JPH10201229A

JPH10201229A - 直流高電圧電源の駆動回路

Info

Publication number: JPH10201229A
Application number: JP36007896A
Authority: JP
Inventors: Tomiichi Kobayashi; 富一小林; Masao Sakai; 雅雄酒井
Original assignee: NAGANO AICHI DENKI KK
Current assignee: NAGANO AICHI DENKI KK
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1996-12-27
Publication date: 1998-07-31

Abstract

(57)【要約】【目的】例えば、複写機に用いられる直流高電圧電源
の出力電圧値を下げることなくパワートランジスタにお
ける電力損失を低減するとともに、ＰＷＭ信号のデュー
ティ比に対して出力電圧をリニアに可変せしめることを
目的とする。【構成】パワートランジスタ１８と昇圧トランスＴと
高電圧整流平滑回路２０を主体として構成された直流高
電圧電源において、昇圧トランスＴのベース巻線Ｔ_Ｂに
発生する起電力をパワートランジスタ１８のベースに正
帰還して前記パワートランジスタ１８のオン／オフタイ
ミングを決定し、かつ、外部からのＰＷＭ信号のデュー
ティ比によって前記ベース巻線Ｔ_Ｂからパワートランジ
スタ１８のベースに正帰還する電流の一部を分岐させ
て、前記パワートランジスタ１８のベース電流を制御す
ることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、複写機の複写
プロセスにおける現像，転写等に使用される直流高電圧
電源において、その出力電圧をＰＷＭ信号のデューティ
比に対してリニアに可変制御するように構成した駆動回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子写真技術を応用した複写機は、一般
に、露光→現像→転写→定着のプロセスを経て、被写像
を転写紙に複写せしめるように構成されている。図２は
この複写プロセスを概略的に示す一例であり、図中１は
感光体ドラムであり、２は帯電した感光体ドラムの表面
に潜像を形成する露光部分である。また、３は前記潜像
を可視像化する現像器であり、４は前記可視像を転写用
紙５に転写する転写器を示す。

【０００３】そして、前記現像器３により感光体ドラム
１の表面に形成した潜像を可視像化する際や転写器４に
より前記可視像を複写用紙に転写する際には、必ず直流
高電圧電源に頼ることが必要であり、その直流高電圧電
源の駆動回路としては一般に図７に示すようなものが使
用されていた。

【０００４】図７において、６は昇圧トランスＴの入力
巻線Ｔ_Ｉに直列に接続され、前記昇圧トランスＴに電力
を供給する直流電源を示し、ｒ_１は後述するパルス幅変
調回路７の出力端に接続され、前記昇圧トランスＴの入
力巻線Ｔ_Ｉへの印加電圧をオン／オフするパワートラン
ジスタ８のベース電流を制御するために挿設された抵抗
であり、また、ｒ_２は、一方端を抵抗ｒ_１とパワートラ
ンジスタ８のベースの接続点に接続し、他端を直流電源
６の負極側に接続して前記パワートランジスタ８のコレ
クタ・ベース間の漏れ電流およびベース・エミッタ間の
蓄積電荷をバイパス放電するために設けられた抵抗であ
り、パワートランジスタ８の誤動作およびオフ動作の高
速化を図るものである。

【０００５】また、９は整流器Ｄ_１，Ｄ_２およびコンデ
ンサＣ_１，Ｃ_２によって構成され、昇圧トランスＴの出
力巻線Ｔ_Ｏより出力される電圧を平滑する所謂倍電圧方
式の高電圧整流平滑回路であり、Ｒは前記高電圧整流平
滑回路９の出力電圧により制御される制御対象物、例え
ば、複写機の現像器等の負荷を示す。

【０００６】つづいて、前記パルス幅変調回路７の構成
を図３により説明する。パルス幅変調回路７は、図３に
示すように、一定の周期で三角波状の電圧波形を出力す
る三角波発振回路１０と、その三角波発振回路１０の出
力電圧と比較される比較電圧を生成する比較電圧生成回
路１１と、三角波発振回路１０および比較電圧生成回路
１１から出力される２つの出力電圧を比較して、その比
較結果に応じた矩形状の電圧波を出力する電圧比較回路
１２とを備えている。

【０００７】三角波発振回路１０は、オープンコレクタ
出力のコンパレータＣＰ１を備えており、このコンパレ
ータＣＰ１の非反転入力端子には、３つの抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒｘの一端がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ１の
他端は三角波発振回路１０の駆動電圧Ｖｃｃに、抵抗Ｒ
２の他端はＧＮＤに、抵抗Ｒｘの他端はコンパレータＣ
Ｐ１の出力端子に、それぞれ接続されている。

【０００８】コンパレータＣＰ１の出力端子には、抵抗
Ｒｘの他に、２つの抵抗Ｒ３，Ｒｔの一端がそれぞれ接
続されており、抵抗Ｒ３の他端は三角波発振回路１０の
駆動電圧Ｖｃｃに、抵抗Ｒｔの他端はコンパレータＣＰ
１の反転入力端子に、それぞれ接続されている。コンパ
レータＣＰ１の反転入力端子には、抵抗Ｒｔの他に、タ
イミングコンデンサＣｔの一端が接続されており、この
タイミングコンデンサＣｔの他端はＧＮＤに接続されて
いる。

【０００９】次式（１），（２）に示されるように、こ
の三角状波発振回路１０のコンパレータＣＰ１の非反転
入力端子には、コンパレータＣＰ１の“Ｈ”出力時には
Ｖ’_ＳＨ［Ｖ］の電圧が印加され、コンパレータＣＰ１
の“Ｌ”出力時にはＶ’_ＳＬ［Ｖ］の電圧が印加され
る。

【００１０】

【数１】

【００１１】次に、この三角波発振回路１０の発振動作
について説明する。コンパレータＣＰ１の“Ｈ”出力時
には、タイミングコンデンサＣｔはプルアップ抵抗Ｒ３
と抵抗Ｒｔを介して充電され、徐々に、その端子間電圧
が上昇する。この時、コンパレータＣＰ１の非反転入力
端子にはＶ’_ＳＨ［Ｖ］の電圧が印加されているので、
充電によりタイミングコンデンサＣｔの端子間電圧が
Ｖ’_ＳＨ［Ｖ］を越えるまでは、コンパレータＣＰ１は
“Ｈ”出力を維持する。そして、タイミングコンデンサ
Ｃｔの端子間電圧がＶ’_ＳＨ［Ｖ］を越えると、コンパ
レータＣＰ１の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に反転する。

【００１２】コンパレータＣＰ１の出力が“Ｌ”になる
と、抵抗ＲｔとコンパレータＣＰ１を介して、タイミン
グコンデンサＣｔの放電が開始される。この放電ととも
に、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にはＶ’_ＳＬ
［Ｖ］の電圧が印加される。このため、タイミングコン
デンサＣｔの端子間電圧が放電によってＶ’_ＳＬ［Ｖ］
より低くなるまでは、コンパレータＣＰ１の“Ｌ”出力
は維持される。タイミングコンデンサＣｔの端子間電圧
がＶ’_ＳＬ［Ｖ］より低くなると、コンパレータＣＰ１
の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に反転し、再び、タイミング
コンデンサＣｔの充電が開始される。

【００１３】上記したように、タイミングコンデンサＣ
ｔは、一定の周期で充放電を繰り返し、その端子間電圧
は三角状の電圧波となる。この電圧波の最大値はＶ’
_ＳＨ［Ｖ］であり、最小値はＶ’_ＳＬ［Ｖ］である。そ
して、この三角状の電圧波が三角波発振回路１０の出力
電圧として、電圧比較回路１２に入力される。

【００１４】比較電圧生成回路１１は、駆動電圧Ｖ_ＣＣ
とＧＮＤ間に接続された、可変抵抗ＶＲと、その可変抵
抗ＶＲから出力される出力電圧を安定させるコンデンサ
ＣＩとを備えている。可変抵抗ＶＲの摺動子を移動操作
（本図では上下）すると、この比較電圧生成回路１１か
ら出力される比較電圧の値が可変される。即ち、可変抵
抗ＶＲの摺動子を上側に移動すると比較電圧値は上昇
し、可変抵抗ＶＲの摺動子を下側に移動すると比較電圧
値は下降するのである。

【００１５】電圧比較回路１２は、オープンコレクタ出
力のコンパレータＣＰ２と、そのプルアップ抵抗Ｒ４と
を備えている。コンパレータＣＰ２の反転入力端子には
三角波発振回路１０の出力電圧が印加され、非反転入力
端子には比較電圧生成回路１１の比較電圧が印加され
る。よって、比較電圧生成回路１１の比較電圧が三角波
発振回路１０の出力電圧より高い場合には、電圧比較回
路１２のＰＷＭ端子からは“Ｈ”の出力が行われ、逆
に、低い場合には“Ｌ”の出力が行われる。

【００１６】このようにパルス幅変調回路７から出力さ
れる電圧波は“Ｈ”または“Ｌ”の矩形波となり、その
周波数は三角波発振回路１０の出力電圧の周波数と一致
する。また、パルス幅変調回路７から出力される電圧波
のデューティ比は、比較電圧生成回路１１によって生成
される比較電圧を上下することにより変更される。即
ち、比較電圧を上げると、パルス幅変調回路７から出力
される矩形波のデューティ比は大きくなり、逆に、比較
電圧を下げると、その矩形波のデューティ比は小さくな
る。

【００１７】このように、所定のデューティ比に調節さ
れた“Ｈ”および“Ｌ”の電圧値を有するＰＷＭ信号
は、パルス幅変調回路７の出力端から図７に示す抵抗ｒ
_１を介して前記パワートランジスタ８のベースに入力さ
れる。そして、パワートランジスタ８は前記ＰＷＭ信号
が“Ｈ”の時はオンし、“Ｌ”の時はオフする。特に前
記パワートランジスタ８がオンした時には、パワートラ
ンジスタ８のコレクタには、直流電源６より昇圧トラン
スＴの入力巻線Ｔ_Ｉを介して、パワートランジスタ８の
ベースに入力されるベース電流Ｉ_ｂの値により制限され
る電流を最大値とするコレクタ電流Ｉｃが流れる。

【００１８】それにより昇圧トランスＴの出力巻線Ｔｏ
には、所定の巻数比により昇圧され、かつ、前記パワー
トランジスタ８のオン時間に比例した、言い換えれば、
ＰＷＭ信号のデューティ比に比例した電圧値が誘起さ
れ、その後、高電圧整流平滑回路９により電流平滑さ
れ、制御対象物である負荷Ｒ、例えば、複写機の現像器
等を制御する。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の直流高
電圧電源の駆動回路は、前記の如く、ＰＷＭ信号をパワ
ートランジスタのベースに直接印加して、前記パワート
ランジスタを駆動するように構成されているので、昇圧
トランスＴと高電圧整流平滑回路９および負荷Ｒの条件
により定まる共振周波数とＰＷＭ信号の周波数とを一致
させることが難しく、この結果、ＰＷＭ信号のデューテ
ィ比に対する直流高電圧の出力電圧の変化率を一定に保
つことが困難であった。

【００２０】また、前記従来の直流高電圧電源の駆動回
路においては、湿度や温度等、環境の変化により負荷変
動が生じると、図８に示すように、昇圧トランスＴの出
力巻線Ｔｏの出力電圧波形にスパイク電圧やリンギング
電圧等による乱れが生じ、特に、スパイク電圧が前記出
力電圧波形のピーク時において発生した場合、その時点
の出力電圧値は非常に大きなものとなり、高電圧整流平
滑回路９により平滑された電流により制御される負荷Ｒ
の動作はかなり不安定なものとなり、負荷に対して振動
や騒音を誘発する要因となっていた。

【００２１】同様に、前記従来の直流高電圧電源の駆動
回路は、スパイク電圧やリンギング電圧と昇圧トランス
Ｔへの供給電圧が干渉した場合にも、入力巻線Ｔ_Ｉに流
れる電流が過大となって負荷制御を良好に行うことがで
きないため、前記スパイク電圧等を除去するために昇圧
トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉにスナバ回路を並列に挿設す
る等して対応していた。

【００２２】本発明は前記課題に鑑みて、直流高電圧電
源の駆動回路におけるパワートランジスタの駆動を外部
からの駆動信号（ＰＷＭ信号）に頼らずに行う自励発振
方式とすることで、ＰＷＭ信号のデューティ比に対する
直流高電圧の出力電圧の変化率を一定に保つと共に、出
力電圧波形にスパイク電圧やリンギング電圧が発生する
ことを防止したした直流高電圧電源の駆動回路を提供す
る。

【００２３】

【課題を解決するための手段】請求項１に示す直流高電
圧電源の駆動回路は、直流電源により駆動され、その出
力から直流高電圧を出力する昇圧方式のスイッチング直
流高電圧電源の駆動回路において、入力巻線と出力巻線
及びベース巻線を有し、その出力巻線から交流高電圧を
出力する昇圧トランスと、前記出力巻線に接続された整
流器及びコンデンサより成る高電圧整流平滑回路と、前
記入力巻線への印加電圧をオン／オフするパワートラン
ジスタと、一対の接合形トランジスタからなる電流制御
部と、この電流制御部と前記パワートランジスタおよび
昇圧トランスのベース巻線との間に挿設した抵抗群とを
具備して前記昇圧トランスおよび高電圧整流平滑回路よ
りなる昇圧回路の共振周波数とパワートランジスタのオ
ン／オフタイミングを一致させる同期駆動回路と、さら
に、抵抗とコンデンサにて形成した１次ローパスフィル
タによるシリアルＤＡ変換回路によって生成したＰＷＭ
信号のデューティ比に応じたアナログ信号電流に応動す
るトランジスタを具備して前記電流制御部を制御する制
御回路とを備えて構成した。

【００２４】請求項２に示す直流高電圧電源の駆動回路
におけるパワートランジスタは、制御回路からの出力に
て前記電流制御部の電流飽和値を制御させ、この電流飽
和値により前記パワートランジスタのベースに供給され
る電流の一部を同期駆動回路に分岐させてパワートラン
ジスタのベース電流を制御するように構成した。

【００２５】請求項３に示す直流高電圧電源の駆動回路
における同期駆動回路は、昇圧トランスのベース巻線に
発生する起電力を、前記ベース巻線に接続した抵抗を介
してパワートランジスタのベースに正帰還するように構
成した自励発振回路とした。

【００２６】

【作用】請求項１記載の直流高電圧電源の駆動回路によ
れば、制御回路，電流制御部，パワートランジスタを使
用して、外部より与えられる駆動信号（ＰＷＭ信号）の
デューティ比に応じた電圧を昇圧トランスの入力巻線に
印加し、かつ、同期駆動回路によりパワートランジスタ
のオン／オフタイミングを、昇圧トランスおよび高電圧
整流平滑回路よりなる昇圧回路の共振周波数と一致させ
るようにしたので、直流高電圧の出力電圧を前記ＰＷＭ
信号のデューティ比に対してリニアに可変することがで
き、安定した出力が可能なＰＷＭ信号のデューティ比の
可変範囲を拡大することが可能となる。

【００２７】請求項２記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、ＰＷＭ信号のデューティ比により、前記電流
制御部の電流飽和値を制御してこの電流飽和値により前
記パワートランジスタのベースに供給される電流の一部
を同期駆動回路に分岐させてパワートランジスタのベー
ス電流を制御するように構成したので、直流高電圧の出
力電圧値の大きさを、ＰＷＭ信号のデューティ比を可変
させることにより容易に設定することが可能となる。

【００２８】請求項３記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、昇圧トランスのベース巻線に発生する起電力
を、前記ベース巻線に接続した抵抗を介してパワートラ
ンジスタのベースに正帰還させて前記パワートランジス
タを駆動制御するように、昇圧トランスの出力巻線に発
生する出力電圧波形にスパイク電圧やリンギング電圧が
発生するのを防ぐことができるため、その結果、前記ス
パイク電圧やリンギング電圧と昇圧トランスＴへの供給
電圧の干渉を阻止することが可能となり、かつ、入力巻
線に流れる電流が過大となる問題も解消でき、この結
果、制御対象物である負荷の制御を良好に行うことが可
能となる。その上、前記スパイク電圧等を除去するため
のスナバ回路も不要となる等、駆動回路の性能の向上お
よび小形化を容易に達成することができる。

【００２９】また、請求項３記載の直流高電圧電源の駆
動回路によれば、パワートランジスタがオフ動作を開始
し、昇圧トランスのベース巻線に負の起電力が発生した
際に、前記ベース巻線に発生した負の起電力により、前
記パワートランジスタのベース・エミッタ間の蓄積電荷
を急速に放電させることができるため、パワートランジ
スタのオフ動作時間を短時間とすることが可能となり、
直流高電圧の出力電圧値の大きさを下げることなく前記
パワートランジスタにおける電力損失（発熱）を減少さ
せることができる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明を複写機用の直流高電圧電源の
駆動回路に実施した例について説明する。なお、従来の
直流高電圧電源の駆動回路と同一構造をなす部分につい
ては、同一記号を付して説明する。図１において、６は
昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉに直列に挿入され、前記
昇圧トランスＴに電力を供給する直流電源を示し、１３
は前記直流電源６に並列に接続した抵抗ｒ_３，ｒ_４およ
びコンデンサＣ_３と、図３に示すパルス幅変調回路７の
出力端に一方端を接続した抵抗ｒ_５と、その抵抗ｒ_５に
一方端を接続して他方端を直流電源６の負極側に接続し
た抵抗ｒ_６と、前記抵抗ｒ_５，ｒ_６の接続点にベース
を、また、前記抵抗ｒ_３，ｒ_４の接続点にコレクタを、
さらに、直流電源６の負極側にエミッタをそれぞれ接続
したトランジスタ１４とによって構成した制御回路であ
る。

【００３１】１５は前記制御回路１３の抵抗ｒ_４とコン
デンサＣ_３との接続点にベースを接続し、後述する同期
駆動部の抵抗ｒ_９の一方端にコレクタを接続した接合形
トランジスタ１６と、前記接合形トランジスタ１６のエ
ミッタにベースを接続して直流電源６の負極側にエミッ
タを接続した接合形トランジスタ１７とによって構成し
た電流制御部である。

【００３２】１８は前記電流制御部１５の一方形成する
接合形トランジスタ１７のコレクタにベースを、昇圧ト
ランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉにコレクタを、また、直流電源
６の負極側にエミッタをそれぞれ接続して、前記直流電
源６より入力巻線Ｔ_Ｉに印加される電圧をオン／オフす
るパワートランジスタを示し、ｒ_８は前記パワートラン
ジスタ１８のベースに一方端を接続し、他方端を直流電
源６の正極側に接続して、前記パワートランジスタ１８
のベースに直流電源６からの電力を供給するために挿設
された抵抗である。

【００３３】さらに、１９はパワートランジスタ１８の
ベースに一方端を接続し、他方端を昇圧トランスＴのベ
ース巻線Ｔ_Ｂに接続した抵抗ｒ_７と、一方端を前記抵抗
ｒ_７とベース巻線Ｔ_Ｂとの接続点に接続し、他方端はア
ノードを直流電源６の負極側に接続した整流器Ｄ_３のカ
ソードに接続したコンデンサＣ_４と、アノードを前記整
流器Ｄ_３とコンデンサＣ_３との接続点に接続し、カソー
ドを前記電流制御部１５の他方を形成する接合形トラン
ジスタ１６のコレクタと接続する抵抗ｒ_９に接続した整
流器Ｄ_４と、さらに、前記昇圧トランスＴのベース巻線
Ｔ_Ｂと前記電流制御部１５によってした構成される同期
駆動部である。

【００３４】また、図１に示す２０は、昇圧トランスＴ
の出力側に接続され、前記昇圧トランスＴの出力電圧・
電流を平滑するコンデンサＣ_５，Ｃ_６と整流器Ｄ_５，Ｄ
_６および抵抗ｒ_１０とからなる倍電圧方式の高電圧整流
平滑回路であり、Ｒは前記高電圧整流平滑回路１９の出
力電圧により駆動制御される制御対象物、例えば、複写
機の像形成部を構成する現像器等の負荷である。

【００３５】つづいて、図１に示す直流高電圧電源の駆
動回路の動作について説明する。まず、図３に示すパル
ス幅変調回路７から所定のデューティ比に調節された
“Ｈ”および“Ｌ”の電圧値を有するＰＷＭ信号が、図
１に示す制御回路１３のトランジスタ１４のベースに入
力されると、トランジスタ１４は前記ＰＷＭ信号が
“Ｈ”の時オンし、“Ｌ”の時オフする。トランジスタ
１４がオンすると、そのコレクタにはコレクタ電流Ｉ
_Ｃ１が流れ、この時、前記抵抗ｒ_３とｒ_４の接続点ｘの
電位は０［Ｖ］に非常に近い値となるため、抵抗ｒ_４と
コンデンサＣ_３の直列回路の両端電圧も非常に小さくな
り、その結果、前記コンデンサＣ_３に蓄えられる電荷は
少なくなる。

【００３６】また、トランジスタ１４のベースに入力さ
れるＰＷＭ信号が“Ｌ”の時には、前記トランジスタ１
４はオフされるため、前記トランジスタ１４のコレクタ
には電流が流れず、前記抵抗ｒ_３と抵抗ｒ_４の接続点ｘ
の電位は０［Ｖ］に比して高い値、具体的には、抵抗ｒ
_３に比して抵抗ｒ_４の抵抗値が十分大きく設定されてい
る場合には直流電源６の電圧値と同一の電圧値となり、
その結果、前記抵抗ｒ_４とコンデンサＣ_３の直列回路の
両端電圧も上昇するため、抵抗ｒ_４を流れる電流が増大
し、その結果、コンデンサＣ_３に蓄えられる電荷の量も
大きくなる。つまり、パルス幅変調回路７からトランジ
スタ１４のベースに入力されるＰＷＭ信号の電圧波形が
図４の（ａ）に示す波形から、同図（ｃ）に示す波形の
ようにオフ時間（ｔ_２−ｔ_１）が長くなるにしたがっ
て、制御回路１３のコンデンサＣ_３に蓄えられた電荷の
量も、図４の（ｂ）に示す少量のものから同図（ｄ）に
示すように増加していく。

【００３７】そして、コンデンサＣ_３に蓄えられた電荷
量はそのまま電流制御部１５を構成する接合形トランジ
スタ１６のベース電流Ｉ_Ｂ２となり、昇圧トランスＴの
ベース巻線Ｔ_Ｂに起電力が発生することにより流れる接
合形トランジスタ１６のコレクタ電流Ｉ_Ｃ２の最大値
（飽和値）を制御する。前記接合形トランジスタ１６に
コレクタ電流Ｉ_Ｃ２が流れると、接合形トランジスタ１
７のベースには、接合形トランジスタ１６のベース電流
Ｉ_Ｂ２とコレクタ電流Ｉ_Ｃ２を加算した値の電流Ｉ_Ｂ３
が印可され、この電流Ｉ_Ｂ３により接合形トランジスタ
１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３の最大値（飽和値）が制御さ
れる。

【００３８】つまり、外部より与えられるＰＷＭ信号の
デューティ比により制御回路１３のコンデンサＣ_３に蓄
えられる電荷の量が決定され、このコンデンサＣ_３に蓄
えられる電荷量で電流制御部１５の接合形トランジスタ
１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３の最大値を制御するように構
成したので、前記接合形トランジスタ１７のコレクタ電
流１_Ｃ３の最大値（飽和値）は、ＰＷＭ信号のデューテ
ィ比を可変させることにより調節することが可能とな
る。

【００３９】ここで、パワートランジスタ１８の初期動
作について説明する。初期時においては、昇圧トランス
Ｔには電流は流れていないので、昇圧トランスＴのベー
ス巻線Ｔ_Ｂには起電力が発生しておらず、したがって、
パワートランジスタ１８は直流電源６から抵抗ｒ_８を介
してベースに供給される電流Ｉ_Ｂ’によってオン動作を
開始する。このパワートランジスタ１８のオン動作によ
り昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉには、図５の（ａ）で
示す（イ）のように徐々に直流電源６より入力巻線Ｔ_Ｉ
に流れる電流Ｉ_Ｃが増加していき、それにより昇圧トラ
ンスＴのベース巻線Ｔ_Ｂには起電力が発生する。

【００４０】この起電力により前記ベース巻線Ｔ_Ｂに
は、図１において点線で示す矢印方向に電流Ｉが流れ、
この電流Ｉは抵抗ｒ_７を介してパワートランジスタ１８
のベースに供給される。また、このベース巻線Ｔ_Ｂの起
電力により電流制御部１５を構成する接合形トランジス
タ１６のコレクタには、前記ベース巻線Ｔ_Ｂより図１に
おいて一点鎖線で示すように、整流器Ｄ_３から整流器Ｄ
_４および抵抗ｒ_９を介して、前記接合形トランジスタ１
６のベース電流Ｉ_Ｂ２によって制限された飽和値のコレ
クタ電流Ｉ_Ｃ２が流れる。

【００４１】この結果、接合形トランジスタ１６は、前
述したように接合形トランジスタ１７のベースにベース
電流Ｉ_Ｂ３を供給して接合形トランジスタ１７のコレク
タ電流Ｉ_Ｃ３の最大値（飽和値）を制限する。その結
果、ベース巻線Ｔ_Ｂに発生した起電力によって前記ベー
ス巻線Ｔ_Ｂから抵抗ｒ_７を介してパワートランジスタ１
８のベースに供給される図１において点線で示した電流
Ｉの一部、つまり電流制御部１５を構成する接合形トラ
ンジスタ１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３分が、前記接合形ト
ランジスタ１７のコレクタ・エミッタ間を使用してバイ
パス放電されることとなる。

【００４２】したがって、前記パワートランジスタ１８
のベースには、ベース巻線Ｔ_Ｂより抵抗ｒ_７を介して流
れる電流Ｉから接合形トランジスタ１７のコレクタ電流
Ｉ_Ｃ３を除いた値の電流と、直流電源６から抵抗ｒ_８を
介して流れる電流Ｉ_Ｂ’を加算しただけの電流Ｉ_Ｂ（＝
１−Ｉ_Ｃ３＋Ｉ_Ｂ’）が供給されるので、外部からのＰ
ＷＭ信号のデューティ比を可変することにより制限され
る接合形トランジスタ１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３の値が
増加するにつれて、パワートランジスタ１８のベース電
流Ｉ_Ｂは減少し、それに伴い、前記パワートランジスタ
１８のコレクタ電流Ｉ_Ｃの最大値（飽和値）も減少する
こととなる。

【００４３】このことは、ＰＷＭ信号の電圧波形が図４
の（_Ｃ）に示す波形から、同図（ａ）に示す波形のよう
にオン時間ｔ_１が長くなるにしたがって、昇圧トランス
Ｔの入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流Ｉ_Ｃの値が大きくなるこ
とをあらわしている。つまり、外部よりのＰＷＭ信号の
デューティ比のオン時間を可変させることにより、パワ
ートランジスタ１８のコレクタ電流Ｉ_Ｃの最大値をリニ
アに変化させることが可能となることを意味している。

【００４４】そしてパワートランジスタ１８のベースに
ベース電流Ｉ_Ｂが供給されると、前記パワートランジス
タ１８は良好なオン状態となり、パワートランジスタ１
８のコレクタには前述した如く、パワートランジスタ１
８のベース電流Ｉ_Ｂによって最大値が制限されたコレク
タ電流Ｉ_Ｃが昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉのインダク
タンスおよび負荷Ｒにより定まる傾きで、図５の（ａ）
に記載した（ロ）で示すように増加していく。この時、
パワートランジスタ１８のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
_ＣＥは、図５の（ｂ）で示す（ハ）のように０［Ｖ］付
近まで下降し、また、入力巻線Ｔ_Ｉの両端電圧は図５の
（_Ｃ）で示す（ニ）のように一定値を維持する。

【００４５】ここで、前記パワートランジスタ１８のベ
ース電流Ｉ_Ｂは、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に対し
てリニアに制御されているため、やがてパワートランジ
スタ１８は飽和動作領域に入り、前記パワートランジス
タ１８のコレクタ電流Ｉ_Ｃは増加しなくなる。即ち、Ｉ
_Ｃ＝Ｉ_Ｂ×ｈｆｅ（ｈｆｅ：パワートランジスタの電流
増幅率）になると、コレクタ電流Ｉ_Ｃは変化しなくな
る。

【００４６】すると、入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流Ｉ_Ｃに
より励磁されるベース巻線Ｔ_Ｂの電圧値は、図５の
（ｄ）で示す（ホ）のように急下降し、それに伴って前
記ベース巻線Ｔ_Ｂに流れる電流Ｉが減少するため、パワ
ートランジスタ１８のベース電流Ｉ_Ｂも減少していく。
その結果、当然パワートランジスタ１８のコレクタ電流
Ｉ_Ｃの飽和値も減少し、前記パワートランジスタ１８の
コレクタ電流は図５の（ａ）で示す（ヘ）のように０に
近づいていき、入力巻線Ｔ_Ｉの両端電圧を図５の（_Ｃ）
で示す（ト）のように下降させる。

【００４７】この結果、さらにベース巻線Ｔ_Ｂの両端電
圧が急速に下降していき、パワートランジスタ１８のコ
レクタ電流Ｉ_Ｃが減少して、以後前記動作を繰り返すこ
とにより、ついには、前記ベース巻線Ｔ_Ｂの両端電圧は
負の値をとるようになる。そして前記ベース巻線Ｔ_Ｂに
は、図１において点線で示した矢印方向とは逆方向に電
流Ｉが流れ、この逆方向に流れる電流Ｉと接合形トラン
ジスタ１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３を加算した電流値が、
直流電源６より抵抗ｒ_８を介してパワートランジスタ１
８のベースに入力される電流１_Ｂ’よりも大きくなる
と、前記パワートランジスタ１８のベース電流Ｉ_Ｂがゼ
ロとなり、パワートランジスタ１８は急速にオフ状態と
なる。

【００４８】つまり、前記パワートランジスタ１８のオ
フタイミングは昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉに流れる
電流Ｉ_Ｃの値が、パワートランジスタ１８のコレクタ電
流飽和値に達した時点で開始され、ベース巻線Ｔ_Ｂに発
生する起電力により生ずる電流Ｉと、接合形トランジス
タ１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３と、直流電源６から抵抗ｒ
_８を介して流れる電流Ｉ_Ｂ’の間の関係が−Ｉ＋Ｉ_Ｃ３
≧Ｉ_Ｂ’となった時点で急速にオフ状態に至る。但し、
ここで電流Ｉ，Ｉ_Ｃ３，Ｉ_Ｂ’の正負の符号は、図１に
おいてそれぞれ矢印で示した方向を正とする。

【００４９】このパワートランジスタ１８のオフ動作
は、前記パワートランジスタ１８のベース・エミッタ間
に蓄積された電荷を、昇圧トランスＴのベース巻線Ｔ_Ｂ
に発生する負の起電力と、接合形トランジスタ１７のコ
レクタ・エミッタ間電圧の併用により、前記接合形トラ
ンジスタ１７のコレクタ・エミッタ間を使用してバイパ
ス放電することができるため、前記パワートランジスタ
１８のオフ動作を短時間で行うことができる。

【００５０】このパワートランジスタ１８のオフ動作時
間の短縮は、前記パワートランジスタ１８のコレクタ・
エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥとコレクタ電流Ｉ_Ｃとの関係を示
した図６の波形図において、コレクタ・エミッタ間電圧
Ｖ_ＣＥ波形の立ち上がりの傾きを大きくすることとな
り、図６の斜線で示すパワートランジスタ１８の電力損
失（発熱）α，βのうち、βで示す電力損失を減少させ
る。これは、パワートランジスタ１８の最大コレクタ損
失が制限されている場合に、前記パワートランジスタ１
８のコレクタ電流Ｉ_Ｃの飽和値を減少させることによっ
て電力損失を減少させる場合に比較して、出力電力を減
少させることがないため消費電力が大きな負荷Ｒに対し
ての制御も可能としつつ、パワートランジスタ１８の電
力損失を減少させることができる有効な手段となる。

【００５１】そして、前記オフ状態は、オフ直前に昇圧
トランスＴの自己インダクタンスＬに蓄積された電磁エ
ネルギー（ＬＩ^２／２）（Ｉ：入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電
流Ｉ_Ｃの実効電流）の放電に伴い、昇圧トランスＴのベ
ース巻線Ｔ_Ｂに発生している負の起電力が減少した結
果、直流電源６より抵抗ｒ_８を介して前記パワートラン
ジスタ１８のベースに供給される電流Ｉ_Ｂ’が、前記昇
圧トランスＴのベース巻線Ｔ_Ｂの負の起電力により発生
する図１において点線で示した矢印方向とは逆方向に流
れる電流Ｉと接合形トランジスタ１７のコレクタ電流Ｉ
_Ｃ３を加算した電流値より大きくなった時点、即ち、ベ
ース巻線Ｔ_Ｂに発生する起電力により生ずる電流Ｉと、
接合形トランジスタ１７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ３と、直流
電源６から抵抗ｒ_８を介して流れる電流Ｉ_Ｂ’の間の関
係が−Ｉ＋Ｉ_Ｃ３＜Ｉ_Ｂ’となって、パワートランジス
タ１８のベースに正極性のベース電流Ｉ_Ｂが流れ始める
まで持続される。但し、ここで電流Ｉ，Ｉ_Ｃ３，Ｉ_Ｂ’
の正負の符号は、図１においてそれぞれ矢印で示した方
向を正とする。

【００５２】そして、前記パワートランジスタ１８に正
極性のベース電流Ｉ_Ｂが流れ始めると、前述した初期時
におけるパワートランジスタ１８のオン状態と同一の状
態となり、以下パワートランジスタ１８はオン／オフ動
作を繰り返し、自励発振動作を行う。このパワートラン
ジスタ１８の自励発振動作に伴い、前記昇圧トランスＴ
の入力巻線Ｔ_ＩにＰＷＭ信号のデューティ比に対しリニ
アの関係にある最大値を有する電流Ｉ_Ｃが流れると、出
力巻線Ｔ_Ｏには所定の巻数比に従って昇圧された電圧値
が誘起され、この出力電圧が高電圧整流平滑回路２０に
よって電流平滑されることにより、制御対象物である複
写機の現像器等の負荷Ｒが制御される。

【００５３】したがって、本発明の直流高電圧電源の駆
動回路は、ベース巻線に発生する起電力をパワートラン
ジスタのベースに正帰還して前記パワートランジスタの
オン／オフタイミングを決定する自励発振回路とし、ま
た、直流高電圧電源の出力電圧値は、外部からのＰＷＭ
信号のデューティ比によって前記ベース巻線からパワー
トランジスタのベースに正帰還する電流の一部を分岐さ
せて、前記パワートランジスタのベース電流を制御する
よう構成したので、直流高電圧電源の出力電圧値は前記
パワートランジスタにおける電力損失を軽減しつつ、外
部よりのＰＷＭ信号のデューティ比に対してリニアに追
従させることを可能とした。

【００５４】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので次に示すような効果を奏する。請求項１記載の直流
高電圧電源の駆動回路によれば、制御回路，電流制御
部，パワートランジスタを使用して、外部より与えられ
る駆動信号（ＰＷＭ信号）のデューティ比に応じた電圧
を昇圧トランスの入力巻線に印加し、かつ、同期駆動回
路によりパワートランジスタのオン／オフタイミング
を、昇圧トランスおよび高電圧整流平滑回路よりなる昇
圧回路の共振周波数と一致させるようにしたので、直流
高電圧の出力電圧を前記ＰＷＭ信号のデューティ比に対
してリニアに可変することができ、安定した出力が可能
なＰＷＭ信号のデューティ比の可変範囲を拡大すること
が可能となる。

【００５５】請求項２記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、ＰＷＭ信号のデューティ比により、前記電流
制御部の電流飽和値を制御してこの電流飽和値により前
記パワートランジスタのベースに供給される電流の一部
を同期駆動回路に分岐させてパワートランジスタのベー
ス電流を制御するように構成したので、直流高電圧の出
力電圧値の大きさを、ＰＷＭ信号のデューティ比を可変
させることにより容易に設定することが可能となる。

【００５６】請求項３記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、昇圧トランスのベース巻線に発生する起電力
を、前記ベース巻線に接続した抵抗を介してパワートラ
ンジスタのベースに正帰還させて前記パワートランジス
タを駆動制御するように、昇圧トランスの出力巻線に発
生する出力電圧波形にスパイク電圧やリンギング電圧が
発生するのを防ぐことができるため、その結果、前記ス
パイク電圧やリンギング電圧と昇圧トランスＴへの供給
電圧の干渉を阻止することが可能となり、かつ、入力巻
線に流れる電流が過大となる問題も解消でき、この結
果、制御対象物である負荷の制御を良好に行うことが可
能となる。その上、前記スパイク電圧等を除去するため
のスナバ回路も不要となる等、駆動回路の性能の向上お
よび小形化を容易に達成することができる。

【００５７】また、請求項３記載の直流高電圧電源の駆
動回路によれば、パワートランジスタがオフ動作を開始
し、昇圧トランスのベース巻線に負の起電力が発生した
際に、前記ベース巻線に発生した負の起電力により、前
記パワートランジスタのベース・エミッタ間の蓄積電荷
を急速に放電させることができるため、パワートランジ
スタのオフ動作時間を短時間とすることが可能となり、
直流高電圧の出力電圧値の大きさを下げることなく前記
パワートランジスタにおける電力損失（発熱）を減少さ
せることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直流高電圧電源の駆動回路の実施例を
示す回路構成図である。

【図２】複写機の像形成部を概略的に示す構成図であ
る。

【図３】パルス幅変調回路を示す図である。

【図４】ＰＷＭ信号のオン／オフタイミングとコンデン
サに蓄えられる電荷量との関係を示す波形図である。

【図５】パワートランジスタのコレクタ電流とコレクタ
・エミッタ間電圧と入力巻線Ｔ_Ｉの両端電圧およびベー
ス巻線Ｔ_Ｂの両端電圧の波形対照図である。

【図６】パワートランジスタの電力損失量を示した図で
ある。

【図７】従来の直流高電圧電源の駆動回路の実施例を示
す回路構成図である。

【符号の説明】

６直流電源７パルス幅変調回路８，１８パワートランジスタ９，２０高電圧整流平滑回路１３制御回路１６，１７接合形トランジスタ１９同期駆動部Ｔ昇圧トランスＲ負荷

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【手続補正書】

【提出日】平成９年５月１５日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図２】複写機の像形成部を概略的に示す構成図であ
る。

【図３】パルス幅変調回路を示す図である。

【図８】従来の直流高電圧電源の駆動回路における昇圧
トランスの出力電圧波形図である。

【符号の説明】６直流電源７パルス幅変調回路８，１８パワートランジスタ９，２０高電圧整流平滑回路１３制御回路１６，１７接合形トランジスタ１９同期駆動部Ｔ昇圧トランスＲ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源により駆動され、その出力から
直流高電圧を出力する昇圧方式のスイッチング直流高電
圧電源の駆動回路において、入力巻線と出力巻線及びベ
ース巻線を有し、その出力巻線から交流高電圧を出力す
る昇圧トランスと、前記出力巻線に接続された整流器及
びコンデンサより成る高電圧整流平滑回路と、前記入力
巻線への印加電圧をオン／オフするパワートランジスタ
と、一対の接合形トランジスタからなる電流制御部及び
この電流制御部と前記パワートランジスタと昇圧トラン
スのベース巻線との間に挿設した抵抗群とを具備して前
記昇圧トランスおよび高電圧整流平滑回路よりなる昇圧
回路の共振周波数とパワートランジスタのオン／オフタ
イミングを一致させるように構成した同期駆動回路と、
さらに、抵抗とコンデンサにて形成した１次ローパスフ
ィルタによるシリアルＤＡ変換回路によって生成したＰ
ＷＭ信号のデューティ比に応じたアナログ信号電流に応
動するトランジスタを具備して前記電流制御部を制御す
る制御回路とを備え、前記制御回路は外部より与えられ
るＰＷＭ信号のデューティ比に応じて、前記電流制御部
の電流飽和値をリニアに可変して、前記直流高電圧の出
力電圧をリニアに変化せしめるよう構成したことを特徴
とする直流高電圧電源の駆動回路。
【請求項２】前記パワートランジスタは、制御回路か
らの出力にて前記電流制御部の電流飽和値を制御させ、
この電流飽和値により前記パワートランジスタのベース
に供給される電流の一部を同期駆動回路に分岐させてパ
ワートランジスタのベース電流を制御するように構成し
たことを特徴とする請求項１記載の直流高電圧電源の駆
動回路。
【請求項３】前記昇圧回路の共振周波数とパワートラ
ンジスタのオン／オフタイミングを一致させる同期駆動
回路は、昇圧トランスのベース巻線に発生する起電力
を、前記ベース巻線に接続した抵抗を介してパワートラ
ンジスタのベースに正帰還するように構成した自励発振
回路とすることを特徴とする請求項１または２記載の直
流高圧電源の駆動回路。