CN102904447B - 用于电源控制电路的可变频率定时电路 - Google Patents

Abstract

一种示例性集成电路控制器，包括脉冲宽度调制（PWM）电路和定时电路。所述PWM电路响应于流经开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来控制所述开关以调节电源的输出。所述定时电路提供所述时钟信号并且包括定时电容器，其中所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间。如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以增大所述时钟信号的开关周期。

Description

用于电源控制电路的可变频率定时电路

相关申请的交叉引用

本申请涉及与本申请同一天提交的、标题为“Varying SwitchingFrequency and Period of a Power Supply Controller”的共同未决的美国申请13/193,411，其代理卷号为5510P210。

技术领域

本发明总体涉及电源，更具体地涉及用于开关模式电源的控制器。

背景技术

电子设备使用电能运行。开关模式电源因其高效率、小尺寸和低重量而被普遍用来为许多现今的电子设备供电。常规的壁式插座提供高压交流电。在开关电源中，高压交流（ac）输入被转换，以通过能量传递元件提供经过适当调节的直流（dc）输出。在运行中，通过改变开关模式电源中的开关的占空比（通常是该开关的接通时间对总的开关周期的比值）、改变开关频率或改变每单位时间的脉冲数，利用开关来提供期望的输出。

开关模式电源还包括控制器，该控制器通常通过在闭环中感测和控制输出来提供输出调节。该控制器可接收代表该输出的反馈信号，并且该控制器响应于该反馈信号来改变一个或多个参数，以将该输出调节至期望的量。可利用多种控制模式。一种控制模式被已知为脉冲宽度调制（PWM）峰电流模式控制。在PWM峰电流模式控制中，该开关维持接通，直到该开关中的电流达到电流限度（current limit）。一旦达到该电流限度，该控制器就使该开关在该开关周期的剩余部分上为断开。一般而言，较高的电流限度导致该开关较长的接通时间和较大的占空比。然而，对于运行在连续导通模式（CCM）中的具有大占空比（通常对于大于50%的占空比）的控制器，小的误差信号扰动可导致发生次谐波振荡。

发明内容

本发明在一个方面提供了一种用于在开关电源中使用的集成电路控制器，所述控制器包括：脉冲宽度调制电路，其待被耦合以响应于流经开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来控制所述开关以调节所述电源的输出；以及定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以增大所述时钟信号的开关周期。

在一个实施方案中，当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

在一个实施方案中，所述阈值时间等于所述固定的开关周期的二分之一。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期增大了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期增大的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

在一个实施方案中，所述脉冲宽度调制电路被耦合以响应于所述开关电流达到电流限度来断开所述开关。

在一个实施方案中，所述脉冲宽度调制电路被耦合以接收代表着所述电源的输出的反馈信号，且其中所述电流限度是响应所述反馈信号的可变电流限度。

在一个实施方案中，所述开关被包括在所述集成电路控制器中。

本发明在另一个方面提供了一种开关电源，包括：能量传递元件，其被耦合以在所述开关电源的输入和输出之间传递能量；开关，其被耦合以控制通过所述能量传递元件的能量传递；以及控制器，其被耦合以提供驱动信号来控制所述开关，以调节所述开关电源的输出，其中所述控制器包括：脉冲宽度调制电路，其被耦合以响应于流经所述开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来生成所述驱动信号；以及定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以增大所述时钟信号的开关周期。

在一个实施方案中，当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

在一个实施方案中，所述阈值时间等于所述固定的开关周期的二分之一。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期增大了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期增大的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

在一个实施方案中，所述脉冲宽度调制电路被耦合以响应于所述开关电流达到电流限度来断开所述开关。

在一个实施方案中，所述脉冲宽度调制电路被耦合以接收代表着所述电源的输出的反馈信号，且其中所述电流限度是响应所述反馈信号的可变电流限度。

在一个实施方案中，所述开关和所述控制器被包括在集成电路中。

本发明在又一个方面提供了一种用于在开关电源中使用的集成电路控制器，所述控制器包括：脉冲宽度调制电路，其待被耦合以响应于流经开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来控制所述开关以调节所述电源的输出；定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以延长所述开关周期，其中当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述定时电路以第一速率对所述定时电容器进行充电，且其中当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，所述定时电路以第二速率对所述定时电容器进行充电，其中所述第一速率大于所述第二速率。

在一个实施方案中，当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期延长了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

在一个实施方案中，所述定时电路使所述开关周期延长的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

在一个实施方案中，所述定时电路以所述第二速率对所述定时电容器进行充电仅直到所述开关断开，然后恢复以所述第一速率将所述定时电容器充电至所述上参考电压。

在一个实施方案中，对于所述接通时间的从达到所述阈值时间之时开始的剩余部分，所述定时电路以所述第二速率对所述定时电容器进行充电。

在一个实施方案中，所述第二速率小于或等于所述第一速率的二分之一。

在一个实施方案中，所述第二速率对所述第一速率的比值与所述开关在所述开关周期期间的占空比成反比变化。

在一个实施方案中，所述定时电路还包括：第一电流源，其被耦合以将所述定时电容器放电至所述下参考电压；第二电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，以所述第一速率对所述定时电容器进行充电；以及第三电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，以所述第二速率对所述定时电容器进行充电。

在一个实施方案中，所述定时电路在所述定时电容器上维持恒定的电压，直到所述开关断开，然后如果所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间，则以所述第一速率对所述定时电容器进行充电。

附图说明

参照下列附图描述了本发明的非限制性和非穷举性的实施方案，其中在各个视图中，相同的参考数字指代相同的部分，除非另有规定。

图1是示出了根据本发明实施方案的利用控制器的示例性开关模式电源的图。

图2A是示出了图1的开关模式电源的示例性开关电流波形的图。

图2B是示出了图1的开关模式电源的利用电流模式脉冲宽度调制（PWM）控制的开关电流波形的又一个实施例的图。

图3是示出了图1的利用根据本发明实施方案的控制机制的示例性开关电流波形的图。

图4是示出了根据本发明实施方案的控制器的框图。

图5A是示出了图4的定时电路的示例性电压波形的图。

图5B是示出了图4的定时电路的另一个示例性电压波形的图。

图5C是示出了利用图4的定时电路的非线性斜率的另一个示例性电压波形的图。

图6是示出了图5A和图5B的电压波形的多种实施方案的图。

图7是根据本发明实施方案的定时电路的功能框图。

图8是示出了图7的定时电路的电压和电流的多种波形的时序图。

图9是根据本发明实施方案的定时电路的功能框图。

图10是示出了图9的定时电路的电压和电流的多种波形的时序图。

具体实施方式

这里描述了具有可变开关频率和周期的控制器的实施方案。在下文的描述中，阐明了众多具体细节，以提供对所述实施方案的透彻理解。然而，本领域技术人员应认识到，实践这里描述的技术无需使用所述具体细节中的一个或多个，或者可使用其他方法、部件、材料等。在其他情况下，为了避免模糊某些方面，没有详细示出或描述众所周知的结构、材料或操作。

本说明书全文提到“一个实施方案”“一实施方案”“一个实施例”或“一实施例”意指，联系该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，本说明书全文多处出现的短语“在一个实施方案中”“在一实施方案中”“一个实施例”或“一实施例”未必全都指相同的实施方案或实施例。再者，所述具体特征、结构或特性可在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合结合。此外，应理解，这里提供的图出于向本领域普通技术人员解释的目的，并且这些图未必按比例绘制。

可利用多种控制模式来调节电源的输出。一种已知的控制模式是脉冲宽度调制（PWM）电流模式控制。在PWM电流模式控制中，开关保持接通，直到该开关中的电流达到电流限度，或者已经达到最大占空比。在一个实施方案中，该电流限度是该开关的峰电流。一旦达到该电流限度，控制器就使该开关在该开关周期的剩余部分上为断开。一般而言，较高的电流限度导致该开关较长的接通时间和较大的占空比。然而，对于运行在连续导通模式（CCM）中的具有大占空比（通常对于大于50%的占空比）的控制器，小的误差信号扰动可导致发生次谐波振荡。尤其，对于开关频率（从而开关周期T_S）不改变的常规PWM电流模式控制，可发生次谐波振荡。

防止次谐波振荡的典型方法包括随着占空比来改变电流限度。在这样的情形中，该电流限度是不固定的，且该电流限度是随着占空比增大而线性减小的斜坡。这通常被已知为斜率补偿。然而，利用斜率补偿存在劣势。例如，在连续导通模式（CCM）中，输出功率与该开关的峰电流成比例，且该峰电流随着该电流限度的线性减小而减小。结果，对于高占空比，输出功率会减小。斜率补偿还损害PWM电流模式控制的环路带宽和相位容限优势。为了弥补输出功率的减小，可整体增大该电流限度。然而，电源部件（例如开关、变压器、箝位电路和输出整流器）会需要被额定为较高的电流值。该方法具有缺陷，因为对于一个部件，电流额定提高通常意味着该部件的尺寸增大。结果，利用电流限度斜率补偿会导致在尺寸和输出功率之间折衷。

在使用常规PWM峰值电流模式控制（其中开关频率不被控制器改变）的情况下，当处于连续导通模式时在高占空比可发生次谐波振荡。由于次谐波振荡，该开关的断开时间从一个开关周期到下一个开关周期可急剧改变，这在输出电压中产生大波纹。次谐波振荡还可降低电源的最大输出功率能力。因此，通过在可发生次谐波振荡的某个临界时间t_C之后改变开关频率（从而改变开关周期T_S），本发明的实施方案降低了持续次谐波振荡以及所引起的断开时间大变化的可能性。在一个实施方案中，总的开关周期T_S被改变了接通时间t_ON和临界时间t_C之差的倍数。在又一个实施方案中，该开关的断开时间t_OFF被改变了接通时间t_ON和临界时间t_C之差的倍数。在一个实施方案中，该倍数是分数量（fractional amount）。在一个实施方案中，这导致了在连续的开关周期上的基本固定的断开时间t_OFF。通过在接通时间大于临界时间t_C时改变开关频率，降低了发生持续的次谐波振荡的可能性。如下文将进一步讨论的，本发明的实施方案包括改变定时电路电压以改变开关频率。

首先参考图1，示例性开关模式电源100被示为包括输入V_IN 102、能量传递元件T1 104、能量传递元件T1 104的初级绕组106、能量传递元件T1 104的次级绕组108、开关S1 110、箝位电路112、整流器D1 114、输出电容器C1 116、负载118、输出量（output quantity）U_O、输出电压V_O、输出电流I_O、反馈电路120、控制器122、反馈信号U_FB 124、电流感测输入126、驱动信号128和开关电流I_D 130。图1中示出的示例性开关模式电源100的拓扑是回扫调节器（flybackregulator）类型的，这只是可得益于本发明的教导的开关模式电源拓扑的一个实施例。应理解，开关模式电源调节器的其他已知的拓扑和配置也可得益于本发明的教导。

开关模式电源100从未调节的输入V_IN 102向负载118提供输出功率。在一个实施方案中，输入V_IN 102是已被整流和滤波的ac线路电压。在另一个实施方案中，输入V_IN 102是dc输入电压。输入V_IN 102被耦合至能量传递元件T1 104。在本发明的一些实施方案中，能量传递元件T1 104可以是耦合电感器。在本发明的另一些实施方案中，能量传递元件T1 104可以是变压器。在图1的实施例中，能量传递元件T1 104包括两个绕组：初级绕组106和次级绕组108。N_P和N_S分别是初级绕组106和次级绕组108的匝数。初级绕组106还被耦合至有源开关S1 110，该有源开关还被耦合至输入返回（input return）111。此外，箝位电路112跨越能量传递元件T1 104的初级绕组106而被耦合。能量传递元件T1 104的次级绕组108被耦合至整流器D1 114。在图1示出的实施例中，整流器D1 114被示为二极管，且次级绕组108被耦合至该二极管的阳极。然而，在一些实施方案中，整流器D1 114可以是用作同步整流器的晶体管。输出电容器C1 116和负载118都被耦合至整流器D1 114。在图1的实施例中，整流器D1 114被示为二极管，且输出电容器C1 116和负载118都被耦合至该二极管的阴极。输出被提供至负载118，并且可作为输出电压V_O、输出电流I_O或二者的结合而被提供。

此外，开关模式电源100还包括用于调节被示为输出量U_O的输出的电路。一般而言，输出量U_O是输出电压V_O、输出电流I_O或二者的结合。反馈电路120被耦合以感测输出量U_O。在一个实施方案中，反馈电路120可从电源100的输出来感测输出量U_O。在另一个实施方案中，反馈电路120可从能量传递元件T1 104的一个额外绕组来感测输出量。控制器122还被耦合至反馈电路120，并包括多个端子。在一个端子处，控制器122从反馈电路120接收反馈信号U_FB 124。控制器122还包括用于电流感测输入126和驱动信号128的端子。电流感测输入126感测开关S1 110中的开关电流I_D 130。此外，控制器122向开关S1 110提供驱动信号128，以控制多种开关参数。这样的参数的实例可包括开关S1 110的开关频率、开关周期、占空比或相应的接通时间和断开时间。

在运行中，图1的开关模式电源100从未调节的输入V_IN 102（例如未调节的输入电压）向负载118提供输出功率。开关模式电源100利用能量传递元件T1 104在初级绕组106和次级绕组108之间传递来自输入V_IN 102的电压。箝位电路112被耦合至能量传递元件T1 104的初级绕组106，以限制开关S1 110上的最大电压。在一个实施方案中，箝位电路112限制开关S1 110上的最大电压。开关S1 110响应于从控制器122接收的驱动信号128来打开和闭合。在一些实施方案中，开关S1 110可以是晶体管，且控制器122可包括集成电路和/或分立的电子部件。在一个实施方案中，控制器122和开关S1 110被共同包括在单个集成电路132中。在一个实施例中，集成电路132是单片集成电路。在另一个实施例中，集成电路132是混合集成电路。

在运行中，开关S1 110的切换在整流器D1 114处产生脉冲电流。整流器D1 114中的电流被输出电容器C1 116滤波，以在负载118处产生基本恒定的输出电压V_O、输出电流I_O或二者的结合。

反馈电路120感测输出量U_O，以向控制器122提供反馈信号U_FB124。在图1的实施例中，控制器122也接收电流感测输入126，电流感测输入126对所感测到的开关S1 110中的电流I_D 130进行中继。开关电流I_D 130可以多种方式被感测，例如跨越分立电阻器的电压或者当晶体管导通时跨越该晶体管的电压。

控制器122输出驱动信号128，以响应于各种系统输入来操作开关S1 110，以将输出量U_O基本调节至期望的值。在使用反馈电路120和控制器122的情况下，开关模式电源100的输出在闭环中被调节。此外，控制器122包括定时电路（timing circuit）（下文更详细地讨论），该定时电路使用开关周期T_S和开关频率f_S（其中T_S=1/f_S）来限定开关S1 110的开关循环。

在本发明的一个实施方案中，控制器122可利用如下控制方案：当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，改变开关频率f_S。在又一个实施方案中，当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，控制器122减小开关频率f_S（或者换言之，延长开关周期T_S）。对于固定负载，当该接通时间小于该临界时间时，控制器122的开关周期（和开关频率）可以是固定的周期，且当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，控制器122改变开关周期（或开关频率）。

如上文提及的，开关周期T_S的变化量可以是接通时间t_ON和临界时间t_C之差的某个倍数。在一些实施方案中，该倍数是小于1的值。通过当该开关具有大于临界时间t_C的接通时间t_ON（对应于大占空比）时改变开关频率f_S，可防止次谐波振荡。根据本发明的一个实施方案，通过响应于开关S1 110的接通时间t_ON来调制开关S1 110的开关频率f_S（和开关周期T_S），可防止次谐波振荡。如下文将进一步讨论的，当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，该控制器中包括的定时电路变成替代充电模式（alternative charging mode）。一旦开关S1 110断开，该定时电路就恢复正常充电模式。通过选择该定时电路电容器在该替代充电模式期间的充电速率，可防止次谐波振荡。

图2A示出了多种导通模式的开关电流。图1的电源100的示例性开关电流波形的图被示为包括开关周期T_S 204、开关接通时间t_ON 206、开关断开时间t_OFF 208、梯形210和三角形212。图2A示出了在连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）二者中，开关电流I_D 202在时间上的大致波形。

在任何开关周期T_S 204期间，开关S1 110可响应于来自控制器122的驱动信号128而导通，以调节输出U_O。开关周期T_S 204可被分成两段时间：开关接通时间t_ON 206和开关断开时间t_OFF 208。开关接通时间t_ON 206指代开关周期T_S 202中开关S1 110导通的部分。开关断开时间t_OFF 208指代开关周期T_S 202中开关S1 110不导通的剩余部分。图2A的电流波形示出了两个基础运行模式。梯形210表征了连续导通模式（CCM），而三角形212表征了不连续导通模式（DCM）。在CCM期间，在开关接通时间t_ON 206刚一开始之后，开关电流I_D 202基本为非零，并且在整个开关接通时间t_ON 208中稳定增大。在DCM期间，在开关接通时间t_ON 206刚一开始之后，开关电流I_D 202基本为零，并且在整个开关接通时间t_ON 206中稳定增大。在开关断开时间t_OFF 204期间，对于CCM和DCM二者，开关电流I_D 202都基本为零。

次谐波振荡通常发生在常规控制器利用PWM电流模式控制并以大于或等于50%的占空比运行在CCM中时。图2B示范了当开关S1 110的PWM电流模式控制被用于调节输出量U_O时，图1的开关电流I_D关于时间的大致波形。图2B示出了开关电流I_D 214、开关周期T_S 216、开关接通时间t_ON 218、开关断开时间t_OFF 220和电流限度I_LIM 222。在图2B的实施例中，控制器122运行在CCM中。

开关S1 110在每个开关周期T_S 216的开始处导通。开关S1 110导通直到开关电流I_D 214达到电流限度I_LIM 222。在一个实施例中，以恒定的开关周期T_S 216（也已知为固定的开关频率f_S）控制电流限度I_LIM 222使开关电流I_D 214的峰维持在调节输出量U_O所要求的值。一般而言，较高的电流限度I_LIM 222导致较长的开关接通时间t_ON 218。在本发明的一些实施方案中，电流限度I_LIM 222也是峰初级电流（peakprimary current）I_PEAK。该调节通过已知为如下的PWM技术来实现：固定频率PWM电流模式控制、固定频率PWM电流编程控制和/或峰电流模式控制。

然而应理解，术语“固定频率控制”不必然意味着开关S1 110的开关频率f_S保持不变。取而代之，使用术语“固定频率控制”可仅表示该开关的开关频率f_S不被用作调节输出量U_O的控制变量。对于固定频率PWM电流模式控制的实施例，电流限度I_LIM222的值被用作调节输出量U_O的控制变量。对于多种实施方案，改变开关频率f_S以防止次谐波振荡仍可与固定频率控制模式一起使用，因为开关频率f_S不被用作调节输出量U_O的控制变量。此外，针对EMI发射（也被称为频率抖动）的频率调制也可与开关频率的改变一起使用，以防止次谐波振荡。

接下来参考图3，电源100的利用了改变该开关的开关频率f_S和断开时间t_OFF的控制方案的示例性开关电流波形I_D的图被示为包括开关电流I_D 302、开关周期T_S 304、306、308和310、基准周期TO 312、临界时间t_C 314、第一电流限度ILIM1 316、第二电流限度ILIM2 318、第三电流限度ILIM3 320和第四电流限度ILIM4 322。此外，每个开关周期T_S 304、306、308和310具有各自的接通时间t_ON和断开时间t_OFF。如图3示出的，开关周期T_S 308和310还包括各自的延长的接通时间t_ONX、基准断开时间t_OFFB和延长时期TX 324和326。

如上文参考图2B提及的，开关S1 110在每个开关周期T_S的开始处导通，直到达到针对相应的开关周期T_S的电流限度。图3示出了控制器122运行在CCM中并利用电流模式控制。如上文提及的，较大的电流限度通常导致较长的接通时间t_ON。一般而言，开关电流I_D 302多快增大到电流限度，部分地取决于输入电压V_IN 102和初级绕组106的电感L_P。

在开关周期T_S 304期间，开关电流I_D 302增大，直到它达到第一电流限度I_LIM1 316。如示出的，开关周期T_S 304期间的接通时间t_ON小于临界时间t_C 314。结果，开关周期T_S 304和断开时间t_OFF没有被改变，从而开关周期T_S 304被固定为基本等于基准周期T0 312。在一个实施方案中，临界时间t_C 314基本等于基准周期T0 312的二分之一，或者数学上：临界时间t_C的值是如果开关频率不改变就可发生次谐波振荡的时间点。

在开关周期T_S 306期间，开关电流I_D 302增大，直到它达到第二电流限度I_LIM2 318。如示出的，开关周期T_S 306期间的接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 314，且开关周期T_S 306和断开时间t_OFF没有被改变。因此，开关周期T_S 306也被固定为基本等于基准周期T0312。当接通时间t_ON基本小于或等于临界时间t_C 314时，如在开关周期T_S 304和306中示出的，控制器122处于正常运行模式，其中开关周期T_S 304和306是固定的开关周期。在一个实施方案中，固定的开关周期是不改变的开关周期，并且是根据控制器122中包括的定时电路（例如振荡器）的设置频率而预先确定的。

然而，在开关周期T_S 308期间，开关电流I_D 302增大，直到它达到第三电流限度I_LIM3 320。如示出的，在开关周期T_S 308期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C 314。根据图3的实施方案，开关周期T_S 308被延长超过基准周期T0 312延长时期TX 324。如下文进一步讨论的，延长时期TX 324的长度取决于接通时间t_ON延长超过临界时间t_C 314多长。换言之，开关周期T_S 308被延长多少取决于接通时间t_ON和临界时间t_C 314之差，也被示为开关周期T_S 308中延长的接通时间t_ONX（t_ONX=t_ON-t_C）。

在开关周期T_S 310期间，开关电流I_D 302增大，直到它达到第四电流限度I_LIM4 322。如示出的，在开关周期T_S 310期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C 314，结果开关周期T_S 310被延长超过基准周期T0 312延长时期TX 326。延长时期TX 326的长度取决于在开关周期T_S 310期间延长的接通时间t_ONX。

如开关周期308和310示出的，开关周期T_S可被表示为基准周期T0 312和延长时期TX的函数：

T_S=T0+TX                （1）

延长时期TX的长度取决于在相应的开关周期T_S期间延长的接通时间t_ONX。如上文参考开关周期304和306描述的，当接通时间t_ON小于或等于临界时间t_C 314时，开关周期是固定的，且基本等于基准周期T0 312。而且，延长时期TX 324和326可被写作：

TX=k(t_ON-t_C)=kt_ONX                （2）

其中k是延长系数，且0≤k。在一个实施方案中，延长系数k是常数。在另一个实施方案中，延长系数k不是常数（将进一步讨论）。应理解，开关周期T_S的延长导致开关频率f_S的减小。在一个实施方案中，延长系数k的值可取决于控制器122的多种参数（例如控制器122的定时电路的参数、延长的接通时间t_ONX、基准周期T0、接通时间t_ON或占空比D）。通过确定延长系数k的值，可防止次谐波振荡。换言之，通过确定延长的接通时间t_ONX对开关周期T_S的影响有多大，可防止次谐波振荡。如等式（1）和（2）示出的，开关周期T_S的变化量可以是接通时间t_ON和临界时间t_C 314之差的倍数。

进一步，断开时间t_OFF可从基准断开时间t_OFFB改变，且变化量也取决于接通时间t_ON和临界时间t_C 314之差（t_ONX）。如示出的，当接通时间t_ON大于临界时间t_C 314时，断开时间t_OFF可被表达为基准断开时间t_OFFB和延长时期TX的函数：

t_OFF=t_OFFB+TX                （3）

其中基准断开时间t_OFFB是基准周期T0 312和接通时间t_ON之差：t_OFFB＝T0-t_ON。换言之，根据实施方案，基准断开时间t_OFFB代表了在开关周期T_S没有被延长超过基准周期T0 312的情况下断开时间t_OFF的值。应注意，当接通时间t_ON小于或等于临界时间t_C 314时，断开时间t_OFF基本等于基准断开时间t_OFFB。通过将等式（2）代入等式（3），断开时间可被表达为：

t_OFF=t_OFFB+kt_ONX                （4）

如等式（4）示出的，断开时间t_OFF的变化量可以是接通时间t_ON和临界时间t_C 314之差的倍数。

进一步，也可通过确保断开时间t_OFF大于或等于由基准周期T0和接通时间t_ON确定的限度来防止次谐波振荡：

$t_{\mathrm{OFF}}\≥\frac{{T0}^2}{{4t}_{\mathrm{ON}}}---\left(5\right)$

利用等式（5），开关周期T_S可被表达为：

$T_S\≥t_{\mathrm{ON}}+\frac{{T0}^2}{{4t}_{\mathrm{ON}}}---\left(6\right)$

利用等式（5）和（6），开关周期T_S可随后被处理，并被表达为基准周期T0、延长的接通时间t_ONX和延长系数k的函数，例如等式（1）和（2）：

$T_S\≥T0+\left(\frac{t_{\mathrm{ONX}}}{\frac{T0}{2}+t_{\mathrm{ONX}}}\right)t_{\mathrm{ONX}}---\left(7\right)$

根据等式（7），延长系数k是延长的接通时间t_ONX和基准周期T0的函数：如此，在一个实施方案中，当开关周期T_S大于或等于等式（7）示出的量时，可防止次谐波振荡。

接下来参考图4，控制器122的一个实施例的框图被示为包括脉冲宽度调制（PWM）块402和定时电路404。PWM块402包括比较器406、或门（OR gate）408和锁存器（latch）412。图4中还示出了反馈电路120、反馈信号U_FB 124、电流感测信号126、驱动信号128、DCMAX信号410、时钟信号416和接通时间信号U_ON 418。

控制器122包括PWM块402和定时电路404。PWM块402被耦合以接收电流感测信号126和反馈信号U_FB 124。PWM块402也被耦合至定时电路404，以接收时钟信号416。可选地，PWM块402也可从定时电路404接收DCMAX信号410。利用时钟信号416、DCMAX信号410、电流感测信号126和反馈信号U_FB 124，PWM块402输出驱动信号128。

PWM块402还包括比较器406、或门408和锁存器412。比较器406被耦合以接收电流感测信号126和反馈信号U_FB 124。在示出的实施例中，电流感测信号126在比较器406的非反相输入处被接收，而反馈信号U_FB 124在比较器406的反相输入处被接收。在一个实施方案中，反馈信号U_FB 124是电压信号或电流信号，并且可代表开关S1 110的电流限度。在另一个实施方案中，比较器406接收响应于反馈信号U_FB124的值而确定的可变电流限度。进一步，电流感测信号126是电压信号或电流信号，并且代表开关电流I_D 130。当电流感测信号126的值大于由反馈信号U_FB 124提供的电流限度的值时，比较器406的输出是逻辑高。否则，比较器406的输出是逻辑低。

比较器406的输出耦合至或门408的一个输入。或门408的另一个输入被耦合以接收DCMAX信号410。DCMAX信号410是具有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形波形。在一个实施例中，逻辑高段的下降沿对应于最大占空比D_MAX。在另一个实施例中，逻辑高段的长度与开关S 1110的最大接通时间T_MAX（对应于最大占空比D_MAX）基本相同。然而，或门408的输入处的小圈表示或门408接收反相的DCMAX信号410。

锁存器412耦合至或门408，并耦合至定时电路404。在示出的实施例中，锁存器412是S-R锁存器，且定时电路404被耦合以向锁存器412的置位输入提供时钟信号416。时钟信号416是矩形脉冲波形，并且相继的上升沿之间的时间量基本等于开关周期T_S。进一步，或门408的输出被耦合至锁存器412的复位输入。然后锁存器412向开关S1 110输出驱动信号128。驱动信号218是具有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形波形。在一个实施方案中，逻辑高段对应于开关S1110的接通时间，而逻辑低段对应于开关S1 110的断开时间。

定时电路404接收接通时间信号U_ON 418，并向PWM块402输出时钟信号416。可选地，定时电路404也可向PWM块402输出DCMAX信号410。在一个实施方案中，接通时间信号U_ON 418提供关于开关S 1110的接通时间的信息，并且是具有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。在一个实施例中，驱动信号128可被用于接通时间信号，使得定时电路404被耦合至锁存器412的输出，以接收接通时间信号U_ON 418A。替代地，电流感测信号126可被用于接通时间信号U_ON 418，使得定时电路404被耦合以接收接通时间信号U_ON 418B。在另一个实施例中，比较器406的输出可被用于接通时间信号U_ON 418，使得定时电路404被耦合至比较器406的输出，以接收接通时间信号U_ON 418C。

定时电路404通过时钟信号416向PWM块402提供开关周期T_S。即，在一个实施例中，时钟信号416的周期是开关周期T_S。在一个实施例中，可将振荡器用于定时电路404。利用开关S1 110的由接通时间信号U_ON 418提供的接通时间t_ON，定时电路404改变开关周期T_S，其变化量为接通时间t_ON和临界时间t_C之差的倍数。在实施方案中，定时电路404不改变开关周期T_S，除非接通时间t_ON大于临界时间t_C。在一个实施方案中，时钟信号416是矩形脉冲波形。在一个实施方案中，时钟信号416的上升沿指示开关周期T_S的开始。

在运行中，当时钟信号416脉动至逻辑高值时，标志着开关周期T_S的开始。锁存器412的输出转变为逻辑高值（由于S输入处的逻辑高），且驱动信号128接通开关S1 110。在一个实施方案中，时钟信号416迅速落至逻辑低值，且锁存器412的输出保持在逻辑高值。如果比较器406的输出是逻辑高（对应于电流感测信号126的值大于由反馈信号U_FB 124提供的电流限度的值）或者反相的DCMAX信号410是逻辑高（或二者都是逻辑高），则或门408的输出是逻辑高。当锁存器412在复位输入处接收逻辑高值时，驱动信号128（即锁存器412的输出）转变为逻辑低值，且开关S1 110断开。时钟信号416和DCMAX信号410的时序波形的实施例将参考图8讨论。

下面参考图5A，例示了图4的定时电路404的示例性电压波形VTIM 528的图被示为包括下参考电压V_L530、上参考电压V_H 532、临界电压V_C 531、最大占空比电压V_DM 533和临界时间t_C 514。图5A还示出了开关电流I_D 502、开关周期T_S 504、506、508和510、基准周期T0 512、临界时间t_C 514、第一电流限度ILIM1 516、第二电流限度ILIM2 518、第三电流限度ILIM3 520和第四电流限度ILIM4522。此外，每个开关周期T_S 504、506、508和510具有各自的接通时间t_ON和断开时间t_OFF。如图5A示出的，开关周期T_S 508和510还包括各自的延长的接通时间t_ONX、基准断开时间t_OFFB和延长时期TX524和526。

代表开关电流I_D 502的波形类似于图3示出的带有相应参考数字的开关电流I_D 302。图5A还示出了针对相应的开关电流I_D 502的定时电压VTIM 528的一个实施例。在一个实施方案中，定时电路404包括定时电容器（如下文讨论的），其中定时电压VTIM 528是跨越定时电容器的电压。在每个开关周期中，定时电压VTIM 528增大，直到它达到上参考电压V_H 532，然后以斜率m₃减小，直到达到下参考电压V_L 530。然而，定时电路404可包括用于将电容器充电至上参考电压V_H 532的两种模式。在正常充电模式中，定时电压VTIM 528以斜率m₁增大，直到达到上参考电压V_H 532。当接通时间t_ON大于临界时间t_C时，定时电路404切换至替代充电模式，且定时电压VTIM 528以两个或更多个斜率（例如m₁和m₂）进行充电，它们或为正或为零。在一个实施方案中，在接通时间t_ON的结束处，定时电路404从替代充电模式变为正常充电模式（即回到以斜率m₁进行充电）。此外，定时电路404可利用四个参考电压（例如上参考电压V_H、下参考电压V_L、最大占空比电压V_DM和临界电压V_C）。临界电压V_C表示定时电路何时在基准周期T0512的50%处。

在每个开关周期的开始处，定时电压VTIM 528从下参考电压V_L530开始，并增大到上参考电压V_H 532。一旦处于上参考电压V_H 532，定时电压VTIM 528就减小，直到它达到下参考电压V_L 530。当定时电压VTIM 528达到下参考电压V_L 530时，该电流开关周期结束，且新的开关周期开始。如此，定时电压VTIM 528增大到上参考电压V_H 532并随后减小至下参考电压V_L 530的时间确定了开关周期T_S的长度。

在开关周期T_S 504期间，接通时间t_ON小于临界时间t_C 514，且开关周期T_S 504没有延长超过基准周期T0 512。结果，定时电路404运行在正常充电模式中。如图5A示出的，定时电压VTIM 528无中断地以斜率m₁上升至上参考电压V_H 532并以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。在一个实施方案中，斜率m₃的量值是斜率m₁的量值的倍数，或者数学上：|m₃|＝α|m₁|，其中α≥1。在一个实施方案中，α＝3。

在开关周期T_S 506期间，接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 514，且开关周期T_S 506没有延长超过基准周期T0 512。类似于开关周期T_S 504，定时电路404运行在正常充电模式中，且定时电压VTIM 528无中断地以斜率m₁上升至上参考电压V_H 532并以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。

在开关周期T_S 508期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C 514。结果，定时电路404运行在替代充电模式中，且开关周期T_S 508延长超过基准周期T0 512。在图5A的实施例中，定时电压波形VTIM 528以斜率m₁上升，直到接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 514。当达到临界时间t_C 514时，定时电路404切换至替代充电模式，且定时电压VTIM 528的斜率继而减小至m₂。如图5A进一步示出的，临界电压V_C 531对应于当接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 514时定时电压VTIM 528的值。在另一个实施方案中，当定时电压波形VTIM 528达到临界电压V_C 531时，定时电路404切换至替代充电模式，且定时电压波形VTIM528以斜率m₂增大。

在图5A示出的实施例中，斜率m₂等于零；m₂＝0。因此，在该实施例中，当定时电压VTIM 528的斜率为零（即斜率m₂＝0）时，定时电压VTIM 528继而维持在恒定值。如下文进一步讨论的，斜率m₂和斜率m₃（以及随后的斜率m₁）之间的比值可用占空比来表达。定时电压VTIM 528维持具有斜率m₂，直到开关S1 110断开。一旦开关S1 110断开，定时电压波形VTIM 528就再次以斜率m₁上升直到上参考电压V_H 532，然后以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。图5A示出了斜率m₂是恒定的。在另一个实施方案中，斜率m₂不是恒定的，这导致定时电压VTIM的非线性增大。

在开关周期T_S 510期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C 514。然而，开关周期T_S 510期间的接通时间t_ON长于开关周期T_S 508期间的接通时间t_ON。换言之，开关周期T_S 510期间的延长接通时间t_ONX长于开关周期T_S 508期间的延长接通时间t_ONX。类似于之前的开关周期，定时电压VTIM 528以斜率m₁上升直到接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 514。一旦达到临界时间t_C 514，定时电压VTIM 528就在接通时间t_ON的剩余部分上维持具有斜率m₂。一旦开关S1 110断开，定时电压VTIM 528就再次以斜率m₁上升直到上参考电压V_H 532，然后以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。

如上文参考图3提及的，开关周期T_S可用基准周期T0 512和延长时期TX来表达。此外，延长时期TX可用延长的接通时间t_ONX来表示。通过结合等式（1）和（2），开关周期T_S可被表达为：

T_S=T0+kt_ONX                    （8）

其中t_ONX＝t_ON-t_C。如上文提及的，延长系数k的值可部分地由控制器122和定时电路404的特性来确定。对于具有替代充电模式的定时电路404，一旦接通时间t_ON大于临界时间t_C，延长系数k就可与斜率m₂对m₁的比值成比例。例如，延长系数k可以是“1”与斜率m₂对斜率m₁的比值之差，表示为：

$k=1-\left|\frac{m_2}{m_1}\right|---\left(9\right)$

通过结合等式（8）和等式（9），开关周期T_S可被表达为：

$T_S=T0+(1-\frac{m_2}{m_1})t_{\mathrm{ONX}}---\left(10\right)$ 如等式（10）示出的，开关周期T_S可改变，变化量是接通时间t_ON和临界时间t_C之差的某个倍数。此外，开关周期T_S也可用占空比D、斜率m₁、斜率m₂和基准周期T0来表达：

$T_S=\frac{T0(1+|\frac{m_2}{m_1}\left|\right)}{2(1-D+D|\frac{m_2}{m_1}\left|\right)}---\left(11\right)$

如上文提及的，补偿系数k可等于：通过比较等式（10）与等式（7），可确定斜率m₂和m₁的边界关系。为了稳定性：

$1-\left|\frac{m_2}{m_1}\right|\≥\frac{t_{\mathrm{ONX}}}{\frac{T0}{2}+t_{\mathrm{ONX}}}---\left(12\right)$

它可被简化为：

$\left|\frac{m_2}{m_1}\right|\≤\frac{1}{1+\frac{{2t}_{\mathrm{ONX}}}{T0}}---\left(13\right)$

在一个实施方案中，通过利用等式（13）来确定斜率m₂和斜率m₁之间的比值，可防止次谐波振荡。

在本发明的另一个实施方案中，对于恒定的斜率m₂，斜率m₂和斜率m₁之间的比值部分地由最大占空比来确定：

$\left|\frac{m_2}{m_1}\right|\≤\frac{1-D_{\mathrm{MAX}}}{D_{\mathrm{MAX}}}---\left(14\right)$

如此，等式（9）的补偿系数k的边界等式也可被表达为：

$k\≥\frac{2D_{\mathrm{MAX}}-1}{D_{\mathrm{MAX}}}---\left(15\right)$

对于图5A的实施例，斜率m₂基本为零，且延长系数k基本为“1”。如此，延长时期TX（开关周期T_S延长超过基准周期T0 512的时间量）基本等于延长的接通时间t_ONX。如将参考图5C进一步讨论的，斜率m₂可随着占空比和/或接通时间t_ON而变化。

图5B进一步示出了图4的定时电路404的另一个示例性定时电压波形VTIM 528。与图5A类似，图5B示出了下参考电压V_L 530、上参考电压V_H 532、临界电压V_C 531、最大占空比电压V_DM 533和临界时间t_C 514。图5B还示出了开关电流I_D 502、开关周期T_S 504、506、509和511、基准周期T0 512、临界时间t_C 514、第一电流限度ILIM1516、第二电流限度ILIM2 518、第三电流限度ILIM3 520和第四电流限度ILIM4 522。此外，每个开关周期T_S 504、506、509和511具有各自的接通时间t_ON和断开时间t_OFF。如图5B示出的，开关周期T_S 509和511还包括各自的延长接通时间t_ONX、基准断开时间t_OFFB以及延长时期TX524和526。

图5B示出了与图5A类似的电压波形VTIM 528，然而，示出的斜率m₂是非零斜率。如在开关周期T_S 509和511中示出的，电压波形VTIM 528以斜率m₁上升，直到接通时间t_ON基本等于临界时间t_C 514。一旦达到临界时间t_C 514，对于接通时间t_ON的剩余部分，定时电压VTIM 528就以斜率m₂增大。一旦开关S1 110断开，定时电压VTIM 528就再次以斜率m₁上升直到上参考电压V_H 532，燃后以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。图5B示出了斜率m₂是恒定的，这导致定时电压VTIM的线性增大。在另一个实施方案中，斜率m₂不是恒定的，这导致定时电压VTIM的非线性增大。

图5B还示出了最大占空比电压V_DM 533。如将参考图7和图8进一步讨论的，如果定时电压波形VTIM 528在开关S1 110断开之前达到最大占空比电压V_DM 533，则DCMAX信号410被启用，且开关S1 110断开。将最大占空比电压V_DM 533固定确保了开关S1 110的最小断开时间t_OFF，并进一步防止了次谐波振荡。

对于图5B示出的实施例，最大占空比DMAX基本为66%。通过利用等式（14）和（15），斜率m₂基本为斜率m₁的二分之一，或者数学上：结果，延长系数k基本为二分之一（如等式（9）示出的），且延长时期TX（开关周期T_S延长超过基准周期T0512的时间量）基本等于延长的接通时间t_ONX的二分之一。

图5C示出了与图5A和图5B类似的电压波形VTIM528，然而，斜率m₂是可变斜率。如在开关周期T_S538和540中示出的，电压波形VTIM528以斜率m₁上升，直到接通时间t_ON基本等于临界时间t_C514。一旦达到临界时间t_C514，对于接通时间t_ON的剩余部分，定时电压VT IM528就以可变斜率m₂增大。一旦开关S1110断开，定时电压VTIM528就再次以斜率m₁增大直到上参考电压V_H532，然后以斜率m₃下降至下参考电压V_L 530。然而，斜率m₂是可变的。在一个实施方案中，斜率m₂可随着占空比D而变化。

如上文参考等式（14）提及的，当斜率m₂恒定时，斜率m₂和斜率m₁之间的比值可用最大占空比D_MAX来表达：然而，通过改变每个开关周期内的斜率m₂，开关频率f_S从基准频率的变化可小于斜率m₂保持恒定的情况。换言之，通过改变斜率m₂，开关频率的减小量可小于利用恒定斜率m₂的情况。类似于等式（14），在一个实施方案中，斜率m₂和斜率m₁之间的比值可用占空比来表达：

$\left|\frac{m_2}{m_1}\right|=\frac{1-D}{D}---\left(16\right)$

等式（9）示出了延长系数k可被表达为斜率m₂和斜率m₁的函数。如此，延长系数k也是可变的，并且是随着占空比D而可适配的。进一步，当斜率m₂不为零时，通过将等式（16）代入上面的等式（10），开关周期T_S可用占空比D和基准周期T0来表达：

$T_S=\frac{T0}{4(1-D)D}---\left(17\right)$

在另一个实施方案中，斜率m₂等于零，其中等式（17）可被进一步简化为：

$T_S=\frac{T0}{2(1-D)}---\left(18\right)$

接下来参考图6，例示了定时电路404的具有斜率m₂的定时电压波形VTIM 602的多种实施方案的图被示为包括下参考电压V_L 604、上参考电压V_H 606、临界电压V_C 605、最大占空比电压V_DM 607、临界时间t_C 608、接通时间t_ON 610、延长的接通时间t_ONX 612、基准断开时间t_OFFB 614、斜率m₁ 616、斜率m₂ 618和斜率m₃ 619。还示出了定时波形622、624和626。图6示出了具有变值斜率m₂ 618的每个定时波形622、624和626各自的开关周期T_S和断开时间t_OFF的变化。图6还包括波形620（虚线），其示出了常规控制器（它不包括如这里公开的替代充电模式）的特性。

如图6示出的，定时电压VTIM 602增大直到上参考电压V_H 606。一旦达到上参考电压V_H 606，定时电压VTIM 602就减小，直到达到下参考电压V_L 604。对于这个开关循环，定时电压VTIM 602达到上参考电压V_H 606然后落至下参考电压V_L 604所花费的时间基本是开关周期T_S。在实施例中，定时电路404可通过改变增大到上参考电压V_H 606的速率、减小到下参考电压V_L 604的速率或二者，来改变开关周期或开关频率。

在又一些实施方案中，当接通时间t_ON 610大于临界时间t_C 608时，控制器122，随后定时电路404，切换至替代充电模式。换言之，一旦接通时间t_ON 610大于临界时间t_C 608，开关周期和开关频率就被改变。此外，图6示出了临界电压V_C 605，它对应于当接通时间t_ON610基本等于临界时间t_C 608时定时电压VTIM 602的值。在一个实施方案中，当定时电压VTIM 602达到临界电压V_C 605时，控制器122，随后定时电路404，切换至替代充电模式。如将示出的，开关周期和开关频率被改变多少，部分地取决于定时电路404的替代充电模式的特性。

波形622、624和626每个都示出了定时电压VTIM 602在接通时间t_ON 610的开始处以斜率m₁ 616增大，直到接通时间t_ON 610基本等于临界时间t_C 608。一旦达到临界时间t_C 608或者达到临界电压V_C 605，如果开关S1 110仍为接通，定时电压VTIM 602就切换至替代充电模式。换言之，对于接通时间t_ON 610超过临界时间t_C 608的剩余部分（也被称为延长的接通时间t_ONX 612），定时电压VTIM 602以斜率m₂ 618增大。

然而，波形620示出了常规控制器（它不包括如这里公开的替代充电模式）的定时电压。结果，波形620的开关周期T_S基本等于基准周期T0 628。此外，波形620的断开时间基本等于基准断开时间t_OFFB614。如图6示出的，所得到的波形620与当接通时间t_ON小于或等于临界时间t_C时的时序波形相同。因此，当占空比大于50%时，仍可发生次谐波振荡。

对于波形622，斜率m₂ 618基本等于斜率m₁ 616的二分之一，或者数学上：结果（且由等式（10）进一步示出的），波形622的开关周期T1 630延长超过基准周期T0 628，超过量为延长的接通时间t_ONX 612的二分之一，或者数学上：此外，波形622的断开时间t_OFF1也延长超过基准断开时间t_OFFB 614，超过量为延长的接通时间t_ONX 612的二分之一。

对于波形624，斜率m₂ 618基本等于斜率m₁ 616的四分之一，或者数学上：结果（且由等式（10）进一步示出的），波形624的开关周期T2 632延长超过基准周期T0 628，超过量为延长的接通时间t_ONX 612的四分之三，或者数学上：此外，波形624的断开时间t_OFF2也延长超过基准断开时间t_OFFB 614，超过量为延长的接通时间t_ONX 612的四分之三。

对于波形626，斜率m₂ 618基本等于零，或者数学上：m₂＝0。结果（且由等式（10）进一步示出的），波形626的开关周期T3 634延长超过基准周期T0 628，超过量为延长的接通时间t_ONX 612，或者数学上：T1=T0+t_ONX。波形626的断开时间t_OFF3也延长超过基准断开时间t_OFFB 614，超过量为延长的接通时间t_ONX 612。尤其，当斜率m₂ 618基本等于零时，断开时间t_OFF3对于每个开关循环基本是固定的。因此，在一个实施方案中，通过将定时电压VTIM 602保持在恒定值直到开关S1 110断开，固定了所述开关的断开时间。继续该实施例，在开关S1 110断开之后，允许定时电压VTIM 602恢复以斜率m₁增大到上参考电压。据此，断开时间被固定到：VTIM 602达到上参考电压V_H606所花费的剩余时间加上VTIM 602落至下参考电压V_L 604所花费的时间。该固定的断开时间在图6中被示例为t_OFF3。

对于波形622、624和626，一旦开关S1 110断开且断开时间开始，定时电路404（从而定时电压VTIM 602）就回到正常充电模式。如上文讨论的，定时电压VTIM 602继续以斜率m₁ 616增大，直到达到上参考电压V_H 606。然后定时电压VTIM 602以斜率m₃ 619减小，直到达到下参考电压V_L 604。

通过选择斜率m₂ 618的值，可防止次谐波振荡。如上文提及的，当斜率m₂ 618与斜率m₁的量值之间的比值遵守时，可防止次谐波振荡。在一个实施方案中，斜率m₂ 618是斜率m₁ 616的二分之一。如图6示出的，斜率m₂ 618的值相对于斜率m₁ 616越小，开关周期T_S延长超过基准周期T0 628就越长。然而，对于具有给定的芯大小的能量传递元件，电源100的输出功率与开关频率f_S成比例。开关周期T_S越长，开关频率f_S就越小，可导致需要更大的芯来输送所需要的输出功率量。

如上文提及的，根据所描述的实施方案，针对EMI发射的频率调制（也被称为频率抖动）也可与开关频率的改变一起使用。在一个实施方案中，可通过改变斜率m₁ 616来实现频率抖动。在另一个实施方案中，可通过改变斜率m₂618来实现频率抖动。

接下来参考图7，示例性定时电路704（其可用作图4的定时电路404）被示为包括下参考电压V_L 702、上参考电压V_H 701、最大占空比电压V_DM 705、比较器706和708、锁存器710、具有充电电流I_C的电流源712、具有放电电流I_DIS的电流阱714、具有延长电流I_EXT的电流源716以及具有定时电压V_TIM的电容器718（即定时电容器）。定时电路704还包括与门（AND gate）720和722、单稳态多谐振荡器724和726、比较器727以及锁存器728。图7还示出了DCMAX信号410、时钟信号416、接通时间信号U_ON 418、临界信号（CRT）730和延长信号（EXT）732。还示出了开关S2、S3和S4。

电流源712和716分别以充电电流I_C和延长电流I_EXT将电容器718充电至上参考电压V_H 701。充电电流I_C和延长电流I_EXT的量值分别确定了斜率m₁和m₂的值，如参考图5A、图5B、图5C和图6讨论的。一旦电容器718的定时电压V_TIM达到上参考电压V_H 701，电容器718就通过电流阱714以放电电流I_DIS进行放电，直到跨越电容器718的定时电压V_TIM达到下参考电压V_L 702。放电电流I_DIS的量值确定了斜率m₃的值。在一个实施方案中，除了电流源712和716之外，可包括耦合至电容器718的额外电流源（未示出）以实现频率抖动。在该实施例中，该额外电流源会提供三角电流波形（抖动电流）以改变斜率m₁的值。

上参考电压V_H 701和下参考电压V_L 702之间的差在这里被称为定时电路404的幅度摆动（amplitude swing）。在一个实施方案中，定时电路404的幅度摆动是固定的。当幅度摆动固定时，电容器718的电压V_TIM充电至上参考电压V_H 701并放电至下参考电压V_L 702所花费的时间确定了定时电路404的频率和周期。根据充电电流I_C、延长电流I_EXT和放电电流I_DIS的值，电容器718的定时电压V_TIM增大和减小。换言之，充电电流I_C、延长电流I_EXT和放电电流I_DIS的量值可确定定时电路404的频率，从而改变开关S1 110的开关频率f_S和开关周期T_S。

如上文提及的，在一些实施方案中，当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，定时电路404改变开关频率f_S和开关周期T_S。如将进一步讨论的，在一个实施例中，当开关S1 110的接通时间t_ON大于临界时间t_C时，定时电路404利用延长电流I_EXT来改变定时电路404的频率，从而改变开关S1 110的开关频率f_S和开关周期T_S。参考图5A、图5B、图5C、图6和图8示出了由延长电流I_EXT的量值引起的定时电路404的频率改变的一个实施例。

电容器718被耦合至比较器706和708，使得定时电压V_TIM在比较器706的反相端和比较器708的非反相端被接收。进一步，比较器706的非反相端接收下参考电压V_L702，而比较器708的反相端接收上参考电压V_H701。定时电压V_TIM波形在图8中被示为波形V_TIM。定时电压V_TIM波形的又一些实施例可参考图5A、图5B、图5C和图6找出。比较器706和708的输出耦合至锁存器710的输入。在示出的实施例中，比较器706的输出在锁存器710的S输入处被接收，而比较器708的输出在锁存器710的R输入处被接收。

进一步，比较器706的输出在单稳态多谐振荡器726处被接收，以产生时钟信号416。在一个实施方案中，单稳态多谐振荡器726在比较器706的输出的上升沿（换言之，从逻辑低值转变为逻辑高值）处输出一个脉冲。换言之，当定时电压V_TIM等于下参考电压V_L702时，单稳态多谐振荡器726输出一个脉冲。在实施方案中，通过改变电容器718充电至上参考电压V_H 701的速度从而改变开关S1 110的开关频率f_S和开关周期T_S，定时电路704改变了定时电压V_TIM达到下参考电压V_L 702所花费的时间量。

比较器706和708的输出在锁存器710的输入处被接收。锁存器710的一个输出在与门722处被接收，而锁存器710的另一个输出被耦合以控制开关S3的切换。与门722被耦合以从与门720接收延长信号EXT 732。然而，与门722的接收延长信号EXT 732的输入处的小圈表示与门722接收的是延长信号EXT 732的反相。在示出的实施例中，延长信号EXT 732是从接通时间信号U_ON 418和单稳态多谐振荡器724的输出产生的。单稳态多谐振荡器724接收接通时间信号U_ON418，并在接通时间信号U_ON 418的上升处输出一个脉冲，这里被称为临界信号CRT 730。临界信号CRT 730的脉冲的长度基本等于临界时间t_C，且临界信号730的上升沿之间的时间基本等于开关周期T_S。临界信号CRT 730提供关于临界时间t_C的信息。在示出的实施例中，与门720的接收临界信号730的输入处的小圈表示与门720接收的是临界信号730的反相。如图8将进一步示出的，当驱动信号128是逻辑高且临界信号CRT是逻辑低时，延长信号EXT 732是逻辑高。换言之，如参考图5A、图5B、图5C和图6讨论的，当接通时间t_ON大于临界时间t_C且逻辑高段的长度是延长的接通时间t_ONX时，延长信号EXT732是逻辑高。EXT信号732提供了关于延长的接通时间t_ONX的信息，如参考图5A、图5B、图5C、图6和图8讨论的。延长信号EXT 732被耦合以控制开关S4的切换。

电容器718被耦合至比较器727，使得定时电压V_TIM在比较器727的非反相输入处被接收。进一步，最大占空比电压V_DM 705在比较器727的反相输入处被接收。如上文提及的，最大占空比电压V_DM 705确保了开关S1 110的最小断开时间。最大占空比电压V_DM 705对应于当开关S1 110已经达到最大占空比D_MAX时定时电压VTIM的值。在一个实施方案中，最大占空比是62%。接通时间信号U_ON 418在锁存器728的一个输入处被接收。在示出的实施例中，接通时间信号U_ON 418在锁存器728的S输入处被接收。锁存器728还接收比较器727的输出。利用比较器727的输出和接通时间信号U_ON 418，锁存器728输出DCMAX信号410。在运行中，在接通时间信号U_ON 418的上升沿处，DCMAX信号410转变为逻辑高值。当比较器708的输出是逻辑低时，DCMAX信号410则转变为逻辑低值。换言之，当定时电压V_TIM等于最大占空比电压V_DM705时，DCMAX信号410转变为逻辑低值。

如上文提及的，延长信号EXT 722的反相在与门722的一个输入处被接收，而锁存器710的输出在与门722的另一个输入处被接收。与门722的输出被耦合以控制开关S2的切换。当锁存器710的输出是逻辑高且延长信号EXT 732是逻辑低时，与门722的输出是逻辑高（对应于闭合的开关S2）。换言之，当锁存器710的输出是逻辑高且开关S1 110不处于延长的接通时间t_ONX中时，开关S2为闭合。

在运行中，在该开关周期的开始处，当开关S2为闭合时电容器718进行充电，且定时电压V_TIM以由充电电流I_C和电容器718大小确定的斜率增大。当定时电压V_TIM达到上参考电压V_H 701时，开关S2断开，开关S3接通，且电容器718以由放电电流I_DIS和电容器718大小确定的斜率进行放电，直到定时电压V_TIM达到下参考电压V_L 702。

然而，如果该控制器因接通时间t_ON大于临界时间t_C（也被已知为延长的接通时间t_ONX）而切换至替代充电模式，则延长信号EXT 732转变为逻辑高值。如果定时电压V_TIM也小于上参考电压V_H 701，则开关S2打开且开关S4闭合，且电容器718以由延长电流I_EXT确定的斜率进行充电。当开关S4断开且开关S2接通时，电容器718可回到至正常充电模式（例如，其中电容器718以仅由充电电流I_C确定的斜率进行充电）。当开关S1 110断开或者达到最大占空比电压V_DM 705时，开关S4断开且开关S2接通。因此，在示出的实施方案中，当定时电路704处于正常充电模式时，电容器718仅由电流源712进行充电，且当定时电路704处于替代充电模式时，电容器718仅由电流源716进行充电，其中电流I_EXT小于电流I_C。

接下来参考图8，例示了图7的定时电路704的电压和电流的多种波形的时序图被示为包括开关电流ID 802、接通时间信号U_ON 804、临界信号CRT 806、延长信号EXT 808、定时电压VTIM 810、时钟信号CLK 812和DCMAX信号814。图8还示出了开关周期T_S 816、818和820。在每个开关周期T_S 816、818和820中示出了各自的接通时间t_ON、断开时间t_OFF、临界时间t_C、延长的接通时间t_ONX和基准周期T0。开关周期T_S 818和820还示出了延长时期TX。定时电压VTIM 810还示出了上参考电压V_H、最大占空比电压V_DM和下参考电压V_L。此外，定时电压VTIM 810可以斜率m₁或斜率m₂增大至上参考电压V_H。

在开关周期T_S 816期间，接通时间t_ON小于临界时间t_C。在开关周期T_S 816的开始处，时钟信号CLK 812脉动至逻辑高值，且驱动信号804转变为逻辑高值。如图8示出的，时钟信号CLK 812迅速落至逻辑低值。开关S1 110接通且开关电流ID 802开始增大。当开关电流ID 802达到电流限度I_LIM时，开关S1 110断开，且接通时间信号U_ON 804转变为逻辑低值。临界信号CRT 806在开关周期T_S 816的开始处是逻辑高，并在临界时间t_C处转变为逻辑低值。然而，由于不存在接通时间信号U_ON 804是逻辑高且临界信号CRT 806是逻辑低的时间部分，所以对于整个开关周期T_S 816，延长信号EXT 808是逻辑低。结果，开关S4没有接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₁增大（对应于电容器718通过电流源712以充电电流I_C进行充电），直到达到上参考电压V_H。

如示出的，DCMAX信号814在开关周期T_S 816的开始处转变为逻辑高值，并当达到最大占空比电压V_DM时转变为逻辑低值。一旦定时电压VTIM 810达到上参考电压V_H，开关S2就断开而开关S3就接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₃减小（对应于电容器718通过电流阱714以放电电流I_DIS进行放电），直到达到下参考电压V_L。如图8示出的，斜率m₃的量值是斜率m₁的量值的三倍。当达到下参考电压V_L时，时钟信号CLK 812脉动至逻辑高值，这指示着开关周期Ts 818的开始。

在开关周期T_S 818期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C，然而，开关电流ID 802在DCMAX信号814转变为逻辑低值之前达到了电流限度I_LIM。时钟信号CLK 812脉动至逻辑高值，且开关S1 110接通。接通时间信号U_ON418转变为逻辑高值，且开关电流ID 802开始增大。如图8示出的，开关电流ID 802在临界时间t_C处尚未达到电流限度I_LIM。当达到临界时间t_C时，临界信号CRT 806转变为逻辑低值。由于当临界信号806是逻辑低时接通时间信号U_ON 804仍是逻辑高，所以对于开关周期T_S 818的当接通时间t_ON大于临界时间t_C的部分，延长信号EXT 808是逻辑高。延长信号EXT 808是逻辑高的时间长度基本等于延长的接通时间t_ONX。

在开关周期T_S 818的开始处，当延长信号EXT 808是逻辑低时，开关S4为断开且开关S2为接通。定时电压VTIM 810以斜率m₁进行充电（对应于电容器718通过电流源712以充电电流I_C进行充电），而延长信号EXT 808继续处于逻辑低状态。当延长信号EXT 808转变为逻辑高值时，开关S2断开而开关S4接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₂进行充电（对应于电容器718通过电流源716以延长电流I_EXT进行充电）。一旦延长信号EXT 808转变为逻辑低值（对应于开关S1110断开且接通时间信号U_ON 804转变为逻辑低值），开关S4断开而开关S2接通，且定时电压VTIM 810恢复以斜率m₁进行充电，直到达到上参考电压V_H。一旦定时电压VTIM 810达到上参考电压V_H，开关S2就断开而开关S3就接通，且定时电压VT IM810以斜率m₃减小（对应于电容器718通过电流阱714以放电电流I_DIS进行放电），直到达到下参考电压V_L。当达到下参考电压V_L时，时钟信号CLK 812脉动至逻辑高值，这指示着开关周期Ts 820的开始。

在开关周期T_S 820期间，接通时间t_ON大于临界时间t_C，然而，开关电流ID 802在DCMAX信号814转变为逻辑低值之前没有达到电流限度I_LIM。结果，由于达到了最大占空比D_MAX，驱动信号804转变为逻辑低值。在开关周期T_S 820的开始处，时钟信号CLK 812脉动至逻辑高值，且开关S1 110接通。接通时间信号U_ON 418转变为逻辑高值，且开关电流ID 802开始增大。如图8示出的，开关电流ID 802在临界时间t_C处尚未达到电流限度I_LIM。当达到临界时间t_C时，临界信号CRT 806转变为逻辑低值。由于当临界信号806是逻辑低时驱动信号804仍是逻辑高，所以对于接通时间t_ON的大于临界时间t_C的剩余部分，延长信号EXT 808是逻辑高。当延长信号EXT 808是逻辑低时，开关S4为断开且开关S2为接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₁进行充电。当延长信号EXT 808转变为逻辑高值时，开关S2断开而开关S4接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₂进行充电。DCMAX信号814在开关周期T_S 818的开始处转变为逻辑高值，并当定时电压VTIM 810达到最大占空比电压V_DM时转变为逻辑低值。如在开关周期T_S 820中示出的，定时电压VTIM 810在开关电流ID 802达到电流限度I_LIM之前达到了最大占空比电压V_DM。结果，驱动信号128响应于DCMAX信号814而转变为逻辑低值，且开关S1 110断开（对应于接通时间t_ON的结束，如开关周期T_S 820中的接通时间信号U_ON 418示出的）。此外，开关S4断开且开关S2接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₁增大，直到达到上参考电压V_H。一旦定时电压VTIM 810达到上参考电压V_H，开关S2就断开而开关S3就接通，且定时电压VTIM 810以斜率m₃减小，直到达到下参考电压V_L。由于接通时间信号U_ON 418已经转变为逻辑低值，延长信号EXT 808也转变为逻辑低值。

接下来参考图9，另一个示例性定时电路904（其可用作图4的定时电路404）被示为包括上参考电压V_H 901、下参考电压V_L 902、临界电压V_C 903、最大占空比电压V_DM 905、比较器906和908、锁存器910、具有充电电流I_C的电流源912、具有放电电流I_DIS的电流阱914、具有延长电流I_EXT的电流源916以及具有定时电压V_TIM的电容器918。定时电路904还包括与门920和922、比较器924、单稳态多谐振荡器726、比较器927以及锁存器928。图9还示出了DCMAX信号410、时钟信号416、接通时间信号U_ON 418、临界信号CRT 930和延长信号EXT 932。图9还示出了使用电压阈值来确定临界时间t_C以及何时接通和断开开关S2、S3和S4。

图9示出的许多元件如上文提及的图7中类似命名和编号的元件那样耦合和工作。然而，不是利用单稳态多谐振荡器724来产生临界信号CRT 730，而是利用比较器924来产生临界信号CRT 930。比较器924被耦合至电容器918，并接收定时电压V_TIM。在一个实施方案中，定时电压V_TIM在比较器924的非反相输入处被接收。比较器924还在反相输入处接收临界电压V_C 903。如上文提及的，临界电压V_C 903对应于当接通时间t_ON基本等于临界时间t_C时定时电压V_TIM的值。比较器924利用定时电压V_TIM和临界电压V_C 903来将临界信号CRT 930输出到与门920的一个输入。当定时电压V_TIM小于临界电压V_C 903时，比较器924的输出是逻辑低。一旦定时电压V_TIM达到临界电压V_C903，比较器924的输出就转变为逻辑高值。当临界信号CRT 930和接通时间信号U_ON 418都是逻辑高时，与门920的输出（延长信号EXT 932）是逻辑高。

接下来参考图10，例示了图9的定时电路904的电压和电流的多种波形的另一个时序图被示为包括开关电流ID 1002、接通时间信号U_ON 1004、临界信号CRT 1006、延长信号EXT 1008、定时电压VTIM 1010、时钟信号CLK 1012和DCMAX信号1014。图10还示出了开关周期T_S1016、1018和1020。在每个开关周期T_S 1016、1018和1020中示出了各自的接通时间t_ON、断开时间t_OFF、临界时间t_C、延长的接通时间t_ONX和基准周期T0。开关周期T_S 1018和1020还示出了延长时期TX。定时电压VTIM 1010还示出了上参考电压V_H、最大占空比电压V_DM、临界电压V_C和下参考电压V_L。此外，定时电压VTIM 1010可以斜率m₁或斜率m₂增大至上参考电压V_H，而定时电压VTIM 1010可以斜率m₃减小至下参考电压V_L。

图10示出的波形可与图8中类似命名和编号的波形相当。然而，由于使用比较器724和临界电压V_C 903，临界信号CRT 1006不同于图8示出的临界信号CRT 806。在图8示出的实施例中，所示出的临界信号CRT 806在每个开关周期T_S的开始处都是逻辑高，并保持逻辑高直到接通时间t_ON基本等于临界时间t_C。一旦经过了基本等于该临界时间的时间段，对于该开关周期的剩余部分，临界信号CRT 806就转变为逻辑低值。只有当驱动信号804是逻辑高同时临界信号CRT 806是逻辑低时，延长信号EXT 808才会转变为逻辑高值。

在图10示出的实施例中，临界信号CRT 1006在每个开关周期T_S1016、1018和1020的开始处都处于逻辑低值。当定时电压VTIM 1010达到临界电压V_C时，临界信号CRT 1006转变为逻辑高值（对应于图9中的比较器924的输出）。随着定时电压VTIM 1010增大到上参考电压V_H（以斜率m₁或斜率m₂或二者），临界信号CRT 1006保持在逻辑高值。随着定时电压VTIM 1010减小至下参考电压V_L，临界信号CRT1006保持在逻辑高值，直到定时电压VTIM 1010落至临界电压V_C之下。一旦定时电压VTIM 1010落至临界电压V_C之下，对于该开关周期的剩余部分，临界信号CRT 1006就转变为逻辑低值。

虽然已经通过具体实施方案、实施例和应用描述了这里公开的发明，但是本领域技术人员可对这些具体实施方案、实施例和应用做出许多修改和变更，而不偏离权利要求限定的本发明范围。

Claims (25)

1.一种用于在开关电源中使用的集成电路控制器，所述控制器包括：

脉冲宽度调制电路，其待被耦合以响应于流经开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来控制所述开关以调节所述电源的输出；以及

定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以增大所述时钟信号的开关周期，

其中所述定时电路还包括：

第一电流源，其被耦合以将所述定时电容器放电至所述下参考电压；

第二电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，以第一速率对所述定时电容器进行充电；以及

第三电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，以第二速率对所述定时电容器进行充电。

2.根据权利要求1所述的集成电路控制器，其中当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

3.根据权利要求2所述的集成电路控制器，其中所述阈值时间等于所述固定的开关周期的二分之一。

4.根据权利要求1所述的集成电路控制器，其中所述定时电路使所述开关周期增大了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

5.根据权利要求4所述的集成电路控制器，其中所述定时电路使所述开关周期增大的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

6.根据权利要求1所述的集成电路控制器，其中所述脉冲宽度调制电路被耦合以响应于所述开关电流达到电流限度来断开所述开关。

7.根据权利要求6所述的集成电路控制器，其中所述脉冲宽度调制电路被耦合以接收代表着所述电源的输出的反馈信号，且其中所述电流限度是响应所述反馈信号的可变电流限度。

8.根据权利要求1所述的集成电路控制器，其中所述开关被包括在所述集成电路控制器中。

9.一种开关电源，包括：

能量传递元件，其被耦合以在所述开关电源的输入和输出之间传递能量；

开关，其被耦合以控制通过所述能量传递元件的能量传递；以及

控制器，其被耦合以提供驱动信号来控制所述开关，以调节所述开关电源的输出，其中所述控制器包括：

脉冲宽度调制电路，其被耦合以响应于流经所述开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来生成所述驱动信号；以及

定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以增大所述时钟信号的开关周期，

其中所述定时电路还包括：

第一电流源，其被耦合以将所述定时电容器放电至所述下参考电压；

第二电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，以第一速率对所述定时电容器进行充电；以及

第三电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，以第二速率对所述定时电容器进行充电。

10.根据权利要求9所述的开关电源，其中当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

11.根据权利要求10所述的开关电源，其中所述阈值时间等于所述固定的开关周期的二分之一。

12.根据权利要求9所述的开关电源，其中所述定时电路使所述开关周期增大了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

13.根据权利要求12所述的开关电源，其中所述定时电路使所述开关周期增大的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

14.根据权利要求9所述的开关电源，其中所述脉冲宽度调制电路被耦合以响应于所述开关电流达到电流限度来断开所述开关。

15.根据权利要求14所述的开关电源，其中所述脉冲宽度调制电路被耦合以接收代表着所述电源的输出的反馈信号，且其中所述电流限度是响应所述反馈信号的可变电流限度。

16.根据权利要求9所述的开关电源，其中所述开关和所述控制器被包括在集成电路中。

17.一种用于在开关电源中使用的集成电路控制器，所述控制器包括：

脉冲宽度调制电路，其待被耦合以响应于流经开关的开关电流以及响应于具有开关周期的时钟信号，来控制所述开关以调节所述电源的输出；

定时电路，其被耦合至所述脉冲宽度调制电路以提供所述时钟信号，其中所述定时电路包括定时电容器，所述时钟信号的开关周期等于所述定时电容器充电至上参考电压的充电时间加上所述定时电容器放电至下参考电压的放电时间，其中如果所述开关的接通时间大于或等于阈值时间，则所述定时电路通过减小所述定时电容器的充电速率来增大所述定时电容器的充电时间，以延长所述开关周期，其中当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述定时电路以第一速率对所述定时电容器进行充电，且其中当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，所述定时电路以第二速率对所述定时电容器进行充电，其中所述第一速率大于所述第二速率，

其中所述定时电路还包括：

第一电流源，其被耦合以将所述定时电容器放电至所述下参考电压；

第二电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，以所述第一速率对所述定时电容器进行充电；以及

第三电流源，其被耦合以当所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间时，以所述第二速率对所述定时电容器进行充电。

18.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中当所述开关的接通时间小于所述阈值时间时，所述时钟信号的开关周期是固定的开关周期。

19.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中所述定时电路使所述开关周期延长了如下时间量，该时间量响应所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差。

20.根据权利要求19所述的集成电路控制器，其中所述定时电路使所述开关周期延长的时间量与所述开关的接通时间和所述阈值时间之间的时间差成比例。

21.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中所述定时电路以所述第二速率对所述定时电容器进行充电仅直到所述开关断开，然后恢复以所述第一速率将所述定时电容器充电至所述上参考电压。

22.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中对于所述接通时间的从达到所述阈值时间之时开始的剩余部分，所述定时电路以所述第二速率对所述定时电容器进行充电。

23.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中所述第二速率小于或等于所述第一速率的二分之一。

24.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中所述第二速率对所述第一速率的比值与所述开关在所述开关周期期间的占空比成反比变化。

25.根据权利要求17所述的集成电路控制器，其中所述定时电路在所述定时电容器上维持恒定的电压，直到所述开关断开，然后如果所述开关的接通时间大于或等于所述阈值时间，则以所述第一速率对所述定时电容器进行充电。