持して前記出力負荷にバイアス電圧を印加するように制御を行うことを特徴とする電源装置。
前記抵抗の抵抗値を可変できるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。