CN103475228B - 用于控制电源的控制器和方法以及电源 - Google Patents

Abstract

提供用于控制电源的控制器和方法以及电源。一种示例控制器包括：用于接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号的装置；以及，用于生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流的装置。生成所述控制信号包括：在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；以及，控制所述开关的切换以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

Description

用于控制电源的控制器和方法以及电源

本申请是申请日为2010年5月28日、名称为“用于电源的输入电荷控制的方法和设备”的第201010188487.2号发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明总体上涉及电源，更具体而言，本发明涉及通过测量从电源输入接收的电荷的量来调节该电源的输出的控制电路。

背景技术

在典型的开关模式(switched-mode)电源应用中，ac-dc电源从普通的ac插座接收介于100伏特和240伏特rms(均方根)之间的输入。该电源中的开关被控制电路接通和断开以提供已调节的输出，该输出可适于运行电子器件，或适于对向电子器件供电的电池充电。该已调节的输出典型地是小于10伏dc的dc电压。此外，当该电源对电池充电时，来自该输出的电流通常是已调节的。

安全机构通常要求电源在输入和输出之间提供流电隔离(galvanicisolation)。流电隔离防止dc电流在电源的输入和输出之间流动。换句话说，施加在该电源的输入端和输出端之间的高的dc电压将不会在该电源的输入端和输出端之间产生dc电流。对流电隔离的要求是电源成本的一个因素。

具有流电隔离的电源必须维持一个隔离屏障(isolationbarrier)，该隔离屏障将输入与输出在电学上隔离。能量必须被传递穿过隔离屏障才能将功率提供到输出，且在许多情况下，反馈信号形式的信息被传递穿过隔离屏障以对输出进行调节。流电隔离典型地是用电磁器件和电光器件实现的。电磁器件——诸如变换器(transformer)和耦合电感(coupledinductor)——通常被用于在输入和输出之间传递能量以提供输出功率，而电光器件通常被用于在输出和输入之间传递信号以控制输入和输出之间的能量传递。

降低电源成本的努力一直聚焦于除去电光器件及其关联电路。替代方案通常使用单个能量传递元件——例如变换器或例如耦合电感——来向输出提供能量，并且也获得对控制该输出所必需的信息。成本最低的配置典型地将控制电路和高压开关布置在隔离屏障的输入侧。控制器通过对能量传递元件的绕组处的电压的观察，间接地获得关于输出的信息。提供该信息的绕组也位于隔离屏障的输入侧。为了进一步降低成本和复杂度，控制器也可使用能量传递元件的同一绕组来获得关于到电源的输入的信息，以控制该电源的输出。

隔离屏障的输入侧有时被称为初级侧，而隔离屏障的输出侧有时被称为次级侧。未与初级侧流电隔离的能量传递元件的绕组也是初级侧绕组，有时被称为初级参考绕组(primaryreferencewinding)。初级侧上的、耦合到输入电压并且从输入电压接收能量的绕组，有时被简单地称为初级绕组。向初级侧上的电路递送能量的其他初级参考绕组可具有描述其主要功能的名称，例如偏置绕组(biaswinding)，或者例如读出绕组(sensewinding)。与初级侧绕组流电隔离的绕组是次级侧绕组，有时被称为输出绕组。

虽然使用隔离屏障的输入侧的绕组来间接地获得关于流电隔离输出电压的信息是相当明了的，但间接地获得关于流电隔离输出电流的信息则是一项不同的挑战。在许多电源拓扑结构中，仅靠对输入绕组中的电流的测量不足以确定输出电流。用于测量输出电流的传统方案通常包括电流到电压的转换，该转换浪费功率并且使用昂贵的组件来将信号传过隔离屏障。

发明内容

本发明提供了一种用于电源的控制器，所述控制器包括：恒定电流控制电路，其待被耦合以接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号，并被配置为，通过生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流；以及积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中并被耦合，以在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷，其中所述恒定电流控制电路被配置为，控制所述开关的切换以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

优选地，其中所述控制信号是第一控制信号，所述控制器还包括恒定电压控制电路，以响应于所述输出电压读出信号而生成第二控制信号，以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压。

优选地，所述控制器还包括逻辑电路，其被耦合到所述恒定电压控制电路，以当所述输出电流小于阈电流时响应于所述第二控制信号来控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压，且所述逻辑电路被耦合到所述恒定电流控制电路，以当所述输出电压小于阈电压时响应于所述第一控制信号来控制所述开关的切换从而调节所述输出电流。

优选地，所述控制器还包括振荡器以产生最大占空比信号，其中所述逻辑电路的第一输入被耦合以接收所述第一控制信号，所述逻辑电路的第二输入被耦合以接收所述第二控制信号，且所述逻辑电路的第三输入被耦合以接收所述最大占空比信号。

优选地，其中当调节所述输出电压时，所述输出电压被调节至所述阈电压，并且其中当调节所述输出电流时，所述输出电流被调节至所述阈电流。

优选地，其中所述控制器响应于如下现象而将所述开关从开态切换到关态：所述积分信号达到这样的值，该值成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

优选地，其中所述恒定电流控制电路还包括算术运算器电路，其被耦合以对所述输入电压读出信号进行乘、除或缩放。

优选地，其中所述算术运算器电路被耦合，以将所述输出电压读出信号除以所述输入电压读出信号从而生成参考信号，所述恒定电流控制电路还包括比较器，该比较器具有：第一输入，其被耦合以接收所述参考信号；第二输入，其被耦合以接收所述积分信号；以及输出，其被耦合以输出所述控制信号。

优选地，其中所述算术运算器电路被耦合，以将所述输入电压读出信号乘以所述积分信号从而生成乘法信号，所述恒定电流控制信号还包括比较器，该比较器具有：第一输入，其被耦合以接收所述乘法信号；第二输入，其被耦合以接收所述输出电压读出信号；以及输出，其被耦合以输出所述控制信号。

优选地，所述控制器还包括：第一可变电流源，其被所述输入电压读出信号控制，以生成第一电流；第一积分器，其被耦合，以对所述第一电流进行积分从而生成电压斜波信号；第二可变电流源，其被所述输出电压读出信号控制，以生成第二电流；第二积分器，其被耦合，以当所述开关处于关态时对所述第二电流进行积分从而提供跟踪和保持电压，其中在所述电压斜波信号达到参考电压之际，所述跟踪和保持电压成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率；以及比较器，其具有：第一输入，其被耦合以接收所述跟踪和保持电压；第二输入，其被耦合以接收所述积分信号；以及输出，其被耦合以输出所述控制信号。

优选地，所述控制器还包括：输入端，其待被耦合以接收组合电压读出信号，该组合电压读出信号代表所述电源的输入电压和输出电压；以及信号分离器，其被耦合在所述输入端和所述恒定电流控制电路之间，以将所述组合电压读出信号分离成所述输入电压读出信号和所述输出电压读出信号。

优选地，其中所述开关和所述恒定电流控制电路被集成到单个单片集成器件中。

本发明还提供了一种用于电源的控制器，所述控制器包括：恒定电流控制电路，其待被耦合以接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号，并被配置为，通过生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流；积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中并被耦合，以在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；算术运算器电路，其被耦合以生成参考信号，该参考信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率；以及比较器，其被耦合到所述积分器和所述算术运算器，其中所述比较器待被耦合以响应于如下现象而将所述开关变到关态：所述积分信号达到所述参考信号的值。

优选地，所述控制器还包括恒定电压控制电路，以响应于所述输出电压读出信号来控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压。

优选地，所述控制器还包括逻辑电路，其被耦合到所述恒定电压控制电路，以当所述输出电流小于阈电流时控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压，且所述逻辑电路被耦合到所述恒定电流控制电路，以当所述输出电压小于阈电压时控制所述开关的切换从而调节所述输出电流。

优选地，所述控制器还包括振荡器以生成最大占空比信号，其中所述逻辑电路的第一输入被耦合到所述恒定电流控制电路，所述逻辑电路的第二输入被耦合到所述恒定电压控制电路，且所述逻辑电路的第三输入被耦合以接收所述最大占空比信号。

优选地，其中当调节所述输出电压时，所述输出电压被调节至所述阈电压，并且其中当调节所述输出电流时，所述输出电流被调节至所述阈电流。

优选地，其中所述算术运算器电路被耦合，以将所述输出电压读出信号除以所述输入电压读出信号从而生成所述参考信号。

优选地，其中所述算术运算器包括：第一可变电流源，其被所述输入电压读出信号控制，以生成第一电流；第一积分器，其被耦合，以对所述第一电流进行积分从而生成电压斜波信号；第二可变电流源，其被所述输出电压读出信号控制，以生成第二电流；和第二积分器，其被耦合，以当所述开关处于关态时对所述第二电流进行积分从而提供所述参考信号，其中在所述电压斜波信号达到参考电压之际，所述参考信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

优选地，其中所述开关和所述恒定电流控制电路被集成到单个单片集成器件中。

本发明还提供了一种用于电源的控制器，所述控制器包括：恒定电流控制电路，其待被耦合以接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号，并被配置为，通过生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流；积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中并被耦合，以在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；算术运算器电路，其被耦合以生成乘法信号，该乘法信号成比例于所述输入电压读出信号与所述积分信号的乘积；以及比较器，其被耦合以接收所述输出电压读出信号，并被耦合至所述算术运算器，其中所述比较器待被耦合以响应于如下现象而将所述开关变到关态：所述积分信号达到所述输出电压读出信号的值。

优选地，所述控制器还包括恒定电压控制电路，以响应于所述输出电压读出信号来控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压。

优选地，所述控制器还包括逻辑电路，其被耦合到所述恒定电压控制电路，以当所述输出电流小于阈电流时控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压，且所述逻辑电路被耦合到所述恒定电流控制电路，以当所述输出电压小于阈电压时控制所述开关的切换从而调节所述输出电流。

优选地，所述控制器还包括振荡器以生成最大占空比信号，其中所述逻辑电路的第一输入被耦合到所述恒定电流控制电路，所述逻辑电路的第二输入被耦合到所述恒定电压控制电路，且所述逻辑电路的第三输入被耦合以接收所述最大占空比信号。

优选地，其中当调节所述输出电压时，所述输出电压被调节至所述阈电压，且其中当调节所述输出电流时，所述输出电流被调节至所述阈电流。

优选地，其中所述开关和所述恒定电流控制电路被集成到单个单片集成器件中。

本发明还提供一种用于控制电源以具有恒定电流输出的方法，所述方法包括：

接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号；以及

生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流，其中生成所述控制信号包括：

在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；以及

控制所述开关的切换以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

本发明还提供一种电源，该电源包括：

能量传递元件，其耦合在所述电源的输入电压源和输出之间；

开关，其耦合至所述能量传递元件，其中所述开关响应于驱动信号而断开和闭合；以及

控制器，其耦合至所述开关以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电流，其中所述控制器包括：

逻辑电路，其被耦合以响应于控制信号而生成所述驱动信号；

恒定电流控制电路，其耦合至所述逻辑电路并被耦合以响应于所接收的输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号而生成所述控制信号；以及

积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中，其中所述积分器适于在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述输入电压源取得的电荷，其中所述恒定电流控制电路适于生成所述控制信号以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

本发明还提供一种电源，该电源包括：

能量传递元件，其耦合在所述电源的输入电压源和输出之间；

开关，其耦合至所述能量传递元件，其中所述开关响应于驱动信号而断开和闭合；以及

控制器，其耦合至所述开关以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电流，其中所述控制器包括：

逻辑电路，其被耦合以响应于控制信号而生成所述驱动信号；

恒定电流控制电路，其耦合至所述逻辑电路并被耦合以响应于所接收的输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号而生成所述控制信号；以及

积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中，其中所述积分器适于在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；

算术运算器电路，其被耦合以生成成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率的参考信号；以及

比较器，其具有：第一输入，其被耦合以接收所述积分信号；第二输入，其被耦合以接收所述参考信号；以及，输出，其被耦合以响应于所述积分信号达到所述参考信号的值而使所述开关为关态。

本发明还提供一种电源，该电源包括：

能量传递元件，其耦合在所述电源的输入电压源和输出之间；

开关，其耦合至所述能量传递元件，其中所述开关响应于驱动信号而断开和闭合；以及

根据本发明的前述控制器，其耦合至所述开关以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电流。

附图说明

参考下列附图描述了本发明的非限制性和非穷举性的实施方案和实施例，其中在各视图中，相似的标号指的是相似的部分，除非另有说明。

图1是根据本发明的教导的dc-dc电源的功能方框图，该电源包括一个恒定电压恒定电流控制器(constant-voltageconstant-currentcontroller)，该控制器将该电源的输出控制在已调节电压区域(regulatedvoltageregion)内和已调节电流区域(regulatedcurrentregion)内。

图2是根据本发明的教导的电源的输出特性的曲线图，其被示为包括一个已调节电压区域和一个已调节电流区域。

图3是根据本发明的教导的示例恒定电流控制电路的功能方框图。

图4是根据本发明的教导的另一示例恒定电流控制电路的功能方框图。

图5是根据本发明的教导的示例算术运算器电路的示意图。

图6是根据本发明的教导的示例算术运算器电路的示意图。

图7是来自图6的算术运算器电路的信号的波形的时序图。

图8是根据本发明的教导的示例反激式电源(flybackpowersupply)的功能方框图，该电源在已调节输出电流区域内运行。

图9是根据本发明的教导的示例反激式电源的功能方框图，该电源在已调节输出电压区域内运行。

图10是一个示例反激式电源的功能方框图,该电源具有对输入电压和输出电压的间接读出(indirectsensing),以提供具有已调节电压区域和已调节电流区域的输出。

图11是根据本发明的教导的另一示例算术运算器电路的示意图。

图12是根据本发明的教导的用于控制如下电源的方法的流程图，该电源提供具有已调节电压区域和已调节电流区域的输出。

具体实施方式

公开了方法和设备，其用于使电源能够提供具有已调节电压区域和已调节电流区域的、流电隔离的输出。在下面的说明中，列出了诸多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而显然，对于本领域普通技术人员而言，无需采用这些具体细节来实践本发明。在其他情况下，公知的材料或方法未被详细描述，以避免模糊本发明。

在本说明书全文中，“一个(one)实施方案”“一(a)实施方案”“一个实施例”或“一实施例”的意思是，关乎该实施方案或实施例的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，在本说明书全文中各处出现的词组“在一个实施方案中”“在一实施方案中”“一个实施例”或“一实施例”并不必然全都指同一个实施方案或实施例。此外，在一个或多个实施方案或实施例中，特定特征、结构或特性可以以任何合适的组合和/或子组合被结合。另外，应理解，随此提供的附图是为了向本领域普通技术人员作解释，且这些附图不必然按比例绘出。

图1的功能方框图示出了dc-dc电源100的一个实施例，该电源接收一个输入电压V_IN105以在一个负载145处产生一个输出电压V_O140和一个输出电流I_O135。在一个实施例中，电源100是ac-dc电源，其中dc输入电压V_IN105是从一个输入电压源(未示出)接收的已整流且已滤波的ac输入电压。输入电压V_IN105相对于输入返回(inputreturn)108而言是正的。输出电压V_O140相对于输出返回112是正的。

在图1的实施例中，dc-dc电源100包括一个dc-dc转换器115，其被控制器155所控制，以调节输出电压V_O140和输出电流I_O135。控制器155可被称为CV-CC控制器，因为它可被用来将dc-dc转换器115的输出控制为具有一个恒定电压(CV)区域和一个恒定电流(CC)区域。所述dc-dc转换器115典型地包括至少一个开关120、至少一个耦合电感125和至少一个电容器130。所有用来提供流电隔离输出的标准转换器配置，例如反激式转换器以及例如降压转换器(buckconverter)的许多变体，可由图1的实施例中的dc-dc转换器块115代表的开关、耦合电感和电容器装置来实现。

在图1的实施例中，CV-CC控制器155接收一个代表输入电流I_IN110的I_INSENSE信号150、一个代表输入电压V_IN105的V_INSENSE信号175以及一个代表输出电压V_O140的V_OSENSE信号180。在图1的实施例中，包括在dc-dc转换器115中的开关120响应于从CV-CC控制器155接收的CV_OUTCC_OUT信号185。在图1的实施例中，CV_OUTCC_OUT185是在一个开关周期T_S内可以为高或低的逻辑信号。在一个实施例中，当CV_OUTCC_OUT185为高时，开关120是闭合的，而当CV_OUTCC_OUT185为低时，开关120是断开的。闭合的开关有时被称为处于开态(onstate)。断开的开关有时被称为处于关态(offstate)。换句话说，开着的开关是闭合的，关着的开关是断开的。

在一个实施例中，开关120是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一个实施例中，CV-CC控制器155可被实施为单片(monolithic)集成电路，或可由分立的电子部件或者分立部件和集成部件的组合来实施。CV-CC控制器155和开关120可形成集成电路的一部分，该集成电路被制造为混合(hybrid)或单片集成电路。产生I_INSENSE信号150的电流传感器也可形成该集成电路的一部分。

在图1的实施例中，输入电流I_IN110是脉动电流，其当CV_OUTCC_OUT信号185为低时基本为零。输入电流I_IN110的波形可展现出两种不同的形状。每种形状对应于dc-dc转换器115的一种不同的运行模式。当输入电流具有三角形形状——其幅度在开关120闭合之后立即为零——时，dc-dc转换器115以不连续传导模式(DCM)运行。当输出电流具有梯形形状——其幅度在开关120闭合之后不立即为零——时，dc-dc转换器115以连续传导模式(CCM)运行。运行模式取决于输入电压V_IN105、输出电压V_O140、负载145以及该转换器的特定设计。例如，运行模式典型地随着输入电压V_IN105的增大而从CCM变到DCM，并且典型地随着负载的增大而从DCM变到CCM。应理解，dc-dc转换器115可被设计为，在受限的输入电压和负载范围内仅以CCM或仅以DCM运行。根据本发明的实施例允许单个设计为DCM和CCM运行提供对输出电压和输出电流的期望调节。

图1的实施例中的CV-CC控制器155包括恒定电流控制电路160、恒定电压控制电路170以及逻辑电路165。在图1的实施例中，恒定电流控制电路160和恒定电压控制电路170接收输入电流读出信号(inputcurrentsensesignal)I_INSENSE150、输入电压读出信号V_INSENSE175以及输出电压读出信号V_OSENSE180。

应理解，输入电压读出信号V_INSENSE175和输出电压读出信号V_OSENSE180可以是分别与输入电压V_IN105和输出电压V_O140有已知关系的任何信号。换句话说，不必直接对输入电压或输出电压进行读出以获得各自的信号V_INSENSE175和V_OSENSE180。例如，电感中的电流以与跨越该电感的电压成正比例(directlyproportional)的速率变化。因此，在一个实施例中，信号V_INSENSE175可以是这样的时序信号：当电感中的电流大于第一值且小于第二值时，该时序信号为高。在一个实施例中，V_INSENSE175可代表电感中的电流从第一值变到第二值所花费的时间量。在一个实施例中，V_INSENSE175可代表数字信号的平均值，其中在电感中的电流从第一值变到第二值所花费的时间内，该数字信号为高，从而可得出输入电压V_IN105的值。

恒定电流控制电路160产生一个控制信号190，以在已调节输出电流区域内运行dc-dc转换器115。恒定电压控制电路170产生一个控制信号195，以在已调节输出电压区域内运行dc-dc转换器115。逻辑电路165响应于控制信号195和190来产生一个适当的CV_OUTCC_OUT信号185，以控制dc-dc转换器115中的开关120从而实现如图2中的曲线图所示的已调节电压区域和已调节电流区域。

图2是一个电源的输出特性200的示例曲线图，其具有已调节输出电压区域210和已调节输出电流区域220。输出特性200是图1的电源100的一种可能的输出特性。该实施例显示出，当输出电流I_O135小于一个阈电流——其在一个实施例中可以是已调节值I_REG240——时，输出电压V_O140是一个基本恒定的已调节值V_REG230。该实施例也显示出，当输出电压V_O140小于一个阈电压值且大于一个可选的自动重启电压V_AR260时，输出电流I_O135是一个基本恒定的已调节值I_REG240。在一个实施例中，所述阈电压值可以是已调节值V_REG230。

在某些实施例中，不期望将已调节电流区域220延伸到零伏的输出电压。例如，给电池充电的电源通常不具有零伏的输出电压，因为即使已完全放电的电池当其正在充电时也展现出最小电压。因此，小于最小值的输出电压表明了电池的故障，并且典型地要求电源在这样的情况下递送明显小于已调节电流的电流。

在其他实施例中，当输出电压处于零伏时，实际电路的限制会阻止电源将电流调节到规定界限内。因此，当输出电压低于最小值时，电源可进入自动重启模式，以保证平均输出电流不超过最大期望值。当在自动重启模式下运行时，电源在正常情况下将典型地递送其最大输出电流长达一段时间，该时间足够长以将输出电压升到自动重启值V_AR260以上。如果输出电压在指派时间之后不高于自动重启值V_AR260，则该电源典型地将在重复递送最大输出电流之前相当长的一段时间——可以是数百或数千个开关周期——内不递送输出电流。

负载145的特性确定该电源将运行在输出特性200的曲线图上的何处。当负载145要求明显小于值I_REG240的低电流时，该输出将是具有值V_REG230的已调节电压。在此情况下，逻辑电路165选择来自恒定电压控制电路170的控制信号195，以控制dc-dc转换器115的开关120。随着负载145在已调节电压V_REG取得更多电流，来自该输出的功率将增大，直到该功率达到dc-dc转换器115的设计极限为止。dc-dc转换器115的设计极限对应于最大输出功率250。随着该负载要求比I_REG240更大的电流，输出电压V_O140落到已调节值V_REG230以下。逻辑电路165检测恒定电压控制电路170对输出电压V_O230的降低的响应，并且选择来自恒定电流控制电路160的控制信号190，以将输出电流I_O135调节至值I_REG240，直到该输出电压降至该曲线图上的点270处的自动重启值V_AR260为止。

当递送至负载145的输出电流I_O135小于值I_REG240，且输出电压V_O大于自动重启值V_AR260时，输出电压V_O140升高，直到其达到已调节值V_REG230为止。随着负载电流进一步减小，逻辑电路165检测恒定电压控制电路170对输出电压V_O230的升高的响应，并且选择来自恒定电压控制电路170的控制信号195，以将输出电压V_O140调节至值V_REG230。

图1的示例电源100中的恒定电压控制电路170可使用本领域公知的多种技术中的任一种来调节电源的输出电压。这些技术的实施例包括：具有恒定开关频率的脉冲宽度调制(PWM)、具有可变开关频率的PWM、具有固定脉冲宽度的脉冲频率调制(PFM)、以及开/关控制。脉冲宽度调制是这样一种技术，其改变开关在一个开关周期内导通的时间长度。所述开关周期可以是恒定的或可变的。当开关周期恒定时，开关导通的时间长度以及开关不导通的时间长度均必须改变。当开关周期可变时，开关导通的时间长度以及开关不导通的时间长度可独立地改变。脉冲频率调制是这样一种技术，其改变开关断开的时间长度，同时保持接通时间基本恒定。开/关控制是这样一种技术，其在一个开关周期内或是允许开关导通或是阻止开关导通，从而产生一个规则的开关周期序列，其中该开关在某些开关周期内导通且该开关在其他开关周期内不导通。因此，本发明的实施例可与许多不同技术一起使用，以调节输出电压。

在本公开内容中描述的本发明的实施例也可使用许多技术以将输入电流I_IN110作为电流读出信号I_INSENSE150来读出。图1中的电流传感器符号114可代表用于对电流进行读出的许多已知方式中的任一种。例如，输入电流可被读出为：分立电阻器上的电压；或者来自电流变换器的电流；或者当输入电流与金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)中的电流相等时，跨越该晶体管的导通电阻的电压；或者来自电流敏感场效应晶体管(senseFET)的读出输出(senseoutput)的电流。

虽然将输出电压V_O140作为相对于输入返回108的电压而间接地读出是有利的，但在不需要流电隔离的实施例中，或者在电光隔离的成本为可接受的实施例中，可从对相对于输出返回112的输出电压V_O140的测量直接地获得输出电压读出信号V_OSENSE180。应理解，与用间接读出可实现的相比，输出电压V_O140的直接读出典型地将在恒定输出电压区域210内提供距期望值V_REG230更小的偏差。输出电压读出信号V_OSENSE180可通过间接的或直接的读出方法来获得。

本发明的实施例在不直接测量输出电流I_O135的情况下提供了具有已调节电流区域220的输出。这是通过利用如下所述的各信号值之间的数学关系而完成的：

对于一个无损功率转换器，平均输入功率等同于平均输出功率。一个开关周期T_S内的功率平衡可被写成

$\frac{1}{T_S}{\∫}_0^{T_s}{V}_{IN}{I}_{IN}dt=\frac{1}{T_S}{\∫}_0^{T_s}{V}_O{I}_{O}dt$ 等式1

对于诸如图1的实施例的dc-dc转换器，其中在一个开关周期期间随着时间明显改变的唯一量是输入电流I_IN110，等式(1)简化为

$V_{IN}{\∫}_0^{T_s}{I}_{IN}dt=V_O{I}_O{T}_S$ 等式2

等式(2)中的积分代表在开关周期T_S上从输入电压源取得的(和由dc-dc转换器接收的)全部电荷Q。

V_INQ＝V_OI_OT_S等式3

因此，输出电流可用其他量写为

$I_O=\frac{V_{IN}Q}{V_O{T}_S}$ 等式4

为了将输入电流I_O维持在期望值I_REG，等式(4)中的电荷Q被控制使得

$Q=\frac{V_O{I}_{REG}{T}_S}{V_{IN}}$ 等式5

等式(5)显示出，在每个开关周期期间从输入电压105的源取得的电荷与输出电压V_O成正比例且与输入电压V_IN成反比例。通过在等式(5)的两边除以电容C，可将等式(5)的电荷关系转换成电压关系。

$V_Q=\frac{Q}{C}=\left(\frac{V_O}{V_{IN}}\right)\frac{I_{REG}{T}_S}{C}$ 等式6

电荷Q可从输入电流I_IN110的积分或电流读出信号I_INSENSE150的积分来确定。类似地，等式(6)的右边可用读出量V_OSENSE和V_INSENSE来表达，在缩放电压V_K中考虑了缩放因子，其中V_K在下面的等式(8)中给出。因此，我们可以把对恒定输出电流的要求写成

$V_Q=\frac{1}{C}{\∫}_0^{T_s}{I}_{INSENSE}dt=\frac{V_{OSENSE}}{V_{INSENSE}}{V}_K$ 等式7

其中V_Q是积分信号(integratedsignal)，其代表在一个开关周期T_S内被dc-dc转换器接收的电荷，V_K是缩放电压。缩放电压V_K由读出比率(ratio)和其他已知量确定为

$V_K=\left(\frac{V_O}{V_{OSENSE}}\right)\left(\frac{V_{INSENSE}}{V_{IN}}\right)\left(\frac{I_{INSENSE}}{I_{IN}}\right)\left(\frac{I_{REG}{T}_S}{C}\right)$ 等式8

等式(7)描述的关系可被以多种方式用在控制电路中以控制dc-dc转换器，该转换器的输出具有恒定电流区域。图3示出了根据本发明的教导的恒定电流控制电路310的一个实施例。在图3的示例恒定电流控制电路310中，当dc-dc转换器115中的开关120为闭合时，可复位积分器320对输入电流读出信号I_INSENSE150进行积分。可复位积分器320产生积分信号V_Q330，该积分信号在一个实施例中是与在开关周期T_S期间从输入电压V_IN105的源取得的电荷成比例的电压。因此，积分信号V_Q330可被称为电荷信号。乘法器360产生一个乘法信号(multiplicationsignal)340，该乘法信号是：电荷信号V_Q330与输入电压读出信号V_INSENSE175的乘积被缩放电压V_K缩放。

在图3的实施例中，时钟信号390在开关周期T_S之初变为高以设置(set)锁存器380。锁存器380的输出是控制信号CC_OUT190，该控制信号在锁存器380被设置时变为高。控制信号CC_OUT190在锁存器380被复位时变为低。当乘法信号340变得大于V_OSENSE信号180时，比较器370的输出变为高，以将锁存器380复位从而断开开关120。在图3所示的实施例中，可复位积分器320在控制信号CC_OUT190的下降沿被复位。换句话说，当等式(7)被改写为

$V_{OSENSE}=\frac{V_{INSENSE}{V}_Q}{V_K}$ 等式9

以使得输出电压读出信号V_OSENSE180单独在一侧时，图3的实施例中的恒定电流控制电路310在开关周期T_S中将开关120断开以满足等式(7)的要求。也即，恒定电流控制电路310生成控制信号CC_OUT190以控制开关120的切换从而调节该电源的输出电流，以使得电荷信号V_Q330成比例于输出电压读出信号V_OSENSE180与输入电压读出信号V_INSENSE175的比率。

图4的示例电路示出了另一恒定电流控制电路410，其以一种与图3的示例控制器不同的方式产生CC_OUT信号。示例恒定电流控制电路410包括算术运算器电路420，其执行对输入电压读出信号V_INSENSE175和输出电压读出信号V_OSENSE180的乘、除和缩放，其通过缩放电压V_K来缩放。算术运算器电路420的输出430是参考信号V_QREF，其等于等式(7)的右侧的项

$V_{QREF}=\frac{V_{OSENSE}}{V_{INSENSE}}{V}_K$ 等式10

因此，算术运算器420被耦合，以将输出电压读出信号除以输入电压读出信号，并通过缩放因子V_K来缩放该结果，以生成参考信号V_QREF。在图4的实施例中，时钟信号390在开关周期T_s之初变为高以设置锁存器380。锁存器380的输出是控制信号CC_OUT190，该控制信号在锁存器380被设置时变为高。控制信号CC_OUT190在锁存器380被复位时变为低。当电荷信号V_Q330变得大于V_QREF信号430——其在所示的实施例中成比例于输出电压与输入电压的比率——时，比较器370的输出变为高以将锁存器380复位从而断开开关120。因此，恒定电流控制电路410生成控制信号CC_OUT190以控制开关120的切换从而调节该电源的输出电流，使得电荷信号V_Q330成比例于输出电压读出信号V_OSENSE180与输入电压读出信号V_INSENSE175的比率。

图3和图4的示例可复位积分器320可包括：一个电容器、一个用于对该电容器充电的电流源、以及一个用于使该电容器放电的开关。在另一个实施例中，可复位积分器320可以是双向积分器(two-wayintegrator)。也即，可复位积分器320可通过在一个开关周期T_S期间对电容器充电来对电流读出信号I_INSENSE150进行积分，并且然后可通过在后继开关周期中使该电容器放电来对电流读出信号I_INSENSE150进行积分。这样的双向积分器在要求控制信号CC_OUT190有高的最大占空比(例如99％-100％)的应用中会是有用的。在本公开内容中稍后讨论一个示例可复位积分器电路。

图5示出了根据本发明的教导的示例电路500，其可执行图3的乘法器360的功能以及图4的算术运算器420的功能。在图5的电路中，双极NPN晶体管530、520、525和555是匹配的。以非常好的近似，双极晶体管的基极-射极电压与集电极电流的自然对数成正比例。也即，对于所研究区域中的实用值，

$V_{BE}\≈V_T\ln \left(\frac{I_C}{I_S}\right)$ 等式11

其中V_BE是基极-射极电压，V_T是由物理常数固定的热电压(thermalvoltage)，I_C是集电极电流，而I_S是该晶体管的基极-射极结的反向饱和电流。

对于图5中的电路，

V_BE1+V_BE2＝V_BE3+V_BE4等式12

因此，在所有晶体管的基极电流均可忽略的情况下，等式(11)的关系要求电流I_X505和I_Y560通过下式关联

$I_Y=\frac{I_{C2}}{I_{C3}}{I}_X$ 等式13

换句话说，将等式(11)的对数关系应用到图5的电路，显示出，输入电流I_X505被乘以电流源510和535的值I_C2。也可显示出，输入电流I_X505被除以电流源515和540的值I_C3。因此，当I_X505与第一信号成比例，而电流源510和535与第二信号成比例时，可通过图5中的电路实现两信号的相乘。当电流源515和540与第三信号成比例时，可实现与第三信号的倒数的相乘。图5的示例电路的许多合适的变体在本领域中是公知的。

在一个实施例中，电流源I_C2510和535是恒定的，其值代表缩放电压V_K，而电流源I_C3515和540是可变电流源，其由输入电压读出信号V_INSENSE175控制。从而，根据等式(10)，由于输入电流I_X与输出电压读出信号V_OSENSE180成正比例，输出电流I_Y代表参考信号V_QREF430。

图6是可提供图4的实施例的恒定电流控制电路410中的信号V_QREF430的另一电路的示意图600。图6的示例电路具有这样的期望特征：其不需要匹配的双极晶体管来实现结果的期望准确度。

图6的示例电路使用这样的原理：以恒定速率变化的信号从一个固定值变到另一固定值所需的时间与变化速率成反比例(inverselyproportional)。相反地，在固定时间内以恒定速率变化的信号的变化量与变化速率成正比例。接下来将示范图6的电路如何使用时间、变化速率和固定值来产生参考信号V_QREF430，该参考信号与输出电压V_O140成正比例，且与输入电压V_IN105成反比例。

图6的示例电路包括一个振荡器675，其为该电源的运行提供时序信号。图7是电路600中的信号的时序图700。一个用于定时的方便参考信号是D_MAX信号680。D_MAX信号680在时刻t₀740和时刻t₃730之间为低。D_MAX信号680在时刻t₃730和时刻t₄750之间为高。当D_MAX680为高时，开关120可以是闭合的。当D_MAX680为低时，开关120一定是断开的。因此，D_MAX在开关120的最大接通时间T_ONMAX期间为高。

图6的示例电路包括一个可变电流源605，其具有与输入电压V_IN105成正比例的电流。输入电压V_IN105与电流源605的电流的比率是电阻R_VIN。在图6的实施例中，电流源605由输入电压读出信号V_INSENSE175控制。

图6的示例电路也包括一个可变电流源615，其具有与输出电压V_O140成正比例的电流。输出电压V_O140与电流源615的电流的比率是电阻R_VO。在图6的实施例中，电流源615由输出电压读出信号V_OSENSE180控制。

在图7的波形所示的图6的示例电路中，RESET信号670为高，直到D_MAX680变为低之后的时刻t₁720为止。当RESET信号670变为高时，可复位积分器685和690被复位。虽然图7示出了电容器C_RAMP640和C_T&H665被复位至零伏特，但在一个实施例中，电容器C_RAMP640和C_T&H665被复位至非零电压，使得从电流源605和615的充电分别发生在电容器C_RAMP640和C_T&H665的线性运行范围内。在图6的示例电路中，SET信号655在RESET信号670的下降沿变为高。SET信号655的上升沿设置触发器(flip-flop)675。在触发器675被设置时，触发器675的输出处的TRACK信号650变为高，从而允许n沟道晶体管645传导来自电流源615的电流。

当D_MAX680为低时，p沟道晶体管695传导来自电流源605的电流。当RESET信号670在时刻t₁710变为低时，可复位积分器685的n沟道晶体管635停止导通，以允许可复位积分器685的电容器C_RAMP640通过p沟道晶体管695从电流源605充电。也是在时刻t₁710，可复位积分器690的n沟道晶体管660停止导通，以允许跟踪和保持电容器C_T&H665通过n沟道晶体管645从电流源615充电。电容器C_T&H665的充电产生了电压V_T&H430。

电容器C_RAMP640的充电产生了电压V_RAMP610，该电压通过比较器625与任意参考电压V_A620相比较。电压V_RAMP610在时刻t₂720变得大于电压V_A620，从而导致比较器625的输出630将触发器675复位。当触发器675在时刻t₂720被复位时，TRACK信号650变为低，以停止电流源615对跟踪和保持电容器C_T&H665充电。

当跟踪和保持电容器C_T&H665在时刻t₂720停止充电时，电压V_T&H430已经达到了等式(10)的V_QREF的所需值。当D_MAX680变为高时，电容器C_RAMP640在时刻t₃730停止充电。因此，电压V_T&H430从时刻t₂720到时刻t₄750处于值V_QREF，且可在开关120闭合后与电压V_Q330相比较。对于图6的示例电路，V_QREF的值是

等式14

R_VIN、R_VO、C_RAMP、C_T&H和V_A的值可被选择，以满足等式(7)的要求。因此，图6的示例电路600将两个信号积分一段时间，以在开关周期T_S内提供一个值V_QREF，该值与代表输出电压V_O140的值成正比例，且与代表输入电压V_IN105的值成反比例。

图8示出了电源800的一个实施例，其包括被公知为反激式转换器的特定dc-dc转换器。图8的示例反激式转换器包括一个能量传递元件，其是一个耦合电感T1125，有时被称为变换器。耦合电感T1125具有一个初级绕组820，其耦合到输入电压V_IN105的源。耦合电感T1125具有一个次级绕组825，其耦合到输出返回112。

在图8的示例电源中，耦合到初级绕组820的一端的开关S1120响应于来自控制器155的驱动信号185而断开和闭合。在一个实施例中，开关S1120可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一个实施例中，开关S1120可以是双极结型晶体管(BJT)。在又一个实施例中，开关S1120可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。跨越初级绕组820耦合了一个箝位电路805，以在开关S1120断开时限制跨越初级绕组820的电压。

在图8的示例电源中，控制器155响应于输入电压读出信号175、输出电压读出信号180和输入电流读出信号150而生成驱动信号185。输入电流读出信号150代表开关S1120中的电流I_D815的值。在图8的示例电源中，当开关S1120为闭合时，电流I_D815与输入电流I_IN110相同。在本领域中用于读出开关中电流的几种方法中的任何一种都可提供电流读出信号150。图8的实施例中的输入电流读出信号150的波形显示出，该电源在连续传导模式下运行。

在图8的示例电源中，开关S1120的切换在次级绕组825中产生脉动电流。次级绕组825中的电流被二极管D1810整流并且被电容器C1130滤波，以产生给负载145的一个基本直流的输出电压V_O140和一个输出电流I_O135。

图8的实施例示出了一个电源800，其在如图2的曲线图中所示的已调节输出电流区域220内运行。图8的实施例中的输出电压V_O140低于已调节值V_REG230。因此，恒定电压控制电路170产生了一个总是为高的输出CV_OUT195。振荡器675产生了信号D_MAX680，其在时间T_ONMAX内为高，而恒定电流控制电路160产生了控制信号CC_OUT190，其在比T_ONMAX短的时间T_ONCC内为高。逻辑电路165在图8的实施例中是一个与门，其接收信号CC_OUT190、CV_OUT195和D_MAX680，以产生驱动信号185。由于到与门165的所有输入必须为高才产生高的输出185，所以图8的示例电源中的开关S1120在恒定电流控制电路160的控制下运行。

图9的实施例示出了一个反激式电源900，其在如图2的曲线图所示的已调节输出电压区域210内运行。图9的实施例中的输出电流I_O135低于已调节值I_REG240。因此，恒定电流控制电路160产生了一个总是为高的输出信号CC_OUT190。振荡器675产生了信号D_MAX680，其在时间T_ONMAX内为高，而恒定电压控制电路170产生了信号CV_OUT195，其在比T_ONMAX短的时间T_ONCV内为高。由于到与门165的所有输入必须都为高才产生高的输出185，所以图9的示例电源中的开关S1120在恒定电压控制电路170的控制下运行。

图10是反激式电源1000的一个实施例，其包括具有三个绕组的耦合电感T11005。耦合电感T11005包括一个提供电压V_B的绕组1010。在一个实施例中，绕组1010上的电压V_B是平均电压为零的ac电压。在一个实施例中，绕组1010上的相对于输入返回108的正电压代表输出电压V_O140，而绕组1010上的相对于输入返回108的负电压代表输入电压V_IN105。因此，来自绕组1010的信号1015可将输入电压读出信号V_INSENSE175和输出电压读出信号V_OSENSE180进行组合。组合电压读出信号(combinedvoltagesensesignal)1015可被控制器155接收。图10的实施例示出了输入电流读出信号I_INSENSE150和组合电压控制信号1015的波形，其表明了该示例电源在不连续传导模式下运行。应理解，当输入电压V_IN105降低或者当输出电流I_O135增大时，图10的电源1000可在连续传导模式下运行。

图11示出了一个示例示意图1100，其包括对图6的示例电路600的添加，用于与图10的示例电源的组合电压读出信号1015一起使用。图11的实施例包括一个信号分离器电路1105，其从组合电压读出信号1015中提取V_INSENSE信号175和V_OSENSE信号180。在一个实施例中，信号分离器电路1105对组合电压读出信号1015进行整流。在一个实施例中，当CV_OUTCC_OUT185变为高时，已整流信号被采样并被保持以产生V_INSENSE175，而当CV_OUTCC_OUT185变为低时，已整流信号被采样并被保持以产生V_OSENSE180。

图12是根据本发明的教导的用于控制图10的示例电源的方法的流程图1200，该电源的输出具有已调节电压区域和已调节电流区域。

在步骤1202以零输出电压和无输出电流开始之后，在步骤1204进行自动重启操作。当处于自动重启模式时，步骤1206在开关S1120闭合时存储V_INSENSE的值，而步骤1208在开关S1120断开时存储V_OSENSE的值。

步骤1210将输出电压V_O140与自动重启阈电压V_AR260相比较。如果输出电压V_O140大于自动重启阈电压V_AR260，则自动重启在步骤1212结束。如果输出电压V_O140不大于自动重启阈电压V_AR260，则自动重启在步骤1206继续。

在自动重启在步骤1212结束之后，在步骤1214开始一个新的开关周期。在步骤1216，输入电流读出信号I_INSENSE150的积分器被复位至初始值。步骤1218将输出电压V_O140与已调节值V_REG230相比较。如果输出电压V_O140小于已调节值V_REG230，则开关S1120在步骤1220闭合。如果输出电压V_O140不小于已调节值V_REG230，则开关S1120在步骤1232保持断开，在步骤1234存储V_OSENSE180的值，且在步骤1236将输出电压V_O140与自动重启阈电压V_AR260相比较。

如果在步骤1236输出电压V_O140小于自动重启阈电压V_AR260，则该流程返回至步骤1204以进行自动重启。如果在步骤1236输出电压V_O140不小于自动重启阈电压V_AR260，则控制器在步骤1238等待这一开关周期的结束，然后在步骤1214开始另一开关周期。

在开关S1120在步骤1220闭合之后，步骤1222存储V_INSENSE175的值。然后在步骤1224，对信号D_MAX680、CV_OUT195和CC_OUT190的集体状态(collectivestatus)进行估计。如果D_MAX680、CV_OUT195和CC_OUT190都处于逻辑高电平，则在步骤1226开始对输入电流读出信号I_INSENSE150的积分。如果信号D_MAX680、CV_OUT195和CC_OUT190中的任一个处于逻辑低电平，则开关S1120在步骤1232断开。

在对输入电流读出信号I_INSENSE的积分在步骤1226开始之后，在步骤1228将积分结果V_Q330与参考值V_QREF430相比较。如果V_Q330小于V_QREF430，则该流程返回至步骤1224。如果V_Q330不小于V_QREF430，则在步骤1230将CC_OUT190设置到逻辑低电平，然后该流程返回至步骤1224。

这些过程框中的某些或全部在流程图1200中出现的顺序不应被视为是限制性的。而是，得益于本公开内容的本领域普通技术人员将理解，这些过程框中的某些可以以未示出的多种顺序执行。

对本发明的示例性实施例的上述描述，包括在摘要中的描述，不旨在是穷举性的或是限于所公开的确切形式。虽然在此出于示例目的描述了本发明的具体实施方案和实施例，但在不背离本发明的更宽泛的精神和范围的前提下，有可能作出各种不同的等价修改。事实上，应理解，具体的电压、电流、频率、功率范围值、时间等都是为了解释而提供的，而在根据本发明的教导的其他实施方案和实施例中也可采用其他值。

在上述详细说明的启示下，可对本发明的实施例作出这些修改。在权利要求中使用的术语不应被诠释为将本发明限于本说明书和权利要求中公开的具体实施方案。而是，此范围完全由权利要求确定，这些权利要求应根据解说权利要求的既定原则来诠释。据此，本说明书和附图应被视为示例性的而非限制性的。

Claims (7)

1.用于控制电源以具有恒定电流输出的方法，所述方法包括：

接收输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号；以及

生成控制信号以控制所述电源的开关的切换从而调节所述电源的输出电流，其中生成所述控制信号包括：

在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述电源的输入电压源取得的电荷；以及

控制所述开关的切换以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述控制信号是第一控制信号，所述方法还包括响应于所述输出电压读出信号而生成第二控制信号以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：

当所述输出电流小于阈电流时响应于所述第二控制信号来控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电压；以及

当所述输出电压小于阈电压时响应于所述第一控制信号来控制所述开关的切换从而调节所述输出电流。

4.根据权利要求3所述的方法，还包括：响应于所述积分信号达到成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率的值而将所述开关从闭合状态切换到打开状态。

5.根据权利要求1所述的方法，还包括：将所述输出电压读出信号除以所述输入电压读出信号从而生成参考信号，并且其中生成所述控制信号为：响应于将所述参考信号与所述积分信号比较而生成所述控制信号。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：将所述输入电压读出信号乘以所述积分信号从而生成乘法信号，并且其中生成所述控制信号为：响应于将所述乘法信号与所述输出电压读出信号比较而生成所述控制信号。

7.电源，包括：

能量传递元件，其耦合在所述电源的输入电压源和输出之间；

开关，其耦合至所述能量传递元件，其中所述开关响应于驱动信号而断开和闭合；以及

控制器，其耦合至所述开关以控制所述开关的切换从而调节所述电源的输出电流，其中所述控制器包括：

逻辑电路，其被耦合以响应于控制信号而生成所述驱动信号；

恒定电流控制电路，其耦合至所述逻辑电路并被耦合以响应于所接收的输入电流读出信号、输入电压读出信号以及输出电压读出信号而生成所述控制信号；以及

积分器，其被包括在所述恒定电流控制电路中，其中所述积分器适于在所述控制信号的开关周期期间对所述输入电流读出信号进行积分从而生成积分信号，该积分信号代表从所述输入电压源取得的电荷，其中所述恒定电流控制电路适于生成所述控制信号以使得所述积分信号成比例于所述输出电压读出信号与所述输入电压读出信号的比率。