JP2005506827A - 周波数変調された自励振動スイッチング電源 - Google Patents
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Abstract
適度な負荷の間に自励振動電源（SOP）として臨界伝導モードで動作し、小負荷のもとでパルス幅変調された信号の制御のもとで不連続伝導モード（DCM）で動作し、それによって負荷が減少するとともに電源の電力消費が連続的に減少するスイッチング電源である。電源スイッチを有する周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）であって、出力電流がゼロになったことをゼロ電流の検出器が検出した後、前記負荷に対応する負荷変調された幅を有するパルスの後にONになることを許容されるまで、前記スイッチがOFFに保持される。FMSOPは、検出器の信号をラッチするフリップフロップと、負荷変調されたパルス生成器と、パルスとラッチされた信号を結合する結合論理ゲートとを有し得るスイッチ・コントローラで動作する。
Description
【０００１】
本発明は、概して電源に関するものであり、特に、広範囲の負荷のDC電流を供給するように適した自励振動スイッチング電源（SOP）に関するものである。
【０００２】
スイッチング電源（SMPS）は、２つの電流伝導モードと、連続伝導モード（CCM）と、不連続伝導モード（DCM）で又はそれらの間で動作し得る。電源をフライバック（フィードバック信号）で制御し、誘導コイルに残るエネルギー（例えば電流）を監視することにより、自励振動スイッチング電源（SOP）は、連続伝導モードと不連続伝導モードとの間の臨界伝導点で動作することができ、前記電源は、出力電流の誘導コイル（例えば変圧器の二次コイル）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）ちょうどその時に、新しいスイッチング周期を開始する。自励振動（フライバック駆動型）スイッチング電源（SOP）は、入力電流の誘導コイルと出力電流の誘導コイルを有するが、変圧器を備えて又は備えずに導入され得る。変圧器のない（すなわち無変圧器の）SOPにおいて、入力電流の誘導コイルはまた、出力電流の誘導コイルになる（例えば、エネルギーの入力と出力のための単一の誘導コイルのみが存在する）。
【０００３】
図１Ａは、従来の技術の変圧器（T1）に基づく自励振動（すなわちフライバック）スイッチング電源（SOP）100の一般的なトポロジーを描いた回路図である。SOP100は、入力電流の誘導コイル（例えば変換器T1の一次巻線L1）を通じて電流I1を中断する電源スイッチSW1を有する。電源スイッチSW1は、酸化膜半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）若しくは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（IGBT）、又は機械式スイッチ等として、又は現在既知の又は将来の何らかの適切な電気的電流スイッチ装置によって実施され得る。電源スイッチSW1は、２つの状態を有し、“ON”状態は、低い電気抵抗によって特徴付けられ、“OFF”状態は高い電気抵抗によって特徴付けられる。電源スイッチSW1は、一般的に周期的に動作するONとOFFであり、SW1は第１の“ON時間”の間にONであり、次に第１の“OFF時間”の間にOFFであり、次に第２の“ON時間”の周期（tON）の間に再度ONであり、第２の“OFF時間”の周期（tOFF）の間にOFFであり、以下同様である。SOP100のスイッチ周期FSWはON時間にその後のOFF時間を加えた合計の逆関数として計算される（すなわち、FSW=1/(“ON時間”+“OFF時間”)。SOP100の負荷サイクル（QS）はON時間にその後のOFF時間を加えた合計に対するON時間の割合として計算される（すなわち、QS=“ON時間”/(“ON時間”+“OFF時間”)）。
【０００４】
一般的に、SOP100に誘導エネルギー蓄電装置が存在し、電気容量が電源スイッチSW1のゲート端子に関連づけられるため、“最小のON時間”（tONMIN）は、電源スイッチSW1の特徴と、SOP100の他の特徴によって特徴付けられる。SOP100の通常の動作（例えば臨界伝導モードの動作）の間で、OFF時間は、出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要する時間によって特徴付けられる。SOP100の何らかの不連続伝導モード（DCM）の動作の間で、OFF時間は、出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要する時間より長くなる。SOP100の何らかの連続伝導モード（CCM）の動作の間で、OFF時間は、そうでない場合に出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要し、電流が全面的にゼロになる時間より実質的に小さい。
【０００５】
電源スイッチSW1は、周波数クランプ・フライバック・ドライバ110のような、スイッチ駆動回路によって電源スイッチSW1のゲートノードでアサートされるスイッチ制御信号によって、ゲート制御（すなわちONとOFFの制御）が行われる。周波数クランプ・フライバック・ドライバ110は、MC33364の臨界伝導モードのコントローラチップ（図１Ｃ参照）として知られるモトローラ社によって製造された集積回路チップで実施され得る。
【０００６】
電源スイッチSW1は、互いに開閉し、電源入力電圧VINと電源スイッチSW1との間の電位差（V1）によって変圧器の一次コイルL1を通じて駆動された入力電流（I1）を互いに通過及び中断する。（ほとんどの実際の回路において、電源スイッチSW1のONの電気抵抗は無視し得るほど小さく、電源スイッチSW1を閉じるとV1はほとんど電圧VINに等しくなる。）電源電圧VINは、固定DC電圧又は可変DC電圧（例えば整流されたACのフィルタリングの不足により波状を有するDC電圧）である場合がある。全波が交流を整流するダイオード・ブリッジ整流器（図示なし）と、ブリッジ整流器から受信された電流パルスをフィルタリングして滑らかにするフィルタコンデンサ（図示なし）とを介して、交流（AC）入力電源（すなわち電源電圧）から生じた直流（DC）電圧としてVINが提供され得る。
【０００７】
SOP100は、電源スイッチS1に直列で接続され、電源VINと基準電位（接地）との間に接続された入力電流の誘導コイル（例えば一次巻線L1）を有する。周知のように、電源スイッチSW1の開閉は、出力電流の誘電コイル（例えば磁気結合された二次巻線L2）に変換され、それによって二次電圧V2で駆動された出力電流（I2）として実質的に出力された入力電流の誘電コイル（例えば一次巻線L1）において、磁界としてエネルギーが保存され、インピーダンス及び／又は抵抗（RLOADEQ）に関連づけられた負荷を通じて浪費されることを引き起こす。非常に小さい（無視し得る）量の入力エネルギーは、補助的な出力電流（IAUX）として出力され、スイッチ駆動回路（例えば110）内の又はそれに動作可能につなげられた検出回路を通じて浪費される。変圧器に基づくSOP100は、一次巻線と二次巻線L1とL2の間でエネルギーを移動することによって動作するため、巻線L1とL2の巻数比NTは、特定の用途に必要なように、電源VINに関連付けられた出力電圧（VOUT）を増加又は減少させるように調整され得る。整流ダイオードD1とフィルタコンデンサC1は、図１Ａに示すように、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）に接続される。整流ダイオードD1は、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）によって提供される電流パルス（I2）を整流し、フィルタコンデンサC2は、整流された電流パルスをフィルタリングして滑らかにし、実質的な直流（DC）出力電圧（VOUT）を形成する。
【０００８】
変圧器T1は（電源スイッチSW1に直列で接続された）一次巻線（L1）と、少なくとも１つの二次巻線（例えばL2及び／又はL3）とを有する。第１の二次巻線L2は、変圧器T1へのエネルギー入力（例えば電圧V1で一次巻線L1の電流I1としてのエネルギー入力）の全て又は実質的に全てを、電圧V2で出力するように提供される。電圧V1とV2は一般的に等式V2=NT*V1によって関連付けられる。補助的な二次巻線L3は、変圧器T1へのエネルギー入力の非常に少ない部分（すなわち無視できる量又は全くない）を、電圧VAUXで出力するように提供される。補助的な二次巻線L3の電圧VAUXは、（電流I2がコイルL2で減衰している場合に）L2とL3の各コイルの巻数比によって第１の二次巻線L2の電圧に関連する。従って、電圧VAUXは、（電流がコイルL2で流れている場合に）V2の固定部分である。電源スイッチSW1が（例えばON時間に続いて）OFFである場合であり、エネルギーが減衰している（ゼロでない）電流I2として第１の二次巻線L2で浪費されている間、電圧VAUXはゼロではない。電圧VAUXの大きさは、電流I2がゼロになるときにゼロに近づく（又はゼロになる）。その時に、SOP100の通常（臨界伝導モード）の動作の間に、電源スイッチSW1が閉じられ、その後、電圧VAUXが一次巻線L1の電圧V1と電流I1によって影響される。
【０００９】
電圧VAUX及び／又は関連する電流IAUXをスイッチ駆動回路（例えば110）へのフィードバック（すなわちフライバック）信号として用いることにより、SOP100は臨界伝導モードで動作することができ、次の周期の次の伝導（すなわちON時間）が補助的な巻線L3に動作可能に接続されたゼロ電流検出器によって起動される。ゼロ電流検出器は、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）でゼロ電流の状態の発生を検出する（又は予期する）回路である。出力電流の誘導原（L2）で出力電流I2のゼロ電流の状態を検出するための多様な他の既知の選択的な方法と回路がSOP100で代用され、臨界伝導モードの動作を持続し得る。
【００１０】
当業者にわかるように、各周期の電流（I1）の伝導（すなわちON時間）は、当業者に知られる回路によって実行され、ピークの誘導電流I1が閾値のレベル（ITH）に達したときに終了される。閾値のレベルITHは、電流I1と比例したフィードバック信号を比較する倍率器の出力を用いることによって、動的に変更（例えば力率補正）され得る。スイッチ駆動器（例えば110）内の、若しくはそれに関連付けられた、又はそれに接続されたゼロ電流検出器（図示なし）は、磁気結合されたコイル（例えば補助的な巻線L3）を通じた補助的な電圧VAUXを監視することによって、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）において、電流I2のゼロ電流の状態を間接的に検知し得る。
【００１１】
図１Ｂは、臨界伝導モードでいくつかの周期動作する間の、図１ＡのSOP100における電流と電圧を描いたタイミング図である。図１Ｂは、図１ＡのSOP100の臨界伝導モードの動作方法を示したものである。図１Ｂは、いくつかの代表的な周期の間の、コイルL1とL2を流れる電流I1とI2の一般的な形状と、フィードバック電圧VAUXの一般的な形状を示したものである。電源スイッチ（図1AのSW1）が閉じると、電圧V1（すなわちV1は電圧VINとほぼ等しい）がコイルL1を通じてアサートされ、（以前の周期の終わりのゼロから）閾値の電流の大きさITHに達するまで、電流I1が流入する。この第１のON時間（tON1）の間に、磁界が入力電流の誘導原のコア（例えばTCORE）（例えばコイルL2及びL3と共有しているコイルL1のコア）で生じる。電源スイッチSW1が開くと、OFF時間（tOFF1）が始まり、磁界が減衰し、レンツの法則に従って入力電流の誘導原（L1）を通じて電圧V1が逆になる。この場合、電流（I1）は、例えば変圧器T1のコアTCOREを通じた磁気結合による電流I2として、その流れを継続し、その減少を始める方法を見つけなければならない。
【００１２】
時間tAUXは、出力電流の誘電コイルL2の電流I2がゼロになるのに必要とされ、補助的な二次コイルL3を通じた電圧VAUXがゼロに近づいていると検知される時間である。流出段階の間であり、電流I2がゼロに達する前に、電源スイッチSW1が再びONになる場合に（すなわちtOFFはtAUXより小さい）、電源100は連続伝導モード（CCM）で動作している。その他、入力電流の誘電コイル（例えばL1）のエネルギー蓄電能力が、磁気結合された電流I1/I2がスイッチのOFF時間の間に完全にゼロになる程である場合に（すなわちtOFFはtAUXより大きい）、電源100は不連続伝導モード（DCM）で動作している。磁気結合された電流I1/I2がゼロのレベルに留まる“不感時間”の量（tOFFがtAUXを超える差）が、いかに強く電源100がDCMで動作するかを規定する。コイルL2を通ずる電流がゼロに達し、電源スイッチSW1が即座にオンになると（不感時間なし）、電源は臨界伝導モードで動作する。
【００１３】
電源100の動作は、誰か（バケツ操作者）がバケツ（変圧器T1）に水（電流）を入れ、基準値（D1）を通じて加圧型の水タンク（コンデンサC1）に水を流し込むことに比較され得る。水（電流）は、水源（VIN）からバケツ（T1）に（電流I1として）流れ落ち、（より低い又はより高い）圧力V2のもとで（電流I2として）流れ出す。このたとえにおいて、バケツ操作者（110）はまず、内部レベル（磁気結合された電流I1/I2）が確定した上限に達するまで、水源にバケツ（変圧器T1）を提示する（ON時間）。次に、バケツ操作者（110）は泉からバケツ（T1）を取り除き（OFF時間）、消化ノズルを供給するタンク（C1）に（VOUTで）水を（電流I2として）流す。バケツ（T1）は、補充（DCM）の前に、完全に空になる可能性があり（すなわちゼロの磁気結合された電流I1/I2）、又はユーザがバケツ（T1）を泉（CCM）に提示し戻す前に、多少の水（すなわち電流I2）がバケツ（T1）に残る可能性もある。各周期について、以前の周期からのバケツ（T1）の水が完全に流されるちょうどその時に、バケツの操作者（110）がバケツ（T1）を水源（VIN）に提示する（従って臨界伝導モードで動作する）程度にバケツ操作者（110）が巧みであることを仮定する。
【００１４】
エンドユーザは、圧力タンク（C1）により多く又はより少なく流すように叫びながら、声を通じてバケツ操作者（110）にフィードバックを提供する（ニューヨーク市消防署すなわちNYFDの勇敢な消防士のような）消防士である。火災が増加すると、消防士は水をより速く用い（高い負荷）、タンク（C1）から更に加圧された水を必要とし、それ故に、バケツ操作者（110）に更に大きい流れでバケツ（変圧器T1）とタンク（C1）を供給することを要求する。換言すると、バケツ操作者（110）は容器（T1）に更に長く注入する（ON時間が増加する）。
【００１５】
火災が減少すると、消防士は、水のタンク（C1）から加圧された水を更に必要とせず、バケツ操作者（110）にバケツ（変圧器T1）への流れを減少することによって水を貯蔵する（エネルギーを保存する）ことを要求し、それによって、タンク（C1）への流れを減少させる。水源VINからの流れ（電流I1）がバケツ(T1)に注入している間の注入時間（ON時間）を減少させることによって、水をタンク（C1）に（電流I2として）流すのに必要な流出時間（OFF時間）が減少する。従って、臨界伝導モードが維持される間に、周期（ON時間にOFF時間を加えたもの）が減少し、それによってスイッチング周波数FSWが増加する。（増加したスイッチング周波数FSWは、増加したスイッチング損失に関連し、すなわち、スイッチング周波数FSWが高いほど、多くのエネルギーが例えば電源スイッチSW1の熱として浪費される。）従来の技術のバケツ操作者（110）は、最大スイッチング周波数を制限することについて非常に厳格であり、バケツ操作者（110）はスイッチング周波数FSWを所定の最大値FSWCLAMPEDにクランプし、注入／流出処理が臨界伝導（フライバックSOP）モードの動作から離れ、所定の固定周波数FSWCLAMPEDでDCMに留まる。バケツ操作者（110）が、水源VINからバケツ（T1）への電流(I1)の流れをいかに早く断つ（OFFにする）かについて実際的な制限が一般的に存在し、それ故に、バケツ（T1）に注入することが実行され得る最小の時間（tONMINは最短の実際的なON時間である）が存在する。
【００１６】
従来の技術の周波数クランプされたSOP100において、スイッチング周波数（FSW）の所定の最大周波数（FSWCLAMPED）は、最小のON時間（tONMIN）と、固定された所定の最小のOFF時間（tOFFCLAMPED、例えばtOFFCLAMPEDは図１Ａに示す抵抗RFREQCLAMPとコンデンサCFREQCLAMPを含むRC時間制限回路によって固定される）によって事前に決められる。従来の技術の周波数クランプされたSOP100において、負荷がゼロに近づく又はゼロになる間であっても（すなわち電源100からゼロの電流が出力されると負荷がゼロとみなされる）、OFF時間は、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）によって固定されたままの所定の最小値にクランプされる。スイッチング周波数FSWが高い値に移り、そうでなければ負荷の欠如（すなわちゼロの負荷）を生じ得ることを回避するために、スイッチング周波数FSWは、このように所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。前記所定の固定された周波数FSWCLAMPEDより低く動作すると、SOP100は変化する周波数であるが、概して一定の負荷サイクルで、臨界伝導モードで動作する。臨界伝導モードで動作するSOP100によって消費される電力（P）は、等式：
P=0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
によって規定される。ここで、tONはON時間であり、Lは変圧器の一次インダクタンスである。所定の固定された周波数FSWCLAMPEDで動作する際に、SOP100は概して一定の負荷サイクルで、不連続伝導モード（DCM）で動作する。不連続伝導モード（DCM）において所定の固定された周波数FSWCLAMPEDで動作するSOP100によって消費される電力（P）は、以下の等式：
P=0.5*FSWCLAMPED*(tONMIN^2)*VIN 2/L
によって規定される。ただし、FSWCLAMPED=1/(tON+tOFF)であり、tON=tONMINであり、tOFFは固定されたOFF時間tOFFCLAMPEDである。
【００１７】
図１Ｃは、図１Ａの周波数クランプ・フライバック・ドライバ110の内部機能を描いたブロック図である。図１Ｃの周波数クランプ・フライバック・ドライバ110の機能は、MC33368コントローラとして知られるモトローラ社のスイッチ・ドライバ・チップによって実行され得る。（図１Ａの）電源スイッチSW1のON/OFF状態を制御するスイッチ・ドライバ110は、図１Ｃに示す通り接続されたフリップフロップ（例えばセット優位のラッチ）118と、結合論理ゲート（例えばNORゲート112）を有する場合がある。結合論理ゲート（112）は制御信号（例えばラッチ118からのラッチされたゼロ電流の検出信号と周波数クランプ116からの最小のOFF時間の信号）を結合し、効率的に電源スイッチ（図１ＡのSW1）を制御する。（臨界伝導モードの動作で）電源スイッチSW1を効率的に制御することは、出力電流の誘電コイル（図１ＡのSOPのL2）のゼロ電流の状態の発生の際に迅速にスイッチSW1を閉じることを含み、ゼロ電流検出器（130）から結合論理ゲート（112）に制御信号を出力し、フリップフロップ118をリセットすることにより達成され得る。入力電流の誘電コイル（L1）を通じた電流（I1）が閾値の電流の大きさITHに達するまで、又は出力の過電圧若しくは他の望ましくない状態が検出されるまでスイッチが閉じた状態（ON）になるように、フリップフロップ（118）は、ゼロ電流検出器（130）からの（スイッチONの）制御信号をラッチする。従って、電源スイッチ（図１ＡのSW1）は、その後：入力電流の誘電コイル（L1）を通じた電流（I1）が閾値の電流の大きさITHに達し、ITHの値が乗算器（134）への外部のMULTの制御信号によって決められるまで；又は出力の過電圧が（図1ＡのSOP100の出力VOUTから）フィードバック信号FBに基づく回路132によって検出されるまで、閉じた状態（ON）に留まる。電源スイッチ（SW1）が開いた（すなわちOFFになる）後に、臨界伝導モードの動作の間に生じるスイッチング周波数FSWに関連付けられたOFF時間が、所定の固定された周波数FSWCLAMPEDと等しい又はそれより大きい場合に限り、出力電流の誘電コイル（図１ＡのSOPのL2）の発生時に即座にそれが再び閉じる。負荷の大きさに関わらず（例えば電源からの電流の大きさがどんなに小さくても）、そうでない場合に臨界伝導モードの動作中に生じるスイッチング周波数FSWが所定の固定された周波数FSWCLAMPEDより大きい場合に、スイッチング周波数FSWは所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。周波数クランプ116は、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）によって（周波数クランプ・ピンを介して）制御されると、そうでない場合にゼロ電流検出器（130）からのゼロ電流を示す信号によって実施されるOFF時間の終了（すなわちOFF時間の終了はON時間の開始である）を遅延させることによって、スイッチング周波数FSWを所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプする。オプションの増幅バッファ114は、電源スイッチ（図１ＡのSW1）を即座にゲートする（すなわちON/OFFする）ために必要な電流及び／又は電圧の増幅を提供する。
【００１８】
図１Ｄは、図１ＡのSOP100の中負荷と小負荷の間で、スイッチング周波数（FSW）と（ゆっくり変化する）負荷（例えば、VOUT/RLOADEQによって一般的に示される電源からの電流ISUP）の一般的な関係を描いたグラフである。グラフ（図１Ｄ）は、縮尺通りに描かれておらず、対数のRLOADEQ軸に沿った各横座標の点の倍率“x”は、先行技術のSOP（100）のトポロジーに従って行われる特定の電源の計画された電力定格に依存する。図１Ｄに示される通り、臨界伝導モードでスイッチング周波数（FSW）が（小負荷の状態のため）所定の固定された周波数FSWCLAMPEDを超えるまで、負荷が減少する毎に増加する周波数（FSW）で、図１ＡのSOP100は臨界伝導モードで動作し、FSWはその後所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。ゼロの負荷の状態を含む、小負荷の状態のもとでのSOP（図１Ａの100）の動作は、回避できるスイッチの損失を招き、不要な電力を消費する。
【００１９】
本発明は、従来技術の自励振動スイッチング電源（SOP）100の不利点を克服する。
【００２０】
第１の形態において、本発明は、動的に可変の負荷に供給電流を供給する出力電圧（VOUT）を有するスイッチング電源を提供し、前記スイッチング電源は：
入力電源（VIN）と電源スイッチに直列に接続された入力電流の誘電コイルと、
出力電流に少なくとも前記出力電圧（VOUT）を出力する出力電流の誘電コイルと、
前記出力電流がゼロになると、活性化される検出器の出力を有するゼロ電流検出器と、
前記電源スイッチを開閉するスイッチ駆動回路と
を有し、
前記スイッチ駆動回路は、
活性化した検出器の出力をラッチするのに適したフリップフロップであって、前記検出器の出力に接続された第１のフリップフロップの入力を有し、フリップフロップの出力を有し、前記フリップフロップの出力が前記活性化した検出器の出力がラッチされる間に活性化するフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力に接続された第１の論理ゲートの入力と、第２の論理ゲートの入力と、論理ゲートの出力とを有する結合論理ゲートであって、前記フリップフロップの出力が活性化され、第２の論理ゲートの入力が抑制されていない場合に、前記論理ゲートの出力が活性化され、前記論理ゲートの出力が活性化されている間に電源スイッチが閉じられる結合論理ゲートと、
前記動的に可変の負荷に対応する動的に可変の負荷変調されたパルス幅を有するOFFパルスを出力するパルス生成器の出力を有するパルス生成器であって、前記パルス生成器の出力が第２の論理ゲートの入力に接続され、前記負荷変調されたOFFパルスの前記パルス幅の間に、前記第２の論理ゲートを抑制するパルス生成器と
を有する。
【００２１】
第２の形態において、本発明は、動的に可変の負荷を通じて負荷電流を供給するために適したスイッチング電源を動作する方法を提供し、前記方法は：
前記電源が第１の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、不連続電流モード（DCM）で前記電源を動作し、前記負荷電流が前記第１の負荷電流の大きさから減少すると、前記電源がDCMで動作する範囲（EDCM）を増加させることと、
前記電源が前記第１の負荷電流の大きさより大きい第２の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、臨界電流モードで前記電源を動作することと
を有する。
【００２２】
第３の形態において、本発明は、臨界伝導モードと不連続伝導モードで動作するために適したスイッチング電源を提供し：
入力電流の誘電コイルに直列に接続され、出力電流の誘電コイルに動作可能に接続された電源スイッチであって、OFF又はONのいずれかの状態にあり、そのONの状態時に前記入力電流を伝導する電源スイッチと、
前記電源スイッチの前記状態を制御するために適したスイッチングコントローラであって、
前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を示す第１のフィードバック信号であって、前記電源が前記臨界伝導モードで動作する間に、前記第１のフィードバック信号に応じて、前記スイッチングコントローラが前記電源スイッチをONにする第１のフィードバック信号と、
前記入力電流の誘電コイルで閾値の電流の大きさを示す第２のフィードバック信号であって、前記第２のフィードバック信号に応じて、前記スイッチングコントローラが前記電源スイッチをOFFにする第２のフィードバック信号と、
前記電源が前記不連続伝導モードで動作する間に、第３のフィードバック信号に応じて変化する動的に可変のOFF時間中に、前記第１のフィードバック信号にも関わらず、前記スイッチングコントローラが電源スイッチをOFFに保持する第３のフィードバック信号と
に動作可能に接続されたスイッチングコントローラと
を有する。
【００２３】
前述の及び他の本発明の特徴と利点が、本発明の実施例の以下の説明から明らかになる。
【００２４】
本発明の特徴と発明の形態が、以下の詳細な説明と請求の範囲と図面を読むことで更に明らかになる。
【００２５】
同じ要素の番号が、同一又はほぼ同一の機能と構造的特徴を有する、又はそれを有し得る構成要素に割り当てられることに留意すべきである。従って、異なる図の要素であって、同じ要素の番号を付された要素は、構成、構造及び／又は機能において、同一又は実質的に類似である場合があり、前記の要素の機能が説明される場合に、詳細な説明においてその繰り返しの説明の必要性は存在しない。
【００２６】
図２Ａは、本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）200の第１の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。図２ＡのFMSOP200の実施例は、図１Ａの従来技術のSOP100の改良であり、共通の要素の番号で示す通り、共通の多数の要素を有する。FMSOP200は、スイッチ・ドライバ（例えば図１Ａの110）にライン（241）によって接続された、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）の代わりに、スイッチング周波数コントローラ（FC）220を有する。周波数コントローラ（FC）220は、図１Ａの一定の時間（tOFFCLAMPED）の代わりに、負荷変調された時間基準tOFFMIN（小負荷の間はtOFF=tOFFMIN）をスイッチ・ドライバ210に提供する。（スイッチ・ドライバ210は、例えば図２Ｂに描かれる回路のような、負荷変調された電流注入周波数コントローラ（FC）220の回路と共に用いられる場合、図１Ａのドライバ110を実施するために用いられたものと同じモトローラのMC33364チップで実施され得る。）
負荷変調された時間基準（tOFFMIN）は、FMSOP200が不連続伝導モード（DCM）で動作する時に、小負荷の状態（tOFFSL）の間の電源スイッチ（SW1）のOFF時間（tOFF）を構成する。従って、小負荷の状態の間のスイッチング周波数（FSW）は、一定に留まる（例えば所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる）代わりに、負荷の関数として変化する。従って、小負荷の状態の間に、FMSOP200のスイッチング周波数FSWは、最小のON時間（tON=tONMIN）と負荷変調されたOFF時間（tOFF=tOFFMIN）の合計の逆関数として計算された負荷変調されたスイッチング周波数（FLMSW）である（すなわち、FLMSW=1/(tONMIN+tOFFMIN)）。
【００２７】
小負荷の状態の間に、周波数コントローラ（FC）220は、小負荷が更に減少するとtOFFSL（tOFF=tOFFSL=tOFFMIN）が増加するように、小負荷のOFF時間（tOFFSL）を変調する。従って、小負荷が減少すると、負荷変調されたスイッチング周波数FLMSWが（例えば負荷電流、すなわち抵抗RLOADEQを有する負荷を通じた電流の減少とほぼ線形に）減少し、それ故に、電力（P）の消費を減少させ、“出力の過電圧”を回避し、更にスイッチング損失を減少させる。tOFFMINが周期のtAUXを超える時間が大きいほど、その周期で“不感時間”が大きくなり、更に強く電源200がDCMで動作する。“不感時間”（すなわち小負荷の状態でtOFFSLがtAUXを超える時間差）は、出力電流の誘電コイルの出力電流がゼロになる時間と次のON時間の開始との間に測定される、OFF時間が拡張され、次のON時間が遅延される間の時間（tOFFDELAY）である。従って、“不感時間”=tOFFDELAY=(tOFFSL-tAUX)である。従って、FMSOP（例えば、図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）がDCMで動作する可変の範囲（EDCM）は、tONMIN、tOFFMIN、tAUX、又は（tONMIN+tOFFMIN）若しくは(tONMIN+tAUX)のいずれかに対するtOFFDELAYの割合として客観的に計算され、表される。どの割合を定められても、前記範囲（EDCM）は、小負荷が単調に更に減少すると、一般的に小負荷の状態のもとで単調に増加する。
【００２８】
負荷がゼロに近づくと（例えばRLOADEQが無限大に近づき）、負荷変調されたOFF時間（tOFFSL）が事前に定められ得る最大値tOFFMAXに近づく。従って、負荷がゼロに近づくと（すなわちRLOADEQが無限大に近づき）、スイッチング周波数FSW（FSW=FLMSW）が事前に定められ得る最小値FSWMINに近づく。最小の周波数FSWMINは、VINから供給される最小の電力（P）を消費する間に、適切な出力電圧OUTを維持するように効率的に選択され得る。従って、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）200に負荷が存在しない場合、最小の電力（P）のみを消費する間に、電源200は適切な出力電圧OUTを維持し得る。
【００２９】
電源（FMSOP）200が（例えば中負荷と高負荷の）臨界伝導モードで動作する場合、FMSOP200によって消費される電力（P）は等式：
P=0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
によって規定され、FSWはスイッチ・ドライバ210のゼロ電流検出器での（ライン130を介した）フライバックのフィードバック信号によって規定され、tOFF=tON*(NT*OUT/VIN)である。負荷変調されたスイッチング周波数FLMSWで動作する場合、FMSOP200は、負荷がゼロに減少すると一般的に減少するスイッチング周波数と負荷サイクルで、不連続伝導モード（DCM）で動作する。不連続伝導モードで動作するFMSOP200によって消費される電力（P）は、等式：
P=0.5*FLMSW*(tONMIN^2)*VIN 2/L
によって規定され、FLMSW=1/(tON+tOFF)であり、tON=tONMINであり、tOFFは負荷変調された最小のOFF時間tOFFMINである。従って、負荷がゼロに近づくと、電力消費（P）が減少し、最小に近づく。
【００３０】
負荷変調された時間基準（tOFFMIN）は、スイッチ・ドライバ210（図４Ａ及び図４Ｂ参照）内に統合された回路によって、負荷変調された周波数コントローラ（FC）、又は他の実施例で作られる。
【００３１】
図２Ｂは、小負荷の状態の間に図２ＡのFMSOP200のスイッチング周波数を負荷変調するのに適した光学の分離を備えた、負荷変調された周波数コントローラ（FC）220-aを描いた回路図である。（図２Ａの）スイッチ・ドライバ210が、MC33368として知られるモトローラ社のコントローラ・チップ、又は類似の周波数クランプ機能を有する他のフライバック・ドライバ回路によって実施される場合、図２Ｂの周波数コントローラ（FC）220-aは、図２Ａの周波数コントローラ（FC）220として使用され得る。
【００３２】
周波数コントローラ（FC）220-aは、図１Ａの従来技術のSOP100で用いられる一定の時間（tOFFCLAMPED）を供給する代わりに、（小負荷tOFF=tOFFSL=tOFFMINの間に）図２Ａのスイッチ・ドライバ210に供給される時間基準tOFFMINをコード化する負荷変調されたOFF時間の基準信号を生成するために、アナログ回路を使用する。FC220-aは、負荷検知回路（例えば負荷（例えばRLOADEQ）自体を通じた全電圧OUT、又はその電圧を分離した部分）からライン（240）を介してフィードバック信号（例えば電圧OUT）を受信する。小負荷の状態（ゼロの負荷を含む）は、中負荷又は最高の定格負荷の間に電圧OUTの大きさに比較して、OUTの高い値によって特徴付けられる。小負荷の状態は、その負荷でSOP（例えば図１Ａの100）の臨界電流モードの動作の間に受けるスイッチング損失が受け入れられないほど高くなる時点の始まりと、ゼロの負荷の終わりとして定められ得る。FC220-aの回路の要素は、小負荷の変化を、コンデンサCF1の充填に寄与するために使われる負荷変調された電流ILMに変換する。コンデンサCF1の充填は、周波数クランプ・ピンで検知されると、ON時間の開始の周波数クランプによる抑制を開放し得るノードFCNODEで許容電圧を確立する。
【００３３】
（FCNODEと等位である）周波数クランプ・ピンの電圧が2.0ボルト未満になると、スイッチ・ドライバ210（例えばモトローラのMC33368チップ）の駆動出力（GATE）が抑制される（すなわちON時間の開始が抑制される）。ドライバの出力（GATE）が（ON時間中に）高い場合、内部の100uA電流ソースを通じてCF1が放電される。ドライバの出力（GATE）が低くなると（すなわちOFF時間が開始する）、RF1を通じて、及び電流ILMによって充電される。スイッチ・ドライバ（210）の出力（GATE）の活性化（すなわちON時間の開始）は、（ノードFCNODEで）CF1を通じた電圧が2.0ボルトに達するまで抑制され、コンデンサCF1を充填する電流ILMによって変調される最小のOFF時間（tOFFMIIN）を確立する。電流ILMが大きくなるほど、コンデンサCF1は2.0ボルトより上に早く上がり、最小のOFF時間（tOFFMIN）が短くなる。従って、中負荷と高負荷の間に、（FMSOP200が臨界伝導モードで動作し得るように）電流ILMが高い値になり、ゼロの負荷の状態の間に、電流ILMが相対的に低い又はゼロの電流になり、その間の小負荷の状態の間に、（FMSOP200が負荷変調された不連続伝導モードで操作し得るように）負荷変調された大きさを変化する。負荷変調された信号（例えば電流ILM）によって制御される最小のOFF時間（tOFFMIN）は、小負荷のOFF時間（tOFFSL）である。
【００３４】
FMSOP200の通常の動作の間（例えば中負荷のもとでの臨界伝導モード）に、出力電圧（OUT）が、増加する負荷のもとで（ゼロ負荷の値に関して）急降下し又は下がる。従って、出力電圧OUTは一般的に負荷の関数になる。分圧器（R9とR10）のNode1の電圧は、OUTの降下に比例して落ちる。三端子可調シャントレギュレータ（shunt regulator）TL431は、Node1での電圧の関数として、光遮断機の光ダイオード（及び抵抗R7）を通じて電流を制御する。光ダイオードによって放たれる光は、負荷の関数になる。光トランジスタ（PT）は、オプションで光ダイオードにつなげられる。光ダイオードを通過する電流（IPD）は、光子が光ダイオードによって放たれることを引き起こす。光子は、光トランジスタ（PT）につなげられ、光トランジスタ（PT）を通じて電流（IPT）を伝導する。光トランジスタ（PT）は、分圧機（R6とPT）の一部を形成する。
【００３５】
分圧機（R6とPT）は、ダイオードD2を通じ、抵抗R5を通過し、抵抗R3を通じて、エラー増幅器ErrorAmpの非反転端子（“+”）に伝搬する負荷変調された電圧信号を生成する。エラー増幅器ErrorAmpは、定電圧ノード（Node2）に接続された反転端子（“-”）と、ダイオードD2と抵抗R3とNode4を通じて分圧機（R6とPT）に接続された非反転端子（“+”）とを有する。エラー増幅器ErrorAmpの反転端子（“-”）は、定電圧回路（基準電圧VREFを分配するツェナーと抵抗R4）と、（RFBとCFBを通じて）Node3でのその出力からの直列RCフィードバックとに接続される。Node3でのErrorAmpの出力は、負荷変調された電流ILMである。前述の通り、電流ILMは、ダイオードD1と抵抗RF2を通過して、コンデンサCF1に入る。従って、エラー増幅器ErrorAmpと、光ダイオードと、光トランジスタPTとを有するFC-220-aの回路は、光遮断された電圧制御された電流ソースを形成することが、当業者にわかる。
【００３６】
負荷変調された周波数コントローラ（FC）220（図２Ａ参照）と、スイッチ・ドライバ（21）の周波数クランプ回路（図１Ｃの116）内のそれに接続された回路は、負荷変調されたパルス（POFFMIN）を結合論理ゲート（図１Ｃの112参照）に出力するアナログ・デジタル変換器（ADC）を構成し、パルス（POFFMIN）の幅は、（例えば抵抗RLOADEQに反比例して対応する）負荷の大きさに対応する負荷変調された時間基準（tOFFMIN）と同じ又はほぼ同じである。時間基準（tOFFMIN）は、FMSOP（200）への負荷によって幅が変調されたバイナリのパルス幅変調された信号（POFFMIN）として、（図２Ａの）スイッチ・ドライバ210の結合論理ゲート（例えば図１Ｂの112）への入力に直接供給され得る。FC-220aの他の実施例において、結合論理ゲート（112）の出力は、（例えばパルスPOFFMINでANDされ、又はNANDされた）パルスPOFFMINによってゲートされ（すなわち中断又は通過され）、tOFFMINの期間、スイッチドライバ（210）の出力（GATE）の活性化を抑制し得る（すなわち、次のON時間の開始を抑制し得る）。（結合論理ゲート（112）への入力としてパルスPOFFMINを有する代わりに）結合論理ゲート（112）の出力がパルスPOFFMINによってゲートされると、結果として生じる結合回路は、実質的な形態においてそれぞれの元の入力を備えた結合論理ゲート（112）と機能的に等価である結合論理ゲートを構成する。
【００３７】
結合論理ゲート（例えば112）のバイナリ出力がOFFになると、（電源スイッチのゲートを介して）パルス（POFFMIN）が開始する（すなわち活性化する）。従って、時間基準の生成回路（例えば周波数コントローラ220と周波数クランプ116）への（結合論理ゲート（例えば112）からの）フィードバック信号（図１Ｃの192）は、同期のために提供され得る。パルス（POFFMIN）が開始した後に時間tOFFMINが経過すると、パルス（POFFMIN）が終了し、前記パルス（POFFMIN）の幅は負荷変調された時間基準（tOFFMIN）と同じ又はほぼ同じである。
【００３８】
確かに、小負荷の状態の間に、スイッチの最小のOFF時間（tOFFMIN）を負荷変調し、それ故にスイッチング周波数（FSW）を負荷変調するために、当業者によって他の多様なアナログ回路が適用され得る。例えば、FC220-aの回路の他の実施例において、電圧制御された電流ソースが回路で交換され（すなわちILM=0）、出力電圧OUTに従って電圧VCCを変調し得る（例えばコンデンサCF1を充填するのに必要な時間tOFFMINを動的に減少させるために、OUTが増加するとVCCを増加させる）。図２ＢのFC220-aは、出力電圧（OUT）から光遮断されているが、FMSOPのいくつかの実施例において、遮断は不要であり（例えば、図４Ａと４Ｂを参照）、又は（磁気遮断のような）他の遮断方法が使用され得る。
【００３９】
図２Ｃは、臨界伝導モード（例えば大負荷の間）と負荷変調された不連続伝導モード（小負荷の間）で動作する図２ＡのFMSOP200における電流と電圧を描いたタイミング図である。大負荷の状態（例えばOFF時間の後の“不感時間”tOFFLLの欠如を示す臨界電流モード）から、小負荷の状態（すなわち実質的な不感時間tD1がある）への転移は、一般的に突然ではない（すなわち、図２Ｃに描く程突然ではない）。図２Ｃは、並行した比較のために、小負荷の動作状態（例えば強い不連続電流モード）に隣接して大負荷の動作状態（臨界電流モード）を描いている。臨界電流モード（例えば中負荷といくつかの大負荷の状態の間）において、FMSOP200は、図１ＡのSOP100のSOPの方法と同じSOPの方法で動作し、スイッチング周波数FSWは、フライバックのフィードバック信号（例えばVAUX）によって規定される。
【００４０】
負荷が減少すると、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）は、結果として生じるOFF時間（例えばtOFFSL1）がtAUXより（少し）長くなる時点に到達する。この負荷点において、及びそれを超えて、それぞれのON時間（例えばtONSL1とtONSL2）は、実際の最小のtONMINの近く、それに近づく、又はそれに固定され、若しくはその辺りであると期待される。負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）がtAUXより大きい場合は、次のON時間（例えばtONSL2）の前に、実際のOFF時間（例えばtOFFSL1）内に“不感時間”の期間（例えばtD1）が存在する。負荷が更に減少すると（すなわちゼロの負荷に近づく）、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）が増加し、その結果、OFF時間内の“不感時間”が増加し、スイッチング周波数FSWが減少する。負荷がゼロに近づくと、スイッチング周波数FSW（すなわちFSW=1/(tONMIN+tOFFMIN)）は、FSWが事前に定められ得る最小のスイッチング周波数FSWMINに到達するまで減少する。
【００４１】
図２Ｄは、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の出力の負荷の関数として、ON時間（tON）とOFF時間（tOFF）を描いたグラフである。図２Ｄに示す通り、臨界電流モードの動作（例えば中及び大負荷の状態のもとでのフライバック動作）の間の電源スイッチ（図２ＡのSW1）のOFF時間（tOFF）は、以前に定められた通り、tAUXによって規定され、実質的にそれに等しい（すなわちtOFF=tAUX）。図２Ｄで更に示される通り、（例えば小負荷の状態のもとでの）負荷変調されたDCM動作（LM-DCM）の間の電源スイッチ（図２ＡのSW1）のOFF時間（tOFF）は、以前に定められた通り、負荷変調された最小のOFF時間tOFFMINによって規定され、実質的にそれに等しい（すなわちtOFFSL=tOFFMIN）。臨界電流モードとDCM動作との間の転移点は、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）がtAUXに等しくなる時点である。当業者によって、負荷の関数としてのtOFFMINの値を変更することにより、例えば図２ＢのFC220-aのR9とR10の間の抵抗値の抵抗の割合を変化することによって、及び他の多様な調整と変更によって、この転移点は（負荷の軸に従って）上又は下に変動され得る。スイッチング周波数FSWは、各周期のON時間とOFF時間の関数であるため（すなわちFSW=1/(tON+tOFF)）、スイッチング周波数FSWと電力消費（P）は、小負荷のもとでLM-DCM動作の負荷の減少とともに一般的に減少する。FMSOP200の負荷サイクル（QFM）は、ON時間にその後のOFF時間を加えた合計に対するON時間の割合として計算される（すなわちQFM=“ON時間”/(“ON時間”+“OFF時間”)）。従って、“ON時間”が実際の最小値tONMINに固定されていても、小負荷の状態のもとで、FMSOP200の負荷サイクル（QFM）は、負荷が減少すると一般的に減少する。
【００４２】
図２Ｅは、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の中負荷と小負荷の状態の下での負荷（RLOADEQによって示される負荷）に対するスイッチング周波数（FSW）の一般的な関係を描いたグラフである。グラフ（図２Ｅ）は縮尺どおりに描かれておらず、対数のRLOADEQ軸に沿った各座標軸の倍率“x”は、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）のトポロジーに従って行われる特定の電源の計画された電力定格に依存する。図２Ｄとともに図２Ｅに示される通り、FMSOPは、スイッチング周波数（FSW）のOFF時間の要素が負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）を超える時点まで負荷が減少すると、一般的に増加するスイッチング周波数（FSW）で、臨界伝導モードで動作し、負荷が更に減少するとFSWは減少する。小負荷の状態のもとでのFMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の動作は、出力電圧OUTを適切なレベルに維持しながら、電力（P）の消費を最小化し、スイッチング損失を最小化する。
【００４３】
図３は、本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第２の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。FMSOP300において、入力電流の誘電コイルと出力電流の誘電コイルが２つの別のコイルではなく、同じコイル（L1）であることを除いては、図３のFMSOP300は、図２のFMSOP200と同じ方法で一般的に動作する。従って、臨界伝導モードで動作する間に、入力電流の誘電原の電流（I1）はピーク値（例えばITH）まで上がり（ON時間）、ゼロに下がり（OFF時間）、次に再び即座に上がり始める（ON時間）。入力電流（I1）が上がる間に、入出力電流の誘電コイルL1は電源VINから“充電”（すなわちエネルギーを保存）している。入力電流（I1）が下がる間に、スイッチSW1は開いており、入出力電流の誘電コイルL1が、ダイオードD1を通じてコンデンサC1の中で及び負荷を通じて、エネルギーと電流を“放電”する。
【００４４】
電源スイッチ（SW1）が閉じると（ON時間の始まり）、電圧V1（すなわちV1は電圧VINとほぼ等しい）がコイルL1を通じてアサートされ、閾値の電流の大きさITHに達するまで（すなわちSW1がONであり、I1<=ITHである間に、I1=ION）、スイッチSW1を通じて電流I1が電流IONとして（以前の周期の終わりのゼロから）上がる。このON時間（tON）の間に、（補助的な二次コイルL3と共有する）入出力電流の誘電コイルL1のコア（例えばTCORE）で磁界が生じる。電源スイッチSW1が開くと、OFF時間（tOFF）が始まり、磁界が減衰し、レンツの法則に従って、入出力電流の有電源（L1）を通じて電圧V1が極性を逆にし、（例えばダイオードD1を通じてコンデンサC1の中での）最小の抵抗の経路を通じた電流I1の流れを維持するために必要な電圧の大きさに到達する（例えば電圧V1+VINの合計がOUTより大きくなる）。この場合、（図２ＡのFMSOP200にL2が存在したような）最小の抵抗の経路を提供する二次巻線が存在せず、電流（I1）は、その流れを継続し、（例えばダイオードD1を通じ、コンデンサC1の中で、負荷を通じた電流IOFFとして）その減少を始めるいくつかの方法を見つけなければならない。
【００４５】
スイッチ・ドライバ（例えば210）の中の又はそれに関連付けられたゼロ電流検出器は、磁気的に接続された補助コイル（例えば補助的な巻線L3）を通じた補助的な電圧VAUXを監視することによって、出力電流の誘電コイル（L1）を通じて、電流I1のゼロ電流の状態を間接的に検知し得る。非常に小さい（すなわち無視し得る）量の入力エネルギーが、補助的な出漁電流（IAUX）として出力され、スイッチ駆動回路（例えば210）の中の、又はそれに動作可能につなげられた検知回路を通じて浪費される。図３のFMSOP（300）は、図２ＡのFMSOP（200）のための図２Ｄと２Ｅで描かれたものと同じ負荷変調されたタイミング（例えばtOFFMIN）及びスイッチング周波数（FSW）の特徴を有し得る。
【００４６】
図４Ａは、本発明の他の実施例を描いたブロック図であり、FMSOP（400）における小負荷のOFF時間（tOFFSL）の負荷変調が、スイッチ・ドライバ410の回路に含まれる電圧制御されたパルス生成器（VCPG）で実行される。図４ＡのFMSOP（400）は、図２Ａに示す第１の一般的なトポロジーに従って、又は図３に示す第２の一般的なトポロジーに従って構成され得る。従って、FMSOP（400）の入力電流の誘電コイル（L1）は、（図２ＡのFMSOP200のように）別の出力電流の誘電コイルに磁気的につなげられる場合があり、又は（図３のFMSOP300のように）出力電流の誘電コイルと同じコイルである場合がある。変圧器のコア（TCORE）を通じて出力電流の誘電コイルに磁気的につなげられた補助コイル（L3）は、フライバック信号（出力電流の誘電コイルでのゼロ電流の状態を示す信号）を提供し、臨界電流モードの動作に対応する。
【００４７】
FMSOP（400）は、モトローラのMC33368のコントローラ・チップの改良である可能性のある（フライバックの）スイッチ・ドライバ（410）を有する。この実施例において、スイッチ・ドライバ410の回路の外部の周波数コントローラ（420）は、出力電圧（OUT）と接地との間に接続された２つの抵抗（RD1とRD2）からなる分圧器として単に実施され得る。分圧器の出力線（441）は、スイッチ・ドライバ410の回路のフィードバック（FB）・ピンに接続される。スイッチ・ドライバ410のFBピンはまた、従来技術の図１Ｃの乗算器（134）と出力の過電圧（132）の回路を制御するために用いられ得る。本発明の多様な実施例において、本発明のスイッチング周波数変調回路によって、出力電圧（OUT）が継続的に監視され、規定され得るため、従来技術のスイッチ・ドライバ（図１Ｃの110）に存在する出力の過電圧の回路（132）は必要ない場合があり、除外される場合がある（例えば図４Ｂのスイッチ・ドライバ410を参照）。
【００４８】
図４Ｂは、図４ＡのFMSOP400の（フライバックの）スイッチ・ドライバ（410）の内部機能を描いたブロック図である。スイッチドライバ（410）は、図２ＡのモトローラのMC33368に基づくスイッチ・ドライバ210の改良として、単一のチップに作られ得る。電圧制御されたパルス生成器（VCPG416）は、幅tOFFMINを有するパルス幅変調された（PWM）負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）を出力する。VCPG（416）は、分圧機（図４ＡのRD1とRD2参照）を通じて出力電圧OUTを監視することによって、負荷を監視し、小負荷の状態のもとで負荷を減少するとともに一般的に増加する幅（tOFFMIN）を有する負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）を出力する。（例えば電圧OUTで）FMSOPからの電流の出力の大きさを監視することによって、負荷がまた監視されうる。負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、図１Ｃの駆動回路（110）の結合論理ゲート（112）への周波数クランプ回路（116）の出力と同じ形式（例えば同じ活性化電圧や、同じ形状や、上昇／降下時間等）である場合がある。
【００４９】
このように生成された幅tOFFMINの負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、スイッチ・ドライバ（例えば410）の出力の活性化を抑制するために（すなわち電源スイッチSW1をONにすることを抑制し、それによって次のON時間の開始を抑制するために）、結合論理ゲート（例えば112）に直接入力され得る。VCPG（416）を有するスイッチ・ドライバ410は、本発明の方法を実行するために、図２Ａのスイッチ・ドライバより少ない外部の構成要素を必要とする。VCPG（416）によって出力された負荷変調されたOFFMINパルス（POFFM IN）は、（スイッチ・ドライバ410の出力がアクティブ・ハイ（active High）であるかアクティブ・ロー（active Low）であるかに応じて）アクティブ・ハイ（active High）又はアクティブ・ロー（active Low）である場合があり、それが次のON時間の開始を抑制する幅tOFFMINの信号を出力している間に、“抑制”していると考えられる。
【００５０】
他の実施例において、幅tOFFMINを有する負荷変調されたパルス（POFFMIN）は、負荷を監視するアナログ・デジタル変換器（ADC）に動作可能に接続された（例えばピンで直接接続され、又は参照テーブルを通じて、若しくはマイクロプロセッサを通じて等）従来技術のデジタル制御されたプログラム可能パルス生成器（PPG）の回路（例えばニュージャージー州のクリフトン（Clifton）のデータ・ディレイ・デバイス社（data delay device inc.）で製造されたTTL-interfaced 8-bit PPG model PPG83F）で生成され得る。ADCは、例えば分圧器（例えば図４Ａの分圧器RD1とRD2を参照）を通じて出力電圧OUTを検知することによって、負荷を検知するように構成され得る。このように生成された幅tOFFMINの負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、スイッチ・ドライバ（例えば410）の出力の活性化を抑制するため（すなわち電源スイッチSW1をONにすることを抑制し、それによって次のON時間の開始を抑制するため）、結合論理ゲート（例えば図４Ｂの112）に直接入力され得る。
【００５１】
他の選択的な実施例において、電圧制御されたパルス生成器（例えば図４ＢのVCPG）、又はデジタル制御されたプログラム可能パルス生成器（PPG）のいずれかが、結合論理ゲート（112）の出力（すなわちゲート112への入力としてではない）と、バッファ114との間で、選択的に起動された遅延ブロックを実施するように構成されることによって、次のON時間の開始を遅延させるために用いられ得る。遅延ブロックはバッファ114に付随し、又はバッファ114に含まれ、それ故に結合論理ゲート112と電源スイッチSW1との間に接続され得る。電圧制御された遅延ブロックは、上昇する（又は下降する）エッジ信号（すなわちON時間の開始を引き起こす信号）を遅延なく通過するが、tOFF=tAUX+tOFFDELAYのように減少する負荷とともに増加する時間の量（tOFFDELAY）だけ、下降する（又は上昇する）エッジ信号（すなわちOFF時間の開始を引き起こす信号）を遅延させる。遅延時間tOFFDEAYは、“不感時間”に等しい。従って、臨界電流モードの動作が望ましい場合には、tOFFDELAY=0である。遅延ブロックは、結合論理ゲート（例えば結合論理ゲート112の出力でのNANDゲート又はANDゲート等）の等価の機能を有し、遅延ブロックの入力で“ON”電圧信号が現れるとすぐに、及びその間、“ON”電圧信号を通過するが、遅延tOFFDELAYの抑制信号が遅延ブロックでアサートされることを中止するまで、“OFF”電圧信号の伝搬を抑圧する。前述の通り、この構成（カスケードされた結合論理ゲート）は、実質的な形態において、それぞれの元の入力（例えばフリップフロップ418からのQとVCPG又はPPGからのパルスPOFFMIN）を備えた結合論理ゲート（112）と機能的に等価である同等の結合論理ゲートを提供する。
【００５２】
本発明の多様な特定の実施例が開示されたが、本発明の教示で特定の改良ができることを、当業者はわかるであろう。従って、請求の範囲は、本発明の真の範囲と内容を判断するために考慮されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１Ａ】従来技術の自励振動（すなわちフライバック）スイッチング電源（SOP）の一般的なトポロジーを描いた回路図である。
【図１Ｂ】臨界伝導モードで動作する図１ＡのSOPにおける電流と電圧を描いたタイミング図である。
【図１Ｃ】図１Ａの自励振動スイッチング電源（SOP）のフライバック・ドライバの内部機能を描いたブロック図である。
【図１Ｄ】図１ＡのSOPの中負荷と小負荷の状態の間の、スイッチング周波数（FSW）と負荷との一般的な関係を描いたグラフである。
【図２Ａ】本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第１の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。
【図２Ｂ】図２ＡのFMSOPのスイッチング周波数を変調するのに適した光学の分離を備えたスイッチング周波数変調回路を描いた回路図である。
【図２Ｃ】臨界伝導モードと負荷変調された不連続伝導モードで動作する図２ＡのFMSOPにおける電流と電圧を描いたタイミング図である。
【図２Ｄ】図２Ａの出力の負荷の関数として、ON時間とOFF時間を描いたグラフである。
【図２Ｅ】図２ＡのFMSOPの中負荷と小負荷の状態の間の、スイッチング周波数（FSW）と負荷との一般的な関係を描いたグラフである。
【図３】本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第２の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。
【図４Ａ】本発明の実施例による、スイッチ・ドライバ410回路に含まれる電圧制御パルス生成器（VCPG）で小負荷のスイッチング周波数を調整するFMSOPを描いたブロック図である。
【図４Ｂ】図４ＡのFMSOPのスイッチ・ドライバの内部機能を描いたブロック図である。
本発明は、概して電源に関するものであり、特に、広範囲の負荷のDC電流を供給するように適した自励振動スイッチング電源（SOP）に関するものである。
【０００２】
スイッチング電源（SMPS）は、２つの電流伝導モードと、連続伝導モード（CCM）と、不連続伝導モード（DCM）で又はそれらの間で動作し得る。電源をフライバック（フィードバック信号）で制御し、誘導コイルに残るエネルギー（例えば電流）を監視することにより、自励振動スイッチング電源（SOP）は、連続伝導モードと不連続伝導モードとの間の臨界伝導点で動作することができ、前記電源は、出力電流の誘導コイル（例えば変圧器の二次コイル）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）ちょうどその時に、新しいスイッチング周期を開始する。自励振動（フライバック駆動型）スイッチング電源（SOP）は、入力電流の誘導コイルと出力電流の誘導コイルを有するが、変圧器を備えて又は備えずに導入され得る。変圧器のない（すなわち無変圧器の）SOPにおいて、入力電流の誘導コイルはまた、出力電流の誘導コイルになる（例えば、エネルギーの入力と出力のための単一の誘導コイルのみが存在する）。
【０００３】
図１Ａは、従来の技術の変圧器（T1）に基づく自励振動（すなわちフライバック）スイッチング電源（SOP）100の一般的なトポロジーを描いた回路図である。SOP100は、入力電流の誘導コイル（例えば変換器T1の一次巻線L1）を通じて電流I1を中断する電源スイッチSW1を有する。電源スイッチSW1は、酸化膜半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）若しくは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（IGBT）、又は機械式スイッチ等として、又は現在既知の又は将来の何らかの適切な電気的電流スイッチ装置によって実施され得る。電源スイッチSW1は、２つの状態を有し、“ON”状態は、低い電気抵抗によって特徴付けられ、“OFF”状態は高い電気抵抗によって特徴付けられる。電源スイッチSW1は、一般的に周期的に動作するONとOFFであり、SW1は第１の“ON時間”の間にONであり、次に第１の“OFF時間”の間にOFFであり、次に第２の“ON時間”の周期（tON）の間に再度ONであり、第２の“OFF時間”の周期（tOFF）の間にOFFであり、以下同様である。SOP100のスイッチ周期FSWはON時間にその後のOFF時間を加えた合計の逆関数として計算される（すなわち、FSW=1/(“ON時間”+“OFF時間”)。SOP100の負荷サイクル（QS）はON時間にその後のOFF時間を加えた合計に対するON時間の割合として計算される（すなわち、QS=“ON時間”/(“ON時間”+“OFF時間”)）。
【０００４】
一般的に、SOP100に誘導エネルギー蓄電装置が存在し、電気容量が電源スイッチSW1のゲート端子に関連づけられるため、“最小のON時間”（tONMIN）は、電源スイッチSW1の特徴と、SOP100の他の特徴によって特徴付けられる。SOP100の通常の動作（例えば臨界伝導モードの動作）の間で、OFF時間は、出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要する時間によって特徴付けられる。SOP100の何らかの不連続伝導モード（DCM）の動作の間で、OFF時間は、出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要する時間より長くなる。SOP100の何らかの連続伝導モード（CCM）の動作の間で、OFF時間は、そうでない場合に出力誘導コイル（例えば変圧器の二次コイルL2及び／又は変圧器の補助的な二次コイルL3）の電流（すなわちエネルギー）がゼロになる（すなわちゼロに近づく又はゼロになる）のに要し、電流が全面的にゼロになる時間より実質的に小さい。
【０００５】
電源スイッチSW1は、周波数クランプ・フライバック・ドライバ110のような、スイッチ駆動回路によって電源スイッチSW1のゲートノードでアサートされるスイッチ制御信号によって、ゲート制御（すなわちONとOFFの制御）が行われる。周波数クランプ・フライバック・ドライバ110は、MC33364の臨界伝導モードのコントローラチップ（図１Ｃ参照）として知られるモトローラ社によって製造された集積回路チップで実施され得る。
【０００６】
電源スイッチSW1は、互いに開閉し、電源入力電圧VINと電源スイッチSW1との間の電位差（V1）によって変圧器の一次コイルL1を通じて駆動された入力電流（I1）を互いに通過及び中断する。（ほとんどの実際の回路において、電源スイッチSW1のONの電気抵抗は無視し得るほど小さく、電源スイッチSW1を閉じるとV1はほとんど電圧VINに等しくなる。）電源電圧VINは、固定DC電圧又は可変DC電圧（例えば整流されたACのフィルタリングの不足により波状を有するDC電圧）である場合がある。全波が交流を整流するダイオード・ブリッジ整流器（図示なし）と、ブリッジ整流器から受信された電流パルスをフィルタリングして滑らかにするフィルタコンデンサ（図示なし）とを介して、交流（AC）入力電源（すなわち電源電圧）から生じた直流（DC）電圧としてVINが提供され得る。
【０００７】
SOP100は、電源スイッチS1に直列で接続され、電源VINと基準電位（接地）との間に接続された入力電流の誘導コイル（例えば一次巻線L1）を有する。周知のように、電源スイッチSW1の開閉は、出力電流の誘電コイル（例えば磁気結合された二次巻線L2）に変換され、それによって二次電圧V2で駆動された出力電流（I2）として実質的に出力された入力電流の誘電コイル（例えば一次巻線L1）において、磁界としてエネルギーが保存され、インピーダンス及び／又は抵抗（RLOADEQ）に関連づけられた負荷を通じて浪費されることを引き起こす。非常に小さい（無視し得る）量の入力エネルギーは、補助的な出力電流（IAUX）として出力され、スイッチ駆動回路（例えば110）内の又はそれに動作可能につなげられた検出回路を通じて浪費される。変圧器に基づくSOP100は、一次巻線と二次巻線L1とL2の間でエネルギーを移動することによって動作するため、巻線L1とL2の巻数比NTは、特定の用途に必要なように、電源VINに関連付けられた出力電圧（VOUT）を増加又は減少させるように調整され得る。整流ダイオードD1とフィルタコンデンサC1は、図１Ａに示すように、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）に接続される。整流ダイオードD1は、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）によって提供される電流パルス（I2）を整流し、フィルタコンデンサC2は、整流された電流パルスをフィルタリングして滑らかにし、実質的な直流（DC）出力電圧（VOUT）を形成する。
【０００８】
変圧器T1は（電源スイッチSW1に直列で接続された）一次巻線（L1）と、少なくとも１つの二次巻線（例えばL2及び／又はL3）とを有する。第１の二次巻線L2は、変圧器T1へのエネルギー入力（例えば電圧V1で一次巻線L1の電流I1としてのエネルギー入力）の全て又は実質的に全てを、電圧V2で出力するように提供される。電圧V1とV2は一般的に等式V2=NT*V1によって関連付けられる。補助的な二次巻線L3は、変圧器T1へのエネルギー入力の非常に少ない部分（すなわち無視できる量又は全くない）を、電圧VAUXで出力するように提供される。補助的な二次巻線L3の電圧VAUXは、（電流I2がコイルL2で減衰している場合に）L2とL3の各コイルの巻数比によって第１の二次巻線L2の電圧に関連する。従って、電圧VAUXは、（電流がコイルL2で流れている場合に）V2の固定部分である。電源スイッチSW1が（例えばON時間に続いて）OFFである場合であり、エネルギーが減衰している（ゼロでない）電流I2として第１の二次巻線L2で浪費されている間、電圧VAUXはゼロではない。電圧VAUXの大きさは、電流I2がゼロになるときにゼロに近づく（又はゼロになる）。その時に、SOP100の通常（臨界伝導モード）の動作の間に、電源スイッチSW1が閉じられ、その後、電圧VAUXが一次巻線L1の電圧V1と電流I1によって影響される。
【０００９】
電圧VAUX及び／又は関連する電流IAUXをスイッチ駆動回路（例えば110）へのフィードバック（すなわちフライバック）信号として用いることにより、SOP100は臨界伝導モードで動作することができ、次の周期の次の伝導（すなわちON時間）が補助的な巻線L3に動作可能に接続されたゼロ電流検出器によって起動される。ゼロ電流検出器は、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）でゼロ電流の状態の発生を検出する（又は予期する）回路である。出力電流の誘導原（L2）で出力電流I2のゼロ電流の状態を検出するための多様な他の既知の選択的な方法と回路がSOP100で代用され、臨界伝導モードの動作を持続し得る。
【００１０】
当業者にわかるように、各周期の電流（I1）の伝導（すなわちON時間）は、当業者に知られる回路によって実行され、ピークの誘導電流I1が閾値のレベル（ITH）に達したときに終了される。閾値のレベルITHは、電流I1と比例したフィードバック信号を比較する倍率器の出力を用いることによって、動的に変更（例えば力率補正）され得る。スイッチ駆動器（例えば110）内の、若しくはそれに関連付けられた、又はそれに接続されたゼロ電流検出器（図示なし）は、磁気結合されたコイル（例えば補助的な巻線L3）を通じた補助的な電圧VAUXを監視することによって、出力電流の誘電コイル（例えば二次巻線L2）において、電流I2のゼロ電流の状態を間接的に検知し得る。
【００１１】
図１Ｂは、臨界伝導モードでいくつかの周期動作する間の、図１ＡのSOP100における電流と電圧を描いたタイミング図である。図１Ｂは、図１ＡのSOP100の臨界伝導モードの動作方法を示したものである。図１Ｂは、いくつかの代表的な周期の間の、コイルL1とL2を流れる電流I1とI2の一般的な形状と、フィードバック電圧VAUXの一般的な形状を示したものである。電源スイッチ（図1AのSW1）が閉じると、電圧V1（すなわちV1は電圧VINとほぼ等しい）がコイルL1を通じてアサートされ、（以前の周期の終わりのゼロから）閾値の電流の大きさITHに達するまで、電流I1が流入する。この第１のON時間（tON1）の間に、磁界が入力電流の誘導原のコア（例えばTCORE）（例えばコイルL2及びL3と共有しているコイルL1のコア）で生じる。電源スイッチSW1が開くと、OFF時間（tOFF1）が始まり、磁界が減衰し、レンツの法則に従って入力電流の誘導原（L1）を通じて電圧V1が逆になる。この場合、電流（I1）は、例えば変圧器T1のコアTCOREを通じた磁気結合による電流I2として、その流れを継続し、その減少を始める方法を見つけなければならない。
【００１２】
時間tAUXは、出力電流の誘電コイルL2の電流I2がゼロになるのに必要とされ、補助的な二次コイルL3を通じた電圧VAUXがゼロに近づいていると検知される時間である。流出段階の間であり、電流I2がゼロに達する前に、電源スイッチSW1が再びONになる場合に（すなわちtOFFはtAUXより小さい）、電源100は連続伝導モード（CCM）で動作している。その他、入力電流の誘電コイル（例えばL1）のエネルギー蓄電能力が、磁気結合された電流I1/I2がスイッチのOFF時間の間に完全にゼロになる程である場合に（すなわちtOFFはtAUXより大きい）、電源100は不連続伝導モード（DCM）で動作している。磁気結合された電流I1/I2がゼロのレベルに留まる“不感時間”の量（tOFFがtAUXを超える差）が、いかに強く電源100がDCMで動作するかを規定する。コイルL2を通ずる電流がゼロに達し、電源スイッチSW1が即座にオンになると（不感時間なし）、電源は臨界伝導モードで動作する。
【００１３】
電源100の動作は、誰か（バケツ操作者）がバケツ（変圧器T1）に水（電流）を入れ、基準値（D1）を通じて加圧型の水タンク（コンデンサC1）に水を流し込むことに比較され得る。水（電流）は、水源（VIN）からバケツ（T1）に（電流I1として）流れ落ち、（より低い又はより高い）圧力V2のもとで（電流I2として）流れ出す。このたとえにおいて、バケツ操作者（110）はまず、内部レベル（磁気結合された電流I1/I2）が確定した上限に達するまで、水源にバケツ（変圧器T1）を提示する（ON時間）。次に、バケツ操作者（110）は泉からバケツ（T1）を取り除き（OFF時間）、消化ノズルを供給するタンク（C1）に（VOUTで）水を（電流I2として）流す。バケツ（T1）は、補充（DCM）の前に、完全に空になる可能性があり（すなわちゼロの磁気結合された電流I1/I2）、又はユーザがバケツ（T1）を泉（CCM）に提示し戻す前に、多少の水（すなわち電流I2）がバケツ（T1）に残る可能性もある。各周期について、以前の周期からのバケツ（T1）の水が完全に流されるちょうどその時に、バケツの操作者（110）がバケツ（T1）を水源（VIN）に提示する（従って臨界伝導モードで動作する）程度にバケツ操作者（110）が巧みであることを仮定する。
【００１４】
エンドユーザは、圧力タンク（C1）により多く又はより少なく流すように叫びながら、声を通じてバケツ操作者（110）にフィードバックを提供する（ニューヨーク市消防署すなわちNYFDの勇敢な消防士のような）消防士である。火災が増加すると、消防士は水をより速く用い（高い負荷）、タンク（C1）から更に加圧された水を必要とし、それ故に、バケツ操作者（110）に更に大きい流れでバケツ（変圧器T1）とタンク（C1）を供給することを要求する。換言すると、バケツ操作者（110）は容器（T1）に更に長く注入する（ON時間が増加する）。
【００１５】
火災が減少すると、消防士は、水のタンク（C1）から加圧された水を更に必要とせず、バケツ操作者（110）にバケツ（変圧器T1）への流れを減少することによって水を貯蔵する（エネルギーを保存する）ことを要求し、それによって、タンク（C1）への流れを減少させる。水源VINからの流れ（電流I1）がバケツ(T1)に注入している間の注入時間（ON時間）を減少させることによって、水をタンク（C1）に（電流I2として）流すのに必要な流出時間（OFF時間）が減少する。従って、臨界伝導モードが維持される間に、周期（ON時間にOFF時間を加えたもの）が減少し、それによってスイッチング周波数FSWが増加する。（増加したスイッチング周波数FSWは、増加したスイッチング損失に関連し、すなわち、スイッチング周波数FSWが高いほど、多くのエネルギーが例えば電源スイッチSW1の熱として浪費される。）従来の技術のバケツ操作者（110）は、最大スイッチング周波数を制限することについて非常に厳格であり、バケツ操作者（110）はスイッチング周波数FSWを所定の最大値FSWCLAMPEDにクランプし、注入／流出処理が臨界伝導（フライバックSOP）モードの動作から離れ、所定の固定周波数FSWCLAMPEDでDCMに留まる。バケツ操作者（110）が、水源VINからバケツ（T1）への電流(I1)の流れをいかに早く断つ（OFFにする）かについて実際的な制限が一般的に存在し、それ故に、バケツ（T1）に注入することが実行され得る最小の時間（tONMINは最短の実際的なON時間である）が存在する。
【００１６】
従来の技術の周波数クランプされたSOP100において、スイッチング周波数（FSW）の所定の最大周波数（FSWCLAMPED）は、最小のON時間（tONMIN）と、固定された所定の最小のOFF時間（tOFFCLAMPED、例えばtOFFCLAMPEDは図１Ａに示す抵抗RFREQCLAMPとコンデンサCFREQCLAMPを含むRC時間制限回路によって固定される）によって事前に決められる。従来の技術の周波数クランプされたSOP100において、負荷がゼロに近づく又はゼロになる間であっても（すなわち電源100からゼロの電流が出力されると負荷がゼロとみなされる）、OFF時間は、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）によって固定されたままの所定の最小値にクランプされる。スイッチング周波数FSWが高い値に移り、そうでなければ負荷の欠如（すなわちゼロの負荷）を生じ得ることを回避するために、スイッチング周波数FSWは、このように所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。前記所定の固定された周波数FSWCLAMPEDより低く動作すると、SOP100は変化する周波数であるが、概して一定の負荷サイクルで、臨界伝導モードで動作する。臨界伝導モードで動作するSOP100によって消費される電力（P）は、等式：
P=0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
によって規定される。ここで、tONはON時間であり、Lは変圧器の一次インダクタンスである。所定の固定された周波数FSWCLAMPEDで動作する際に、SOP100は概して一定の負荷サイクルで、不連続伝導モード（DCM）で動作する。不連続伝導モード（DCM）において所定の固定された周波数FSWCLAMPEDで動作するSOP100によって消費される電力（P）は、以下の等式：
P=0.5*FSWCLAMPED*(tONMIN^2)*VIN 2/L
によって規定される。ただし、FSWCLAMPED=1/(tON+tOFF)であり、tON=tONMINであり、tOFFは固定されたOFF時間tOFFCLAMPEDである。
【００１７】
図１Ｃは、図１Ａの周波数クランプ・フライバック・ドライバ110の内部機能を描いたブロック図である。図１Ｃの周波数クランプ・フライバック・ドライバ110の機能は、MC33368コントローラとして知られるモトローラ社のスイッチ・ドライバ・チップによって実行され得る。（図１Ａの）電源スイッチSW1のON/OFF状態を制御するスイッチ・ドライバ110は、図１Ｃに示す通り接続されたフリップフロップ（例えばセット優位のラッチ）118と、結合論理ゲート（例えばNORゲート112）を有する場合がある。結合論理ゲート（112）は制御信号（例えばラッチ118からのラッチされたゼロ電流の検出信号と周波数クランプ116からの最小のOFF時間の信号）を結合し、効率的に電源スイッチ（図１ＡのSW1）を制御する。（臨界伝導モードの動作で）電源スイッチSW1を効率的に制御することは、出力電流の誘電コイル（図１ＡのSOPのL2）のゼロ電流の状態の発生の際に迅速にスイッチSW1を閉じることを含み、ゼロ電流検出器（130）から結合論理ゲート（112）に制御信号を出力し、フリップフロップ118をリセットすることにより達成され得る。入力電流の誘電コイル（L1）を通じた電流（I1）が閾値の電流の大きさITHに達するまで、又は出力の過電圧若しくは他の望ましくない状態が検出されるまでスイッチが閉じた状態（ON）になるように、フリップフロップ（118）は、ゼロ電流検出器（130）からの（スイッチONの）制御信号をラッチする。従って、電源スイッチ（図１ＡのSW1）は、その後：入力電流の誘電コイル（L1）を通じた電流（I1）が閾値の電流の大きさITHに達し、ITHの値が乗算器（134）への外部のMULTの制御信号によって決められるまで；又は出力の過電圧が（図1ＡのSOP100の出力VOUTから）フィードバック信号FBに基づく回路132によって検出されるまで、閉じた状態（ON）に留まる。電源スイッチ（SW1）が開いた（すなわちOFFになる）後に、臨界伝導モードの動作の間に生じるスイッチング周波数FSWに関連付けられたOFF時間が、所定の固定された周波数FSWCLAMPEDと等しい又はそれより大きい場合に限り、出力電流の誘電コイル（図１ＡのSOPのL2）の発生時に即座にそれが再び閉じる。負荷の大きさに関わらず（例えば電源からの電流の大きさがどんなに小さくても）、そうでない場合に臨界伝導モードの動作中に生じるスイッチング周波数FSWが所定の固定された周波数FSWCLAMPEDより大きい場合に、スイッチング周波数FSWは所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。周波数クランプ116は、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）によって（周波数クランプ・ピンを介して）制御されると、そうでない場合にゼロ電流検出器（130）からのゼロ電流を示す信号によって実施されるOFF時間の終了（すなわちOFF時間の終了はON時間の開始である）を遅延させることによって、スイッチング周波数FSWを所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプする。オプションの増幅バッファ114は、電源スイッチ（図１ＡのSW1）を即座にゲートする（すなわちON/OFFする）ために必要な電流及び／又は電圧の増幅を提供する。
【００１８】
図１Ｄは、図１ＡのSOP100の中負荷と小負荷の間で、スイッチング周波数（FSW）と（ゆっくり変化する）負荷（例えば、VOUT/RLOADEQによって一般的に示される電源からの電流ISUP）の一般的な関係を描いたグラフである。グラフ（図１Ｄ）は、縮尺通りに描かれておらず、対数のRLOADEQ軸に沿った各横座標の点の倍率“x”は、先行技術のSOP（100）のトポロジーに従って行われる特定の電源の計画された電力定格に依存する。図１Ｄに示される通り、臨界伝導モードでスイッチング周波数（FSW）が（小負荷の状態のため）所定の固定された周波数FSWCLAMPEDを超えるまで、負荷が減少する毎に増加する周波数（FSW）で、図１ＡのSOP100は臨界伝導モードで動作し、FSWはその後所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる。ゼロの負荷の状態を含む、小負荷の状態のもとでのSOP（図１Ａの100）の動作は、回避できるスイッチの損失を招き、不要な電力を消費する。
【００１９】
本発明は、従来技術の自励振動スイッチング電源（SOP）100の不利点を克服する。
【００２０】
第１の形態において、本発明は、動的に可変の負荷に供給電流を供給する出力電圧（VOUT）を有するスイッチング電源を提供し、前記スイッチング電源は：
入力電源（VIN）と電源スイッチに直列に接続された入力電流の誘電コイルと、
出力電流に少なくとも前記出力電圧（VOUT）を出力する出力電流の誘電コイルと、
前記出力電流がゼロになると、活性化される検出器の出力を有するゼロ電流検出器と、
前記電源スイッチを開閉するスイッチ駆動回路と
を有し、
前記スイッチ駆動回路は、
活性化した検出器の出力をラッチするのに適したフリップフロップであって、前記検出器の出力に接続された第１のフリップフロップの入力を有し、フリップフロップの出力を有し、前記フリップフロップの出力が前記活性化した検出器の出力がラッチされる間に活性化するフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力に接続された第１の論理ゲートの入力と、第２の論理ゲートの入力と、論理ゲートの出力とを有する結合論理ゲートであって、前記フリップフロップの出力が活性化され、第２の論理ゲートの入力が抑制されていない場合に、前記論理ゲートの出力が活性化され、前記論理ゲートの出力が活性化されている間に電源スイッチが閉じられる結合論理ゲートと、
前記動的に可変の負荷に対応する動的に可変の負荷変調されたパルス幅を有するOFFパルスを出力するパルス生成器の出力を有するパルス生成器であって、前記パルス生成器の出力が第２の論理ゲートの入力に接続され、前記負荷変調されたOFFパルスの前記パルス幅の間に、前記第２の論理ゲートを抑制するパルス生成器と
を有する。
【００２１】
第２の形態において、本発明は、動的に可変の負荷を通じて負荷電流を供給するために適したスイッチング電源を動作する方法を提供し、前記方法は：
前記電源が第１の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、不連続電流モード（DCM）で前記電源を動作し、前記負荷電流が前記第１の負荷電流の大きさから減少すると、前記電源がDCMで動作する範囲（EDCM）を増加させることと、
前記電源が前記第１の負荷電流の大きさより大きい第２の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、臨界電流モードで前記電源を動作することと
を有する。
【００２２】
第３の形態において、本発明は、臨界伝導モードと不連続伝導モードで動作するために適したスイッチング電源を提供し：
入力電流の誘電コイルに直列に接続され、出力電流の誘電コイルに動作可能に接続された電源スイッチであって、OFF又はONのいずれかの状態にあり、そのONの状態時に前記入力電流を伝導する電源スイッチと、
前記電源スイッチの前記状態を制御するために適したスイッチングコントローラであって、
前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を示す第１のフィードバック信号であって、前記電源が前記臨界伝導モードで動作する間に、前記第１のフィードバック信号に応じて、前記スイッチングコントローラが前記電源スイッチをONにする第１のフィードバック信号と、
前記入力電流の誘電コイルで閾値の電流の大きさを示す第２のフィードバック信号であって、前記第２のフィードバック信号に応じて、前記スイッチングコントローラが前記電源スイッチをOFFにする第２のフィードバック信号と、
前記電源が前記不連続伝導モードで動作する間に、第３のフィードバック信号に応じて変化する動的に可変のOFF時間中に、前記第１のフィードバック信号にも関わらず、前記スイッチングコントローラが電源スイッチをOFFに保持する第３のフィードバック信号と
に動作可能に接続されたスイッチングコントローラと
を有する。
【００２３】
前述の及び他の本発明の特徴と利点が、本発明の実施例の以下の説明から明らかになる。
【００２４】
本発明の特徴と発明の形態が、以下の詳細な説明と請求の範囲と図面を読むことで更に明らかになる。
【００２５】
同じ要素の番号が、同一又はほぼ同一の機能と構造的特徴を有する、又はそれを有し得る構成要素に割り当てられることに留意すべきである。従って、異なる図の要素であって、同じ要素の番号を付された要素は、構成、構造及び／又は機能において、同一又は実質的に類似である場合があり、前記の要素の機能が説明される場合に、詳細な説明においてその繰り返しの説明の必要性は存在しない。
【００２６】
図２Ａは、本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）200の第１の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。図２ＡのFMSOP200の実施例は、図１Ａの従来技術のSOP100の改良であり、共通の要素の番号で示す通り、共通の多数の要素を有する。FMSOP200は、スイッチ・ドライバ（例えば図１Ａの110）にライン（241）によって接続された、時間制限回路（例えば図１ＡのRFREQCLAMPとCFREQCLAMP）の代わりに、スイッチング周波数コントローラ（FC）220を有する。周波数コントローラ（FC）220は、図１Ａの一定の時間（tOFFCLAMPED）の代わりに、負荷変調された時間基準tOFFMIN（小負荷の間はtOFF=tOFFMIN）をスイッチ・ドライバ210に提供する。（スイッチ・ドライバ210は、例えば図２Ｂに描かれる回路のような、負荷変調された電流注入周波数コントローラ（FC）220の回路と共に用いられる場合、図１Ａのドライバ110を実施するために用いられたものと同じモトローラのMC33364チップで実施され得る。）
負荷変調された時間基準（tOFFMIN）は、FMSOP200が不連続伝導モード（DCM）で動作する時に、小負荷の状態（tOFFSL）の間の電源スイッチ（SW1）のOFF時間（tOFF）を構成する。従って、小負荷の状態の間のスイッチング周波数（FSW）は、一定に留まる（例えば所定の固定された周波数FSWCLAMPEDにクランプされる）代わりに、負荷の関数として変化する。従って、小負荷の状態の間に、FMSOP200のスイッチング周波数FSWは、最小のON時間（tON=tONMIN）と負荷変調されたOFF時間（tOFF=tOFFMIN）の合計の逆関数として計算された負荷変調されたスイッチング周波数（FLMSW）である（すなわち、FLMSW=1/(tONMIN+tOFFMIN)）。
【００２７】
小負荷の状態の間に、周波数コントローラ（FC）220は、小負荷が更に減少するとtOFFSL（tOFF=tOFFSL=tOFFMIN）が増加するように、小負荷のOFF時間（tOFFSL）を変調する。従って、小負荷が減少すると、負荷変調されたスイッチング周波数FLMSWが（例えば負荷電流、すなわち抵抗RLOADEQを有する負荷を通じた電流の減少とほぼ線形に）減少し、それ故に、電力（P）の消費を減少させ、“出力の過電圧”を回避し、更にスイッチング損失を減少させる。tOFFMINが周期のtAUXを超える時間が大きいほど、その周期で“不感時間”が大きくなり、更に強く電源200がDCMで動作する。“不感時間”（すなわち小負荷の状態でtOFFSLがtAUXを超える時間差）は、出力電流の誘電コイルの出力電流がゼロになる時間と次のON時間の開始との間に測定される、OFF時間が拡張され、次のON時間が遅延される間の時間（tOFFDELAY）である。従って、“不感時間”=tOFFDELAY=(tOFFSL-tAUX)である。従って、FMSOP（例えば、図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）がDCMで動作する可変の範囲（EDCM）は、tONMIN、tOFFMIN、tAUX、又は（tONMIN+tOFFMIN）若しくは(tONMIN+tAUX)のいずれかに対するtOFFDELAYの割合として客観的に計算され、表される。どの割合を定められても、前記範囲（EDCM）は、小負荷が単調に更に減少すると、一般的に小負荷の状態のもとで単調に増加する。
【００２８】
負荷がゼロに近づくと（例えばRLOADEQが無限大に近づき）、負荷変調されたOFF時間（tOFFSL）が事前に定められ得る最大値tOFFMAXに近づく。従って、負荷がゼロに近づくと（すなわちRLOADEQが無限大に近づき）、スイッチング周波数FSW（FSW=FLMSW）が事前に定められ得る最小値FSWMINに近づく。最小の周波数FSWMINは、VINから供給される最小の電力（P）を消費する間に、適切な出力電圧OUTを維持するように効率的に選択され得る。従って、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）200に負荷が存在しない場合、最小の電力（P）のみを消費する間に、電源200は適切な出力電圧OUTを維持し得る。
【００２９】
電源（FMSOP）200が（例えば中負荷と高負荷の）臨界伝導モードで動作する場合、FMSOP200によって消費される電力（P）は等式：
P=0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
によって規定され、FSWはスイッチ・ドライバ210のゼロ電流検出器での（ライン130を介した）フライバックのフィードバック信号によって規定され、tOFF=tON*(NT*OUT/VIN)である。負荷変調されたスイッチング周波数FLMSWで動作する場合、FMSOP200は、負荷がゼロに減少すると一般的に減少するスイッチング周波数と負荷サイクルで、不連続伝導モード（DCM）で動作する。不連続伝導モードで動作するFMSOP200によって消費される電力（P）は、等式：
P=0.5*FLMSW*(tONMIN^2)*VIN 2/L
によって規定され、FLMSW=1/(tON+tOFF)であり、tON=tONMINであり、tOFFは負荷変調された最小のOFF時間tOFFMINである。従って、負荷がゼロに近づくと、電力消費（P）が減少し、最小に近づく。
【００３０】
負荷変調された時間基準（tOFFMIN）は、スイッチ・ドライバ210（図４Ａ及び図４Ｂ参照）内に統合された回路によって、負荷変調された周波数コントローラ（FC）、又は他の実施例で作られる。
【００３１】
図２Ｂは、小負荷の状態の間に図２ＡのFMSOP200のスイッチング周波数を負荷変調するのに適した光学の分離を備えた、負荷変調された周波数コントローラ（FC）220-aを描いた回路図である。（図２Ａの）スイッチ・ドライバ210が、MC33368として知られるモトローラ社のコントローラ・チップ、又は類似の周波数クランプ機能を有する他のフライバック・ドライバ回路によって実施される場合、図２Ｂの周波数コントローラ（FC）220-aは、図２Ａの周波数コントローラ（FC）220として使用され得る。
【００３２】
周波数コントローラ（FC）220-aは、図１Ａの従来技術のSOP100で用いられる一定の時間（tOFFCLAMPED）を供給する代わりに、（小負荷tOFF=tOFFSL=tOFFMINの間に）図２Ａのスイッチ・ドライバ210に供給される時間基準tOFFMINをコード化する負荷変調されたOFF時間の基準信号を生成するために、アナログ回路を使用する。FC220-aは、負荷検知回路（例えば負荷（例えばRLOADEQ）自体を通じた全電圧OUT、又はその電圧を分離した部分）からライン（240）を介してフィードバック信号（例えば電圧OUT）を受信する。小負荷の状態（ゼロの負荷を含む）は、中負荷又は最高の定格負荷の間に電圧OUTの大きさに比較して、OUTの高い値によって特徴付けられる。小負荷の状態は、その負荷でSOP（例えば図１Ａの100）の臨界電流モードの動作の間に受けるスイッチング損失が受け入れられないほど高くなる時点の始まりと、ゼロの負荷の終わりとして定められ得る。FC220-aの回路の要素は、小負荷の変化を、コンデンサCF1の充填に寄与するために使われる負荷変調された電流ILMに変換する。コンデンサCF1の充填は、周波数クランプ・ピンで検知されると、ON時間の開始の周波数クランプによる抑制を開放し得るノードFCNODEで許容電圧を確立する。
【００３３】
（FCNODEと等位である）周波数クランプ・ピンの電圧が2.0ボルト未満になると、スイッチ・ドライバ210（例えばモトローラのMC33368チップ）の駆動出力（GATE）が抑制される（すなわちON時間の開始が抑制される）。ドライバの出力（GATE）が（ON時間中に）高い場合、内部の100uA電流ソースを通じてCF1が放電される。ドライバの出力（GATE）が低くなると（すなわちOFF時間が開始する）、RF1を通じて、及び電流ILMによって充電される。スイッチ・ドライバ（210）の出力（GATE）の活性化（すなわちON時間の開始）は、（ノードFCNODEで）CF1を通じた電圧が2.0ボルトに達するまで抑制され、コンデンサCF1を充填する電流ILMによって変調される最小のOFF時間（tOFFMIIN）を確立する。電流ILMが大きくなるほど、コンデンサCF1は2.0ボルトより上に早く上がり、最小のOFF時間（tOFFMIN）が短くなる。従って、中負荷と高負荷の間に、（FMSOP200が臨界伝導モードで動作し得るように）電流ILMが高い値になり、ゼロの負荷の状態の間に、電流ILMが相対的に低い又はゼロの電流になり、その間の小負荷の状態の間に、（FMSOP200が負荷変調された不連続伝導モードで操作し得るように）負荷変調された大きさを変化する。負荷変調された信号（例えば電流ILM）によって制御される最小のOFF時間（tOFFMIN）は、小負荷のOFF時間（tOFFSL）である。
【００３４】
FMSOP200の通常の動作の間（例えば中負荷のもとでの臨界伝導モード）に、出力電圧（OUT）が、増加する負荷のもとで（ゼロ負荷の値に関して）急降下し又は下がる。従って、出力電圧OUTは一般的に負荷の関数になる。分圧器（R9とR10）のNode1の電圧は、OUTの降下に比例して落ちる。三端子可調シャントレギュレータ（shunt regulator）TL431は、Node1での電圧の関数として、光遮断機の光ダイオード（及び抵抗R7）を通じて電流を制御する。光ダイオードによって放たれる光は、負荷の関数になる。光トランジスタ（PT）は、オプションで光ダイオードにつなげられる。光ダイオードを通過する電流（IPD）は、光子が光ダイオードによって放たれることを引き起こす。光子は、光トランジスタ（PT）につなげられ、光トランジスタ（PT）を通じて電流（IPT）を伝導する。光トランジスタ（PT）は、分圧機（R6とPT）の一部を形成する。
【００３５】
分圧機（R6とPT）は、ダイオードD2を通じ、抵抗R5を通過し、抵抗R3を通じて、エラー増幅器ErrorAmpの非反転端子（“+”）に伝搬する負荷変調された電圧信号を生成する。エラー増幅器ErrorAmpは、定電圧ノード（Node2）に接続された反転端子（“-”）と、ダイオードD2と抵抗R3とNode4を通じて分圧機（R6とPT）に接続された非反転端子（“+”）とを有する。エラー増幅器ErrorAmpの反転端子（“-”）は、定電圧回路（基準電圧VREFを分配するツェナーと抵抗R4）と、（RFBとCFBを通じて）Node3でのその出力からの直列RCフィードバックとに接続される。Node3でのErrorAmpの出力は、負荷変調された電流ILMである。前述の通り、電流ILMは、ダイオードD1と抵抗RF2を通過して、コンデンサCF1に入る。従って、エラー増幅器ErrorAmpと、光ダイオードと、光トランジスタPTとを有するFC-220-aの回路は、光遮断された電圧制御された電流ソースを形成することが、当業者にわかる。
【００３６】
負荷変調された周波数コントローラ（FC）220（図２Ａ参照）と、スイッチ・ドライバ（21）の周波数クランプ回路（図１Ｃの116）内のそれに接続された回路は、負荷変調されたパルス（POFFMIN）を結合論理ゲート（図１Ｃの112参照）に出力するアナログ・デジタル変換器（ADC）を構成し、パルス（POFFMIN）の幅は、（例えば抵抗RLOADEQに反比例して対応する）負荷の大きさに対応する負荷変調された時間基準（tOFFMIN）と同じ又はほぼ同じである。時間基準（tOFFMIN）は、FMSOP（200）への負荷によって幅が変調されたバイナリのパルス幅変調された信号（POFFMIN）として、（図２Ａの）スイッチ・ドライバ210の結合論理ゲート（例えば図１Ｂの112）への入力に直接供給され得る。FC-220aの他の実施例において、結合論理ゲート（112）の出力は、（例えばパルスPOFFMINでANDされ、又はNANDされた）パルスPOFFMINによってゲートされ（すなわち中断又は通過され）、tOFFMINの期間、スイッチドライバ（210）の出力（GATE）の活性化を抑制し得る（すなわち、次のON時間の開始を抑制し得る）。（結合論理ゲート（112）への入力としてパルスPOFFMINを有する代わりに）結合論理ゲート（112）の出力がパルスPOFFMINによってゲートされると、結果として生じる結合回路は、実質的な形態においてそれぞれの元の入力を備えた結合論理ゲート（112）と機能的に等価である結合論理ゲートを構成する。
【００３７】
結合論理ゲート（例えば112）のバイナリ出力がOFFになると、（電源スイッチのゲートを介して）パルス（POFFMIN）が開始する（すなわち活性化する）。従って、時間基準の生成回路（例えば周波数コントローラ220と周波数クランプ116）への（結合論理ゲート（例えば112）からの）フィードバック信号（図１Ｃの192）は、同期のために提供され得る。パルス（POFFMIN）が開始した後に時間tOFFMINが経過すると、パルス（POFFMIN）が終了し、前記パルス（POFFMIN）の幅は負荷変調された時間基準（tOFFMIN）と同じ又はほぼ同じである。
【００３８】
確かに、小負荷の状態の間に、スイッチの最小のOFF時間（tOFFMIN）を負荷変調し、それ故にスイッチング周波数（FSW）を負荷変調するために、当業者によって他の多様なアナログ回路が適用され得る。例えば、FC220-aの回路の他の実施例において、電圧制御された電流ソースが回路で交換され（すなわちILM=0）、出力電圧OUTに従って電圧VCCを変調し得る（例えばコンデンサCF1を充填するのに必要な時間tOFFMINを動的に減少させるために、OUTが増加するとVCCを増加させる）。図２ＢのFC220-aは、出力電圧（OUT）から光遮断されているが、FMSOPのいくつかの実施例において、遮断は不要であり（例えば、図４Ａと４Ｂを参照）、又は（磁気遮断のような）他の遮断方法が使用され得る。
【００３９】
図２Ｃは、臨界伝導モード（例えば大負荷の間）と負荷変調された不連続伝導モード（小負荷の間）で動作する図２ＡのFMSOP200における電流と電圧を描いたタイミング図である。大負荷の状態（例えばOFF時間の後の“不感時間”tOFFLLの欠如を示す臨界電流モード）から、小負荷の状態（すなわち実質的な不感時間tD1がある）への転移は、一般的に突然ではない（すなわち、図２Ｃに描く程突然ではない）。図２Ｃは、並行した比較のために、小負荷の動作状態（例えば強い不連続電流モード）に隣接して大負荷の動作状態（臨界電流モード）を描いている。臨界電流モード（例えば中負荷といくつかの大負荷の状態の間）において、FMSOP200は、図１ＡのSOP100のSOPの方法と同じSOPの方法で動作し、スイッチング周波数FSWは、フライバックのフィードバック信号（例えばVAUX）によって規定される。
【００４０】
負荷が減少すると、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）は、結果として生じるOFF時間（例えばtOFFSL1）がtAUXより（少し）長くなる時点に到達する。この負荷点において、及びそれを超えて、それぞれのON時間（例えばtONSL1とtONSL2）は、実際の最小のtONMINの近く、それに近づく、又はそれに固定され、若しくはその辺りであると期待される。負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）がtAUXより大きい場合は、次のON時間（例えばtONSL2）の前に、実際のOFF時間（例えばtOFFSL1）内に“不感時間”の期間（例えばtD1）が存在する。負荷が更に減少すると（すなわちゼロの負荷に近づく）、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）が増加し、その結果、OFF時間内の“不感時間”が増加し、スイッチング周波数FSWが減少する。負荷がゼロに近づくと、スイッチング周波数FSW（すなわちFSW=1/(tONMIN+tOFFMIN)）は、FSWが事前に定められ得る最小のスイッチング周波数FSWMINに到達するまで減少する。
【００４１】
図２Ｄは、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の出力の負荷の関数として、ON時間（tON）とOFF時間（tOFF）を描いたグラフである。図２Ｄに示す通り、臨界電流モードの動作（例えば中及び大負荷の状態のもとでのフライバック動作）の間の電源スイッチ（図２ＡのSW1）のOFF時間（tOFF）は、以前に定められた通り、tAUXによって規定され、実質的にそれに等しい（すなわちtOFF=tAUX）。図２Ｄで更に示される通り、（例えば小負荷の状態のもとでの）負荷変調されたDCM動作（LM-DCM）の間の電源スイッチ（図２ＡのSW1）のOFF時間（tOFF）は、以前に定められた通り、負荷変調された最小のOFF時間tOFFMINによって規定され、実質的にそれに等しい（すなわちtOFFSL=tOFFMIN）。臨界電流モードとDCM動作との間の転移点は、負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）がtAUXに等しくなる時点である。当業者によって、負荷の関数としてのtOFFMINの値を変更することにより、例えば図２ＢのFC220-aのR9とR10の間の抵抗値の抵抗の割合を変化することによって、及び他の多様な調整と変更によって、この転移点は（負荷の軸に従って）上又は下に変動され得る。スイッチング周波数FSWは、各周期のON時間とOFF時間の関数であるため（すなわちFSW=1/(tON+tOFF)）、スイッチング周波数FSWと電力消費（P）は、小負荷のもとでLM-DCM動作の負荷の減少とともに一般的に減少する。FMSOP200の負荷サイクル（QFM）は、ON時間にその後のOFF時間を加えた合計に対するON時間の割合として計算される（すなわちQFM=“ON時間”/(“ON時間”+“OFF時間”)）。従って、“ON時間”が実際の最小値tONMINに固定されていても、小負荷の状態のもとで、FMSOP200の負荷サイクル（QFM）は、負荷が減少すると一般的に減少する。
【００４２】
図２Ｅは、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の中負荷と小負荷の状態の下での負荷（RLOADEQによって示される負荷）に対するスイッチング周波数（FSW）の一般的な関係を描いたグラフである。グラフ（図２Ｅ）は縮尺どおりに描かれておらず、対数のRLOADEQ軸に沿った各座標軸の倍率“x”は、FMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）のトポロジーに従って行われる特定の電源の計画された電力定格に依存する。図２Ｄとともに図２Ｅに示される通り、FMSOPは、スイッチング周波数（FSW）のOFF時間の要素が負荷変調された最小のOFF時間（tOFFMIN）を超える時点まで負荷が減少すると、一般的に増加するスイッチング周波数（FSW）で、臨界伝導モードで動作し、負荷が更に減少するとFSWは減少する。小負荷の状態のもとでのFMSOP（例えば図２Ａの200、図３の300、又は図４Ａの400）の動作は、出力電圧OUTを適切なレベルに維持しながら、電力（P）の消費を最小化し、スイッチング損失を最小化する。
【００４３】
図３は、本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第２の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。FMSOP300において、入力電流の誘電コイルと出力電流の誘電コイルが２つの別のコイルではなく、同じコイル（L1）であることを除いては、図３のFMSOP300は、図２のFMSOP200と同じ方法で一般的に動作する。従って、臨界伝導モードで動作する間に、入力電流の誘電原の電流（I1）はピーク値（例えばITH）まで上がり（ON時間）、ゼロに下がり（OFF時間）、次に再び即座に上がり始める（ON時間）。入力電流（I1）が上がる間に、入出力電流の誘電コイルL1は電源VINから“充電”（すなわちエネルギーを保存）している。入力電流（I1）が下がる間に、スイッチSW1は開いており、入出力電流の誘電コイルL1が、ダイオードD1を通じてコンデンサC1の中で及び負荷を通じて、エネルギーと電流を“放電”する。
【００４４】
電源スイッチ（SW1）が閉じると（ON時間の始まり）、電圧V1（すなわちV1は電圧VINとほぼ等しい）がコイルL1を通じてアサートされ、閾値の電流の大きさITHに達するまで（すなわちSW1がONであり、I1<=ITHである間に、I1=ION）、スイッチSW1を通じて電流I1が電流IONとして（以前の周期の終わりのゼロから）上がる。このON時間（tON）の間に、（補助的な二次コイルL3と共有する）入出力電流の誘電コイルL1のコア（例えばTCORE）で磁界が生じる。電源スイッチSW1が開くと、OFF時間（tOFF）が始まり、磁界が減衰し、レンツの法則に従って、入出力電流の有電源（L1）を通じて電圧V1が極性を逆にし、（例えばダイオードD1を通じてコンデンサC1の中での）最小の抵抗の経路を通じた電流I1の流れを維持するために必要な電圧の大きさに到達する（例えば電圧V1+VINの合計がOUTより大きくなる）。この場合、（図２ＡのFMSOP200にL2が存在したような）最小の抵抗の経路を提供する二次巻線が存在せず、電流（I1）は、その流れを継続し、（例えばダイオードD1を通じ、コンデンサC1の中で、負荷を通じた電流IOFFとして）その減少を始めるいくつかの方法を見つけなければならない。
【００４５】
スイッチ・ドライバ（例えば210）の中の又はそれに関連付けられたゼロ電流検出器は、磁気的に接続された補助コイル（例えば補助的な巻線L3）を通じた補助的な電圧VAUXを監視することによって、出力電流の誘電コイル（L1）を通じて、電流I1のゼロ電流の状態を間接的に検知し得る。非常に小さい（すなわち無視し得る）量の入力エネルギーが、補助的な出漁電流（IAUX）として出力され、スイッチ駆動回路（例えば210）の中の、又はそれに動作可能につなげられた検知回路を通じて浪費される。図３のFMSOP（300）は、図２ＡのFMSOP（200）のための図２Ｄと２Ｅで描かれたものと同じ負荷変調されたタイミング（例えばtOFFMIN）及びスイッチング周波数（FSW）の特徴を有し得る。
【００４６】
図４Ａは、本発明の他の実施例を描いたブロック図であり、FMSOP（400）における小負荷のOFF時間（tOFFSL）の負荷変調が、スイッチ・ドライバ410の回路に含まれる電圧制御されたパルス生成器（VCPG）で実行される。図４ＡのFMSOP（400）は、図２Ａに示す第１の一般的なトポロジーに従って、又は図３に示す第２の一般的なトポロジーに従って構成され得る。従って、FMSOP（400）の入力電流の誘電コイル（L1）は、（図２ＡのFMSOP200のように）別の出力電流の誘電コイルに磁気的につなげられる場合があり、又は（図３のFMSOP300のように）出力電流の誘電コイルと同じコイルである場合がある。変圧器のコア（TCORE）を通じて出力電流の誘電コイルに磁気的につなげられた補助コイル（L3）は、フライバック信号（出力電流の誘電コイルでのゼロ電流の状態を示す信号）を提供し、臨界電流モードの動作に対応する。
【００４７】
FMSOP（400）は、モトローラのMC33368のコントローラ・チップの改良である可能性のある（フライバックの）スイッチ・ドライバ（410）を有する。この実施例において、スイッチ・ドライバ410の回路の外部の周波数コントローラ（420）は、出力電圧（OUT）と接地との間に接続された２つの抵抗（RD1とRD2）からなる分圧器として単に実施され得る。分圧器の出力線（441）は、スイッチ・ドライバ410の回路のフィードバック（FB）・ピンに接続される。スイッチ・ドライバ410のFBピンはまた、従来技術の図１Ｃの乗算器（134）と出力の過電圧（132）の回路を制御するために用いられ得る。本発明の多様な実施例において、本発明のスイッチング周波数変調回路によって、出力電圧（OUT）が継続的に監視され、規定され得るため、従来技術のスイッチ・ドライバ（図１Ｃの110）に存在する出力の過電圧の回路（132）は必要ない場合があり、除外される場合がある（例えば図４Ｂのスイッチ・ドライバ410を参照）。
【００４８】
図４Ｂは、図４ＡのFMSOP400の（フライバックの）スイッチ・ドライバ（410）の内部機能を描いたブロック図である。スイッチドライバ（410）は、図２ＡのモトローラのMC33368に基づくスイッチ・ドライバ210の改良として、単一のチップに作られ得る。電圧制御されたパルス生成器（VCPG416）は、幅tOFFMINを有するパルス幅変調された（PWM）負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）を出力する。VCPG（416）は、分圧機（図４ＡのRD1とRD2参照）を通じて出力電圧OUTを監視することによって、負荷を監視し、小負荷の状態のもとで負荷を減少するとともに一般的に増加する幅（tOFFMIN）を有する負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）を出力する。（例えば電圧OUTで）FMSOPからの電流の出力の大きさを監視することによって、負荷がまた監視されうる。負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、図１Ｃの駆動回路（110）の結合論理ゲート（112）への周波数クランプ回路（116）の出力と同じ形式（例えば同じ活性化電圧や、同じ形状や、上昇／降下時間等）である場合がある。
【００４９】
このように生成された幅tOFFMINの負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、スイッチ・ドライバ（例えば410）の出力の活性化を抑制するために（すなわち電源スイッチSW1をONにすることを抑制し、それによって次のON時間の開始を抑制するために）、結合論理ゲート（例えば112）に直接入力され得る。VCPG（416）を有するスイッチ・ドライバ410は、本発明の方法を実行するために、図２Ａのスイッチ・ドライバより少ない外部の構成要素を必要とする。VCPG（416）によって出力された負荷変調されたOFFMINパルス（POFFM IN）は、（スイッチ・ドライバ410の出力がアクティブ・ハイ（active High）であるかアクティブ・ロー（active Low）であるかに応じて）アクティブ・ハイ（active High）又はアクティブ・ロー（active Low）である場合があり、それが次のON時間の開始を抑制する幅tOFFMINの信号を出力している間に、“抑制”していると考えられる。
【００５０】
他の実施例において、幅tOFFMINを有する負荷変調されたパルス（POFFMIN）は、負荷を監視するアナログ・デジタル変換器（ADC）に動作可能に接続された（例えばピンで直接接続され、又は参照テーブルを通じて、若しくはマイクロプロセッサを通じて等）従来技術のデジタル制御されたプログラム可能パルス生成器（PPG）の回路（例えばニュージャージー州のクリフトン（Clifton）のデータ・ディレイ・デバイス社（data delay device inc.）で製造されたTTL-interfaced 8-bit PPG model PPG83F）で生成され得る。ADCは、例えば分圧器（例えば図４Ａの分圧器RD1とRD2を参照）を通じて出力電圧OUTを検知することによって、負荷を検知するように構成され得る。このように生成された幅tOFFMINの負荷変調されたOFFMINパルス（POFFMIN）は、スイッチ・ドライバ（例えば410）の出力の活性化を抑制するため（すなわち電源スイッチSW1をONにすることを抑制し、それによって次のON時間の開始を抑制するため）、結合論理ゲート（例えば図４Ｂの112）に直接入力され得る。
【００５１】
他の選択的な実施例において、電圧制御されたパルス生成器（例えば図４ＢのVCPG）、又はデジタル制御されたプログラム可能パルス生成器（PPG）のいずれかが、結合論理ゲート（112）の出力（すなわちゲート112への入力としてではない）と、バッファ114との間で、選択的に起動された遅延ブロックを実施するように構成されることによって、次のON時間の開始を遅延させるために用いられ得る。遅延ブロックはバッファ114に付随し、又はバッファ114に含まれ、それ故に結合論理ゲート112と電源スイッチSW1との間に接続され得る。電圧制御された遅延ブロックは、上昇する（又は下降する）エッジ信号（すなわちON時間の開始を引き起こす信号）を遅延なく通過するが、tOFF=tAUX+tOFFDELAYのように減少する負荷とともに増加する時間の量（tOFFDELAY）だけ、下降する（又は上昇する）エッジ信号（すなわちOFF時間の開始を引き起こす信号）を遅延させる。遅延時間tOFFDEAYは、“不感時間”に等しい。従って、臨界電流モードの動作が望ましい場合には、tOFFDELAY=0である。遅延ブロックは、結合論理ゲート（例えば結合論理ゲート112の出力でのNANDゲート又はANDゲート等）の等価の機能を有し、遅延ブロックの入力で“ON”電圧信号が現れるとすぐに、及びその間、“ON”電圧信号を通過するが、遅延tOFFDELAYの抑制信号が遅延ブロックでアサートされることを中止するまで、“OFF”電圧信号の伝搬を抑圧する。前述の通り、この構成（カスケードされた結合論理ゲート）は、実質的な形態において、それぞれの元の入力（例えばフリップフロップ418からのQとVCPG又はPPGからのパルスPOFFMIN）を備えた結合論理ゲート（112）と機能的に等価である同等の結合論理ゲートを提供する。
【００５２】
本発明の多様な特定の実施例が開示されたが、本発明の教示で特定の改良ができることを、当業者はわかるであろう。従って、請求の範囲は、本発明の真の範囲と内容を判断するために考慮されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１Ａ】従来技術の自励振動（すなわちフライバック）スイッチング電源（SOP）の一般的なトポロジーを描いた回路図である。
【図１Ｂ】臨界伝導モードで動作する図１ＡのSOPにおける電流と電圧を描いたタイミング図である。
【図１Ｃ】図１Ａの自励振動スイッチング電源（SOP）のフライバック・ドライバの内部機能を描いたブロック図である。
【図１Ｄ】図１ＡのSOPの中負荷と小負荷の状態の間の、スイッチング周波数（FSW）と負荷との一般的な関係を描いたグラフである。
【図２Ａ】本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第１の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。
【図２Ｂ】図２ＡのFMSOPのスイッチング周波数を変調するのに適した光学の分離を備えたスイッチング周波数変調回路を描いた回路図である。
【図２Ｃ】臨界伝導モードと負荷変調された不連続伝導モードで動作する図２ＡのFMSOPにおける電流と電圧を描いたタイミング図である。
【図２Ｄ】図２Ａの出力の負荷の関数として、ON時間とOFF時間を描いたグラフである。
【図２Ｅ】図２ＡのFMSOPの中負荷と小負荷の状態の間の、スイッチング周波数（FSW）と負荷との一般的な関係を描いたグラフである。
【図３】本発明の実施例による、周波数変調された自励振動スイッチング電源（FMSOP）の第２の一般的なトポロジーを描いたブロック図である。
【図４Ａ】本発明の実施例による、スイッチ・ドライバ410回路に含まれる電圧制御パルス生成器（VCPG）で小負荷のスイッチング周波数を調整するFMSOPを描いたブロック図である。
【図４Ｂ】図４ＡのFMSOPのスイッチ・ドライバの内部機能を描いたブロック図である。
Claims (14)
- 動的に可変の負荷に供給電流を供給する出力電圧を有するスイッチング電源であって、
入力電源と電源スイッチに直列に接続された入力電流の誘電コイルと、
出力電流に少なくとも前記出力電圧を出力する出力電流の誘電コイルと、
前記出力電流がゼロになると、活性化される検出器の出力を有するゼロ電流検出器と、
前記電源スイッチを開閉するスイッチ駆動回路と
を有し、
前記スイッチ駆動回路は、
活性化した検出器の出力をラッチするのに適したフリップフロップであって、前記検出器の出力に接続された第１のフリップフロップの入力を有し、フリップフロップの出力を有し、前記フリップフロップの出力が前記活性化した検出器の出力がラッチされる間に活性化するフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力に接続された第１の論理ゲートの入力と、第２の論理ゲートの入力と、論理ゲートの出力とを有する結合論理ゲートであって、前記フリップフロップの出力が活性化され、第２の論理ゲートの入力が抑制されていない場合に、前記論理ゲートの出力が活性化され、前記論理ゲートの出力が活性化されている間に電源スイッチが閉じられる結合論理ゲートと、
前記動的に可変の負荷に対応する動的に可変の負荷変調されたパルス幅を有するOFFパルスを出力するパルス生成器の出力を有するパルス生成器であって、前記パルス生成器の出力が第２の論理ゲートの入力に接続され、前記負荷変調されたOFFパルスの前記パルス幅の間に、前記第２の論理ゲートを抑制するパルス生成器と
を有するスイッチング電源。 - 請求項１に記載のスイッチング電源であって、
前記入力電流の誘電コイルと前記出力電流の誘電コイルが同じコイルであるスイッチング電源。 - 請求項２に記載のスイッチング電源であって、
変圧器のコアを更に有し、
前記出力電流の誘電コイルと、前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検知する補助コイルとが、前記変圧器のコアの周りに巻かれるスイッチング電源。 - 請求項３に記載のスイッチング電源であって、
前記補助コイルと前記ゼロ電流の検出器が動作可能に接続されるスイッチング電源。 - 請求項３に記載のスイッチング電源であって、
前記補助コイルが前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検知したときに、前記ゼロ電流の検出器が活性化されるスイッチング電源。 - 請求項１に記載のスイッチング電源であって、
前記入力電流の誘電コイルと前記出力電流の誘電コイルが共に磁気的につなげられた別のコイルであるスイッチング電源。 - 請求項６に記載のスイッチング電源であって、
前記入力電流の誘電コイルが変圧器の一次巻線であり、
前記出力電流の誘電コイルが前記変圧器の二次巻線であるスイッチング電源。 - 請求項７に記載のスイッチング電源であって、
前記変圧器が、前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検知する補助コイルを更に有するスイッチング電源。 - 請求項８に記載のスイッチング電源であって、
前記補助コイルが前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検知したときに、前記ゼロ電流の検出器が活性化されるスイッチング電源。 - 動的に可変の負荷を通じて負荷電流を供給するために適したスイッチング電源を動作する方法であって、
前記電源が第１の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、不連続電流モード（DCM）で前記電源を動作し、前記負荷電流が前記第１の負荷電流の大きさから減少すると、前記電源がDCMで動作する範囲を増加させることと、
前記電源が前記第１の負荷電流の大きさより大きい第２の負荷電流の大きさを有する負荷電流を供給している間に、臨界電流モードで前記電源を動作することと
を有する方法。 - 請求項１０に記載の方法であって、
前記電圧の前記出力電圧を測定することによって、前記負荷電流の前記大きさを判断することを更に有し、
臨界電流モードで前記電源を動作することが、自励振動モードの動作で前記電源を動作することを有する方法。 - 請求項１０に記載の方法であって、
小負荷の状態のもとで不連続電流モード（DCM）で前記電源を動作することが、電源スイッチのON時間の開始を遅延させるのに適した結合論理ゲートを有するスイッチ駆動回路を提供することを有し、
前記負荷が減少すると前記電源がDCMで動作する範囲を増加させることが、前記負荷が減少すると増加する幅を有するパルスで変調されたパルス幅を生成することを有し、
前記パルスが前記結合論理ゲートに入力される方法。 - 請求項１０に記載の方法であって、
臨界電流モードで前記電源を動作することが、前記電源の出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検出することを有する方法。 - 請求項１３に記載の方法であって、
前記電源の前記出力電流の誘電コイルでゼロ電流の状態を検出することが、前記電源の補助コイルに前記電源の前記出力電流の誘電コイルを磁気的につなげることを有する方法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/IB2002/004360 WO2003036782A2 (en) | 2001-10-23 | 2002-10-17 | Frequency modulated self-oscillating switching power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005506827A true JP2005506827A (ja) | 2005-03-03 |
Family
ID=34362296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003539153A Withdrawn JP2005506827A (ja) | 2002-10-17 | 2002-10-17 | 周波数変調された自励振動スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2005506827A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101285010B1 (ko) * | 2006-02-09 | 2013-07-10 | 리니어 테크놀러지 코포레이션 | 포토플래시 충전기의 입력 전류를 감소시키는 시스템 및방법 |
| KR101302258B1 (ko) | 2011-07-28 | 2013-09-02 | 파워 인티그레이션즈, 인크. | 전력 공급 제어 회로를 위한 가변 주파수 타이밍 회로 |
| KR101366970B1 (ko) * | 2011-07-28 | 2014-02-24 | 파워 인티그레이션즈, 인크. | 집적 회로 컨트롤러, 스위칭 전력 공급기, 및 전력 공급기의 출력을 조절하기 위한 방법 |
| KR101471133B1 (ko) * | 2008-01-31 | 2014-12-09 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 공진형 컨버터 |
-
2002
- 2002-10-17 JP JP2003539153A patent/JP2005506827A/ja not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR101471133B1 (ko) * | 2008-01-31 | 2014-12-09 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 공진형 컨버터 |
| KR101302258B1 (ko) | 2011-07-28 | 2013-09-02 | 파워 인티그레이션즈, 인크. | 전력 공급 제어 회로를 위한 가변 주파수 타이밍 회로 |
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|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051013 |
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| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20061012 |