TW201320563A - 用於電源控制電路之變頻計時電路 - Google Patents

用於電源控制電路之變頻計時電路 Download PDF

Info

Publication number
TW201320563A
TW201320563A TW101127111A TW101127111A TW201320563A TW 201320563 A TW201320563 A TW 201320563A TW 101127111 A TW101127111 A TW 101127111A TW 101127111 A TW101127111 A TW 101127111A TW 201320563 A TW201320563 A TW 201320563A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
time
switching
timing
switch
current
Prior art date
Application number
TW101127111A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI466419B (zh
Inventor
Stefan Baeurle
Guangchao Darson Zhang
Arthur B Odell
Edward Deng
Original Assignee
Power Integrations Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Power Integrations Inc filed Critical Power Integrations Inc
Publication of TW201320563A publication Critical patent/TW201320563A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI466419B publication Critical patent/TWI466419B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明揭露一個實例積體電路控制器，其係包括脈衝寬度調制（PWM）電路以及計時電路。PWM電路控制一切換器，以因應流經該切換器的切換電流與因應具有切換週期的時脈訊號來調節電源的輸出。該計時電路提供該時脈訊號並且包括一計時電容器，在此該時脈訊號的切換週期等於該計時電容器充電到上參考電壓的充電時間加上計時電容器放電到下參考電壓的放電時間。假如該切換器的開啟時間大於或等於臨界時間的話，藉由減少將計時電容器充電的速率以增加該時脈訊號之切換週期，該計時電路會增加該計時電容器的充電時間。

Description

用於電源控制電路之變頻計時電路
本發明一般係關於電源，且更特別地，本發明係關於用於切換模式電源的控制器。
本申請案係關於申請中的美國申請案第##/###,###號，代理人案號5510P210，標題為〝電源控制器的切換變頻與週期〞，同此於相同日期提出申請。
電子裝置使用電力來操作。切換模式電源通常可由於它們的高效率、小尺寸與低重量來使用，以供電給許多今日的電子設備。習知的牆壁插座提供高電壓交流電。在切換電源中，高電壓交流電(ac)輸入會被轉換，以提供適當調整的直流電(dc)輸出經過能量轉換元件。當操作時，藉由在切換模式電源中改變工作循環(基礎上為切換器開啟時間對總切換週期的比率)、改變切換頻率或者改變該切換器每一單位時間的脈衝數目，切換器可被利用來提供該希望輸出。
該切換模式電源同樣包括一控制器，其係通常藉由感應與控制在密閉迴路中的輸出來提供輸出調節。該控制器可接收代表該輸出的反饋訊號，且該控制器因應該反饋訊號來改變一或更多參數，以將該輸出調節到希望的數量。種種控制模式可被應用。一種控制模式已知為脈衝寬度調制(PWM)峰值電流模式控制。在PWM峰 值電流模式控制中，切換器仍然開啟，直到在切換器中的電流達到電流極限為止。一旦達到電流極限，控制器會將切換器關閉，以用於剩下的切換週期。一般而言，更高的電流極限會造成該切換器更長的開啟時間以及更大的工作循環。不過，就以具有大工作比(基礎上用於大於50%的工作比)之連續傳導模式(CCM)來操作的控制器而言，小失誤訊號微擾會造成次諧波振盪發生。
本發明揭露一個實例積體電路控制器，其係包括脈衝寬度調制(PWM)電路以及計時電路。PWM電路控制一切換器，以因應流經該切換器的切換電流與因應具有切換週期的時脈訊號來調節電源的輸出。該計時電路提供該時脈訊號並且包括一計時電容器，在此該時脈訊號的切換週期等於該計時電容器充電到上參考電壓的充電時間加上計時電容器放電到下參考電壓的放電時間。假如該切換器的開啟時間大於或等於臨界時間的話，藉由減少將計時電容器充電的速率以增加該時脈訊號之切換週期，該計時電路會增加該計時電容器的充電時間。
在此說明具有可變切換頻率與週期之控制器的實 施例。在以下說明中，種種特定細節會被陳述以提供對該等實施例的徹底理解。不過，熟諳該相關技藝者將承認，在此所說明的技術可在不具有一或更多特定細節、或者以其他方法、組件、材料等等來實施。在其他情形中，知名的結構、材料、或操作不會被詳細顯示或說明，以避免混淆特定態樣。
在整個此說明書中，對〝一個實施例〞、〝一實施例〞、〝一個實例〞、或〝一實例〞的參考意味著結合該實施例或實例來說明的特定特徵、結構或特色，會被包括在本發明的至少一個實施例中。因此，在整個此說明書之種種地方中，片語〝在一個實施例中〞、〝在一實施例中〞、〝一個實例〞、或〝一實例〞的出現不一定全部意指相同實施例或實例。更者，在一或更多實施例或實例中，特定特徵、結構或特色可被合併在任何適當的組合與/或次組合中。此外，令人理解的是，對一般熟諳該技藝者而言，同此所提供的圖式係為了解釋之目的，且該等圖式不一定按比率繪製。
種種控制模式可被應用來調節電源之輸出。一種控制模式已知為脈衝寬度調制(PWM)電流模式控制。在PWM電流模式控制中，切換器仍會開啟，直到在切換器中的電流能夠達到電流極限或者最大工作循環已經達到為止。在一個實施例中，電流極限係為該切換器的峰值電流。一旦達到電流極限的話，控制器則會將切換器關閉，以用於剩下的切換週期。一般而言，更高的 電流極限會導致該切換器更長的開啟時間以及更大的工作比。不過，就以具有大工作比(基礎上就大於50%之工作比)之連續傳導模式(CCM)來操作的控制器而言，小失誤訊號微擾會造成次諧波振盪發生。特別地，就習知PWM電流模式控制而言，次諧波振盪會發生，在此切換頻率(以及因此切換週期Ts)不會改變。
避免次諧波振盪的典型方法包括以工作比來改變電流極限。在此一情形中，電流極限不會被固定，且隨著工作比增加，電流極限係為一線性減少斜坡。這基礎上已知為斜率補償。不過，應用斜率補償會有缺點。例如，在連續傳導模式(CCM)中，輸出功率會與該切換器的峰值電流成比例，且隨著該電流極限線性減少，峰值電流會減少。結果，輸出功率會減少，以用於高工作比。斜率補償亦可侵蝕PWM電流模式控制的迴路帶寬與相位餘裕優勢。為了抵銷輸出功率之減少，電流極限可整體地增加。不過，電源組件，譬如切換器、變壓器、箝位電路、與輸出整流器，其係將必須被評估，以用於更高的電流值。此方法具有它的缺點，因為一組件額定電流越高，基礎上意味著該組件尺寸的增加。結果，應用電流極限斜率補償將會導致尺寸與輸出功率之間的異動。
由於習知PWM峰值電流模式控制，在此該切換頻率不會受到控制器改變，次諧波振盪則可當呈連續傳導模式時以高工作比發生。由於次諧波振盪，該切換器的 關閉時間則大幅地從一切換週期改變到下一個，以在輸出電壓上產生大波動。次諧波振盪亦可減少電源的最大輸出功率能力。因此，當次諧波振盪發生時，藉由在一些臨界時間tc以後改變切換頻率(以及因此切換週期Ts)，本發明實施例可減少在關閉時間中維持次諧波振動與合成大變化的可能性。在一個實施例中，總切換週期Ts會隨著在開啟時間tON與臨界時間tc之間差的倍數而變。在進一步實施例中，該切換器的關閉時間tOFF隨著在開啟時間tON與臨界時間tc之間差的倍數而變。在一個實施例中，該倍數係為分數。在一個實例中，這會導致在連續切換循環上的實質固定關閉時間tOFF。藉由當開啟時間大於臨界時間tc時改變切換頻率，實質次諧波振盪的相似性會減少。將進一步討論地，本發明實施例包括改變計時電路電壓，以改變切換頻率。
首先參考圖1，其係顯示一實例切換模式電源100的圖式，其包括輸入VIN102、能量傳送元件T1 104、能量傳送元件T1 104的主要繞組106、能量傳送元件T1 104的次要繞組108、切換器S1 110、箝位電路112、整流器D1 114、輸出電容器C1 116、負載118、輸出量Uo、輸出電壓Vo、輸出電流Io、反饋電路120、控制器122、反饋訊號UFB124、電流感應輸入126、驅動訊號128以及切換電流ID130。在圖1所示之實例切換模式電源100的拓樸係為返馳調節器型，其係僅僅是可從本發明教理受益之切換模式電源拓樸的一個實例。要理 解的是，切換模式電源調節器的其他已知拓樸與架構亦可從本發明教理受益。
切換模式電源100將輸出功率從未調節的輸入VIN 102提供到負載118。在一個實施例中，輸入VIN 102係為一整流與過濾的交流線電壓。在另一實施例中，輸入電壓VIN 102係為直流輸入電壓。輸入VIN 102係被連結到能量傳送元件T1 104。在本發明的一些實施例中，能量傳送元件T1 104係為一連結電感器。在本發明的一些其他實施例中，能量傳送元件T1 104係為一變壓器。在圖1的實例中，能量傳送元件T1 104包括兩繞組，主要繞組106與次要繞組108。Np與Ns各別為主要繞組106與次要繞組108的匝圈數目。主要繞組106進一步連結到主動切換器S1 110，其係隨後可進一步連結到輸入迴路111。此外，箝位電路112可被連結經過能量傳送元件T1 104的主要繞組106。能量傳送元件T1 104的次要繞組108可被連結到整流器D1 114。在圖1所示的實例中，整流器D1 114係被例證當作二極體，且次要繞組108會被連結到該二極體的陽極端。不過，在一些實施例中，整流器D1 114係為使用當作同步整流器的電晶體。該輸出電容器C1 116與負載118兩者會被連結到整流器D1 114。在圖1的實例中，整流器D1 114可以二極體當作例證，且輸出電容器C1 116與負載118兩者會被連結到二極體的陰極端。一輸出可被提供到負載118，並且可以輸出電壓Vo、輸出電流Io 或該兩者之組合來提供。
此外，切換模式電源100進一步包含將以輸出量Uo當作例證之該輸出調節的電路。一般而言，輸出量Uo係為輸出電壓Vo、輸出電流Io或兩者之組合。反饋電路120會被連結以感應該輸出量Uo。在一個實施例中，反饋電路120會從電源100的輸出感應該輸出量Uo。在另一個實施例中，反饋電路120會從能量傳送元件T1104的額外繞組感應該輸出量。控制器122進一步可連結到該反饋電路120並且包含數個端點。在一個端點上，控制器122可從反饋電路120接收反饋訊號UFB124。控制器122進一步包括電流感應輸入126與驅動訊號128的端點。電流感應輸入126會感應切換器S1 110中的切換電流ID130。此外，控制器122提供驅動訊號128到切換器S1 110，以控制種種切換參數。此些參數的實例包括切換器S1 110的切換頻率、切換週期、工作循環、或各別開啟與關閉時間。
在操作時，圖1的切換模式電源100從沒被調整的輸入VIN102提供輸出功率到負載118，譬如沒被調整的輸入電壓。切換模式電源110應用該能量傳送元件T1 104，以將來自輸入VIN102的電壓傳送於主要106與次要108繞組之間。箝位電路112被連結到能量傳送元件T1 104的主要繞組106，以限制在切換器S1 110上的最大電壓。在一個實施例中，箝住電路112限制在切換器S1 110上的最大電壓。切換器S1 110因應從控制器122 收到的驅動訊號128來開啟與關閉。在一些實施例中，切換器S1 110係為一電晶體且控制器122包括積體電路與/或分開的電性組件。在一個實施例中，控制器122與切換器S1 110會被一起包括在單一積體電路132內。在一個實例中，積體電路132係為整塊積體電路。在另一實例中，積體電路132係為混合積體電路。
當操作時，切換器S1 110的切換會產生脈動電流在整流器D1 114上。在整流器D1 114中的電流可藉由輸出電容器C1 116過濾，以產生實質固定的輸出電壓Vo、輸出電流Io或該兩者之組合於負載118上。
反饋電路120感應輸出量Uo，以將反饋訊號UFB124提供給控制器122。在圖1的實例中，控制器122同樣接收電流感應輸入126，該電流感應輸入分程傳遞在切換器S1 110中的感應電流ID 130。切換電流ID 130可以許多方式感應譬如例如當電晶體傳導時之經過分開電阻器的電壓或者經過該電晶體的電壓。
控制器122會輸出驅動訊號128，以因應種種系統輸入來操作切換器S1 110，以實質調節該輸出量Uo於該希望值。由於反饋電路120與控制器122的使用，切換模式電源100的輸出係在密閉迴路中被調節。此外，控制器122包括計時電路(在以下有更詳細地討論)，該計時電路定義具有切換週期Ts與切換頻率fs之切換器S1 110的切換循環，在此Ts=1/fs。
在本發明的一個實施例中，控制器122可應用控制 計畫，當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，該控制計畫會改變切換頻率fs。在進一步實施例中，當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，控制器122會減少切換頻率fs(或者換句話說，延長該切換週期Ts)。就固定負載而言，當開啟時間小於臨界時間時，控制器122的切換週期(與切換頻率)係為固定週期，且當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，控制器122會改變切換週期(或者切換頻率)。
如以上所述，切換週期Ts可隨著在開啟時間tON與臨界時間tc之間差的幾倍而變。在一些實施例中，該倍數係為小於1的值。藉由當切換器具有比臨界時間tc更長之開啟時間tON時來改變切換頻率fs，其係對應大工作比，次斜坡振盪可被避免。根據本發明的一個實施例，藉由因應切換器S1 110的開啟時間tON來調制切換器S1 110的切換頻率fs(與切換週期Ts)，可避免次諧波振盪。誠如進一步所討論的，當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，被包括在控制器中的計時電路會改變為交替充電模式。一旦切換器S1 110關閉的話，計時電路會恢復成正常充電模式。藉由在交替充電模式內選擇計時電路電容器的充電速率，可避免次諧波振盪。
種種傳導模式的切換電流係被顯示於圖2A中。圖1之電源供應100之實例切換電流波型的圖式會被顯 示，其係包括切換週期Ts204、切換開啟時間tON206、切換關閉時間tOFF208、梯形形狀210與三角形形狀212。圖2A顯示在連續傳導模式(CCM)與不連續傳導模式(DCM)兩者中隨著時間之切換電流ID202的一般波型。
在任何切換週期Ts204內，切換S1 110可應來自控制器122的驅動訊號128來傳導，以調節輸出Uo。切換週期Ts 204可分成兩段時間：切換開啟時間tON 206與切換關閉時間tOFF 208。切換開啟時間tON 206表示切換器S1 110傳導之切換週期Ts202部分。切換關閉時間tOFF 206表示當切換器S1 110沒傳導時之切換週期Ts202的剩餘部分。圖2A的電流波型顯示兩基礎操作模式。梯形形狀210係為連續傳導模式(CCM)的特徵，然而三角形形狀212係為不連續傳導模式(DCM)的特徵。在CCM期間內，切換電流ID 202在切換開啟時間tON 206開始以後實質立刻為非零，並且於整個切換開啟時間tON 208穩定地增加。在DCM，切換電流ID 202在切換開啟時間tON 206開始以後實質立刻為零，並且於整個切換開啟時間tON 206穩定地增加。在切換關閉時間tOFF204內，切換電流ID 202實質為零，以用於CCM與DCM兩者。
當習知控制器應用PWM電流模式控制並且以大於或等於50%之工作比呈CCM操作時，次諧波振盪通常會發生。圖2B顯示當切換器S1 110之PWM電流模式 控制被使用來調節輸出量Uo時，圖1切換電流ID關於時間之一般波型。圖2B顯示切換電流ID 214、切換週期Ts216、切換開啟時間tON 218、切換關閉時間tOFF220、與電流極限ILIM222。在圖2B的實例中，控制器122係呈CCM操作。
切換器S1 110係在每一切換週期Ts216開始時實施。切換器S1 110實施，直到切換電流ID 214達到電流極限ILIM222為止。在一個實例中，在固定切換週期Ts216上電流極限ILIM222的控制(另外被認為是固定切換頻率fs)會將切換電流ID 214的峰值維持在調節該輸出量Uo所必要的值上。一般而言，更高的電流極限ILIM222會造成更長的切換開啟時間tON 218。在本發明的一些實施例中，電流極限ILIM222同樣為峰值主要電流IPEAK。該調節可藉由被認為是固定頻率PWM電流模式控制、固定頻率PWM電流程式化控制、與/或峰值電流模式控制的PWM技術所完成。
不過，應該理解的是，用詞〝固定頻率控制〞不一定必須使切換器S1110的切換頻率fs維持不變。替代地，用詞〝固定頻率控制〞的使用僅僅表示，該切換器的切換頻率fs不會被使用當作控制變數，以調節該輸出量Uo。就固定頻率PWM電流模式控制的實例而言，電流極限ILIM222的值會被使用當作控制變數，以調節輸出量Uo。就種種實施例而言，改變切換頻率fs以避免次諧波振盪仍可沿著固定頻率控制模式來應用，其係 因為切換頻率fs不會被應用當作一控制變數，以調節該輸出量Uo。此外，電磁波干擾發射的頻率調制(同樣稱為頻率抖動)亦可以切換頻率的變化來應用，以避免次諧波振盪。
接著參考圖3，其係顯示應用改變該切換器之切換頻率fs與關閉時間tOFF之控制計畫之電源110之實例切換電流波型ID的圖，其包括切換電流ID302、切換週期Ts 304、306、308與310、基礎週期T0 312、臨界時間tc 314、第一電流極限ILIM1 316、第二電流極限ILIM2 318、第三電流極限ILIM3 320、與第四電流極限ILIM4 322。此外，每一切換週期Ts 304、306、308與310具有各別的開啟時間tON與關閉時間tOFF。如圖3所示，切換週期Ts 308與310同樣包括各別延長開啟時間tONX、基礎關閉時間tOFFB與延長週期TX324與326。
如以上關於圖2B所示，切換器S1 110在每一切換週期開始時實施，直到達到用於各別切換週期Ts的電流極限為止。圖3顯示以CCM操作並且應用電流模式控制的控制器122。如以上所述，較大的電流極限基本上會造成更長的開啟時間tON。一般而言，切換電流ID302如何快速地增加到電流極限，部分地取決於主要繞組106的輸入電壓VIN102與電感Lp。
在切換週期Ts 304內，切換電流ID302會增加，直到它達到第一電流極限ILIM1 316為止。如所示，在切換週期Ts 304內的開啟時間tON會小於臨界時間tc 314。 結果，該切換週期Ts 304與關閉時間tOFF不會被改變，且結果該切換週期Ts 304會被固定，以實質等於基礎週期T0 312。在一個實施例中，臨界時間tc 314實質等於基礎週期T0 312的一半，或者數學上：。臨界時間tc的值係為假如切換頻率沒有改變之下可發生次諧波振盪之時間中的點。
在切換週期Ts 306內，切換電流ID302會增加，直到它達到第二電流極限ILIM2 318為止。如所示，在切換週期Ts 306內的開啟時間tON會實質等於臨界時間tc 314，且切換週期Ts306與關閉時間tOFF不會改變。因此，切換週期Ts 306同樣會被固定，以實質等於基礎週期T0 312。當開啟時間tON實質小於或等於臨界時間tc 314，如在切換週期Ts304與306中所示，控制器122係呈正常操作模式，在此，切換週期Ts304與306係為固定切換週期。在一個實施例中，固定切換週期係為不會改變的切換週期，其係並且根據計時電路(例如，被包括在控制器122中的振盪器)的設定頻率而預先決定。
不過，在切換週期Ts308內，切換電流ID302會增加，直到它達到第三電流極限ILIM3 320為止。如所示，在切換週期Ts 308內的開啟時間tON會大於臨界時間tc 314。根據圖3的實施例，切換週期Ts 308會延長超過基礎週期T0312延長週期TX324。將進一步討論的是， 延長週期TX324的長度依據開啟時間tON延長超過臨界時間tc 314多長。換句話說，切換週期Ts308延長多少取決於在開啟時間tON與臨界時間tC314之間的差，同樣以在切換週期Ts308中的延長開啟時間tONX來顯示(tONX=tON-tc)。
在切換週期Ts310內，切換電流ID302會增加，直到它達到第四電流極限ILIM4 322為止。如所示，在切換週期Ts 310內的開啟時間tON會大於臨界時間tc 314與切換週期Ts310，且結果延長超過基礎週期T0312延長週期TX326。延長週期TX326的長度取決於在切換週期Ts310內的延長開啟時間tONX。
如切換週期308與310所示，切換週期Ts係以基礎週期T0312與延長週期TX的函數表示：Ts=T0+TX (1)
延長週期TX的長度取決於在各別切換週期Ts內的延長開啟時間tONX。如以上關於切換週期304與306所說明，當開啟時間tON會小於或等於臨界時間tc 314時，切換週期會被固定且實質等於基礎週期T0312。同樣地，延長週期TX324與326可被寫為：TX=k(tON-tc)=ktONX (2)
在此，k係為延長係數且0≦k。在一個實施例中，延長係數k係為一常數。在另一個實施例中，延長係數k不是常數(將被進一步討論)。應該理解的是，在該 切換週期Ts中的延長會造成切換頻率fs減少。在一個實施例中，延長係數k的值取決於控制器122的種種參數(譬如控制器122之計時電路的參數、延長開啟時間tONX、基礎週期T0、開啟時間tON、或工作比D)。藉由決定延長係數k的值，次諧波振盪可被避免。換句話說，藉由決定有多少延長開啟時間tONX影響切換週期Ts，可避免次諧波振盪。如方程式1與2所示，切換週期Ts可隨在開啟時間tON與臨界時間tc314之間差的倍數而變。
再者，關閉時間tOFF可從基礎關閉時間tOFFB變化，且變化數量同樣取決於在開啟時間tON與臨界時間tc314(tONX)之間的差。如所示，當開啟時間tON大於臨界時間tc314時，關閉時間tOFF可被表達為基礎關閉時間tOFF與延長週期TX的函數：tOFF=tOFFB+TX (3)
在此，基礎關閉時間tOFFB為基礎週期T0312與開啟時間tON之間的差：tOFFB=T0-tON。換句話說，假如根據實施例，切換週期Ts沒有延長超過基礎週期T0312的話，基礎關閉時間tOFFB代表關閉時間tOFF的值。應該注意的是，當開啟時間tON小於或等於臨界時間tc314時，關閉時間tOFF實質等於基礎關閉時間tOFFB。藉由將方程式(2)帶入方程式(3)，關閉時間可被表達為：tOFF=tOFFB+ktONX (4)
如方程式4所示，關閉時間tOFF可隨著在開啟時間tON與臨界時間tc314之間差的倍數而變。
再者，次諧波振盪同樣可藉由確保關閉時間tOFF大於或等於基礎週期T0與開啟時間tON所決定的極限來避免：
應用方程式(5)，切換週期Ts可被表達為：
應用方程式(5)與(6)，切換週期Ts隨後可被操作並且以基礎週期T0、延長開啟時間tONX與延長係數k的函數來表達，譬如方程式(1)與(2)：
從方程式(7)，延長係數k係為延長開啟時間tONX與基礎週期T0的函數：。同樣地，在一個實施例中，當切換週期TS大於或等於在方程式(7)中所 示數量時，次諧波振盪可被避免。
接著參考圖4，其顯示控制器122實例的方塊圖，其係包括脈衝寬度調制(PWM)方塊402與計時電路404。PWM方塊402包括比較器406、或閘極408與閂鎖412。進一步顯示於圖4中的係為反饋電路120、反饋訊號UFB124、電流感應訊號126、驅動訊號128、DCMAX訊號410、時脈訊號416與開啟時間訊號UON418。
控制器122包括PWM方塊402與計時電路404。PWM方塊402係被連結，以接收電流感應訊號126與反饋訊號UFB124。PWM方塊402同樣連結到計時電路404，以接收時脈訊號416。隨意地，PWM方塊402同樣接收來自計時電路404的DCMAX訊號410。應用時脈訊號416、DCMAX訊號410、電流感應訊號126與反饋訊號UFB124，PWM方塊402會輸出驅動訊號128。
PWM方塊402進一步包括比較器406、或閘極408與閂鎖412。比較器406係被連結，以接收電流感應訊號126與反饋訊號UFB124。在所示的實例中，電流感應訊號126係在比較器406的非反轉輸入上被接收，同時反饋訊號UFB124係在比較器406的非反轉輸入上被接收。在一個實施例中，反饋訊號UFB124係為一種電壓訊號或電流訊號，其係並且代表切換器S1 110的電流極限。在另一個實施例中，比較器406接收因應反饋訊號UFB124之值來決定的可變電流極限。再者，電流 感應訊號126係為代表切換電流ID130的電壓訊號或電流訊號。當電流感應訊號126之值大於反饋訊號UFB124所提供之電流極限之值的時候，比較器406的輸出會邏輯高。否則，比較器406的輸出會邏輯低。
比較器406的輸出連結到或閘極408的一個輸入。或閘極408的其他輸入則被連結，以接收DCMAX訊號410。DCMAX訊號410係為具有改變長度之邏輯高與邏輯低部份的矩形波型。在一個實例中，邏輯高部份的下降邊緣對應最大工作比DMAX。在另一實例中，邏輯高部份的長度實質與切換器S1110的最大開啟時間TMAX相同(對應最大工作比DMAX)。不過，在或閘極408之輸入上的小圓圈表示該或閘極408接收反轉DCMAX訊號410。
閂鎖412連結到或閘極408以及計時電路404。在所示的實例中，閂鎖412係為S-R閂鎖，且計時電路404係被連結，以提供時脈訊號416到閂鎖412的設定輸入。時脈訊號416係為矩形脈衝波型，且在連續上升邊緣之間的時間量會實質等於切換週期Ts。再者，或閘極408的輸出會被連結到閂鎖412的重設輸入。閂鎖412隨後會將驅動訊號128輸出到切換器S1 110。驅動訊號128係為具有邏輯高與邏輯低部份之改變長度的矩形波型。在一個實施例中，邏輯高部份對應切換器S1 110的開啟時間，而邏輯低部份對應切換器S1 110的關閉時間。
計時電路404接收開啟時間訊號UON418並且將時脈訊號416輸出到PWM方塊402。隨意地，計時電路404同樣將DCMAX訊號410輸出到PWM方塊402。在一個實施例中，開啟時間訊號UON418提供關於切換器S1 110之開啟時間的資訊，其係並且為具有邏輯高與邏輯低部份之變化長度的矩形脈衝波型。在一個實例中，驅動訊號128可被應用於開啟時間訊號，以致於計時電路404能夠被連結到閂鎖412的輸出，以接收開啟時間訊號UON418A。或者，電流感應訊號126可被應用於開啟時間訊號UON418，以致於計時電路404能夠被連結以接收開啟時間訊號UON418B。在仍另一實例中，比較器406的輸出可被應用於開啟時間訊號UON418，以致於計時電路404能夠被連結到比較器406之輸出，以接收開啟時間訊號UON418C。
計時電路404提供切換週期Ts，經由時脈訊號416，而到PWM方塊402。亦即是，在一個實例中，時脈訊號416的週期係為切換週期Ts。在一個實例中，振盪器可被應用於計時電路404。應用開啟時間訊號UON418所提供之切換器S1 110的開啟時間tON，計時電路404隨著在開啟時間tON與臨界時間tc之間差的倍數而改變切換週期Ts。在實施例中，計時電路404不會改變切換週期Ts，除非開啟時間tON大於臨界時間tc。在一個實施例中，時脈訊號416係為矩形脈衝波型。在一個實施例中，時脈訊號416的上升邊緣指示切換週期 Ts的開始。
在操作時，當時脈訊號416脈衝到邏輯高值，以發出切換週期Ts開始的訊號。閂鎖412的輸出則會轉變成邏輯高值(由於在S-輸入上的邏輯高)且驅動訊號128則會將切換器S1 110開啟。在一個實施例中，時脈訊號416快速地下降到邏輯低值，且閂鎖412的輸出則仍舊在邏輯高值。假如比較器406的輸出邏輯高(對應當電流感應訊號126之值大於反饋訊號UFB124所提供電流極限之值的時候)或者反轉DCMAX訊號410邏輯高(或者兩者)的話，或閘極408的輸出則邏輯高。當閂鎖412在重設輸入上接收邏輯高值的時候，驅動訊號128(亦即，閂鎖412的輸出)則會轉換成邏輯低值，且切換器S1110會被關閉。時脈訊號416與DCMAX訊號410之時序波型的實例將相關於圖8來討論。
接著參考圖5A，其係顯示顯示圖4計時電路404之實例電壓波型VTIM528的圖，包括下參考電壓VL530、上參考電壓VH532、臨界電壓Vc531、最大工作比電壓VDM533與臨界時間tc514。進一步顯示於圖5A的係為切換電流ID502、切換週期Ts504、506、508與510、基礎週期T0512、臨界時間tc514、第一電流極限ILIM1 516、第二電流極限ILIM2 518、第三電流極限ILIM3 520與第四電流極限ILIM4 522。此外，每一切換週期Ts504、506、508與510具有各別開啟時間tON與關閉時間tOFF。如圖5A所示，切換週期Ts508與510同樣包括各別延長的開 啟時間tONX、基礎關閉時間tOFFB以及延長週期TX524與526。
代表切換電流ID502的波型類似在圖3所示的切換電流ID312，連同對應的參考數字。圖5A進一步顯示用於各別切換電流ID502之計時電壓VTIM528的一個實例。在一個實施例中，計時電路404包括計時電容器(在以下所討論)，其中計時電壓VTIM528係為經過計時電容器的電壓。在每一切換週期中，計時電壓VTIM528會增加，直到它達到上參考電壓VH532為止，並且隨後以斜率m3減少，直到達到下參考電壓VL530為止。不過，計時電路404包括用於將電容器充電到上參考電壓VH532的兩模式。在正常充電模式中，計時電壓VTIM528會以斜率m1來增加，直到達到上參考電壓VH532。當開啟時間tON大於臨界時間tc時，計時電路404切換成交替充電模式，且計時電壓VTIM528以兩或更多斜率(例如，m1與m2)來充電，其係為正或零。在一個實施例中，在開啟時間tON結束時，計時電路404會從交替充電模式改變到正常充電模式(亦即，回到以斜率m1來充電)。此外，計時電路404可應用四個參考電壓(例如，上參考電壓VH、下參考電壓VL、最大工作比電壓VDM、與臨界電壓Vc)。臨界電壓Vc表示當計時電路是在基礎週期T0512的50%時。
在每一切換週期開始時，計時電壓VTIM528開始於下參考電壓VL530並且增加到上參考電壓VH532。一 旦在上參考電壓VH532，計時電壓VTIM528則會減少，直到它達到下參考電壓VL530為止。當計時電壓VTIM528達到下參考電壓VL530時，電流切換週期則會結束且新的切換週期則會開始。同樣地，使計時電壓VTIM528上升到上參考電壓VH532以及後來減少到下參考電壓VL530的時間，其係決定切換週期Ts的長度。
在切換週期Ts504內，開啟時間tON小於臨界時間tc514，且切換週期Ts504沒有延長超過基礎週期T0512。結果，計時電路404呈正常充電模式來操作。如圖5A所示，在沒有干擾下，計時電壓VTIM528以斜率m1上升到上參考電壓VH532並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。在一個實施例中，斜率m3的量值係為斜率m1量值的倍數，或者數學上：|m 3|=α|m 1|，在此α≧1。在一個實施例中：α=3。
在切換週期Ts506內，開啟時間tON實質等於臨界時間tc514，且切換週期Ts506沒有延長超過基礎週期T0512。類似切換週期Ts504，計時電路404呈正常充電模式來操作，且在沒有干擾下，計時電壓VTIM528以斜率m1上升到上參考電壓VH532並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。
在切換週期Ts508內，開啟時間tON大於臨界時間tc514。結果，計時電路404呈交替充電模式來操作，且切換週期Ts508延長超過基礎週期T0512。在圖5A的實例中，計時電壓波型VTIM528以斜率m1上升，直 到開啟時間tON實質等於臨界時間tc514。當達到臨界時間tc514時，計時電路404切換成交替充電模式，且計時電壓VTIM528的斜率隨後會減少為斜率m2。如在圖5A中進一步顯示，當開啟時間tON實質等於臨界時間tc514時，臨界電壓Vc531對應計時電壓VTIM528的值。在另一實施例中，當計時電壓波型VTIM528達到臨界電壓Vc531時，計時電路404會切換成交替充電模式，且計時電壓波型VTIM528會以斜率m2增加。
在圖5A所示的實例中，斜率m2等於零；m2=0。因此，在本實例中，當計時電壓VTIM528的斜率為零的時候(亦即，斜率m2=0)，那麼計時電壓VTIM528則會維持在固定值。將進一步討論的是，在斜率m2與斜率m3(以及隨後斜率m1)之間的比可根據工作比來表達。計時電壓VTIM528係以斜率m2來維持，直到切換器S1 110關閉為止。一旦切換器S1 110關閉的話，計時電壓波型VTIM528則會以斜率m1再度上升直到上參考電壓VH532，隨後並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。圖5A顯示斜率m2是固定的。在另一實施例中，斜率m2並非固定，其係造成計時電壓VTIM的非線性增加。
在切換週期Ts510內，開啟時間tON大於臨界時間tc514。不過，在切換週期Ts510內的開啟時間tON大於在切換週期Ts508內的開啟時間tON。換句話說，在切換週期Ts510內的延長開啟時間tONX會比在切換週期 Ts508內的延長開啟時間tONX更長。類似先前切換週期，計時電壓VTIM528以斜率m1上升，直到開啟時間tON實質等於臨界時間tc514。一旦達到臨界時間tc514的話，計時電壓VTIM528係以斜率m2來維持，以用於剩下的開啟時間tON。一旦切換器S1 110關閉的話，計時電壓波型VTIM528則會以斜率m1再度上升直到上參考電壓VH532，隨後並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。
如以上關於圖3所提及，切換週期Ts可依據基礎週期T0512與延長週期TX來表達。再者，延長週期TX可依據延長開啟時間tONX來表達。藉由結合方程式(1)與(2)，切換週期Ts可被表達為：T s =T0+kt ONX (8)
在此，t ONX =t ON -t C ，如以上所提及，延長係數k的值可藉由控制器122與計時電路404的特性所部份決定。就具有交替充電模式的計時電路404而言，一旦開啟時間tON大於臨界時間tc的話，延長係數k可與斜率m2對m1的比率成比例。例如，延長係數k係為1之值與斜率m2對斜率m1比率之間的差，其係表達為： 藉由組合方程式(8)與方程式(9)，切換週期Ts可表 達為： 如在方程式(10)中所示，切換週期Ts可隨著開啟時間tON與臨界時間tC之間差的一些倍數來變化。再者，切換週期Ts亦可根據工作比D、斜率m1、斜率m2、與基礎週期T0來表達： 如以上所述，補償係數k相等：。藉由比較方程式(10)與方程式(7)，我們可決定斜率m2與m1的邊界關係。就穩定性而言： 其係可簡化成： 在一個實施例中，次諧波振盪可藉由應用方程式(13)被避免，以決定斜率m2與斜率m1之間的比率。在本發明的另一個實施例中，就固定斜率m2而言，斜率m2與m1的比率可由最大工作比來部份決定：
同樣地，方程式(9)之補償係數k的邊界方程式亦可表達為：
就圖5A的實例而言，斜率m2實質為零，且延長係數k實質為1。同樣地，延長週期TX(切換週期Ts延長超過基礎週期T0 512的時間量)實質等於延長開啟時間tONX。相關於圖5C所進一步討論的是，斜率m2可以工作比與/或開啟時間tON的函數來改變。
圖5B進一步顯示圖4計時電路404的另一實例計時電壓波型VTIM528。類似圖5A，圖5B顯示低參考電壓VL530、上參考電壓VH532、臨界電壓VC531、最大工作比電壓VDM533與臨界時間tc514。進一步顯示 於圖5B的係為切換電流ID502、切換週期Ts504、506、508與510、基礎週期T0512、臨界時間tc514、第一電流極限ILIM1 516、第二電流極限ILIM2 518、第三電流極限ILIM3 520、與第四電流極限ILIM4 522。此外，每一切換週期Ts 504、506、509與511具有各別的開啟時間tON與關閉時間tOFF。如圖5B所示，切換週期Ts 509與511同樣包括各別延長開啟時間tONX、基礎關閉時間tOFFB與延長週期TX524與526。
圖5B顯示與圖5A類似的電壓波型VTIM528，不過，所顯示的斜率m2係為非零斜率。如在切換週期Ts509與511中所示，電壓波型VTIM528以斜率m1上升，直到開啟時間tON實質等於臨界時間tc514。一旦達到臨界時間tc514的話，計時電壓VTIM528係以斜率m2來增加，以用於剩下的開啟時間tON。一旦切換器S1 110關閉的話，計時電壓波型VTIM528則會以斜率m1再度上升直到上參考電壓VH532，隨後並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。圖5B顯示斜率m2固定，其係造成計時電壓VTIM的線性增加。在另一個實施例中，斜率m2不是固定，其係造成計時電壓VTIM的非線性增加。
進一步顯示於圖5B的係為最大工作比電壓VDM533。將相關於圖7與8進一步討論地，假如在切換器S1110關閉以前，計時電壓波型VTIM528達到最大工作比電壓VDM533的話，DCMAX訊號會被致能， 且切換器S1110會被關閉。固定最大工作比電壓VDM533確保切換器S1 110的最小關閉時間tOFF，並且進一步避免次諧波振盪。
就圖5B所示的實例而言，最大工作比DMAX實質為66%。藉由應用方程式(14)與(15)，斜率m2實質為斜率m1的一半，或者數學上：。結果，延長係數k實質為一半(如方程式9中所示)且延長週期TX(切換週期Ts延長超過基礎週期T0512的時間量)實質等於延長開啟時間tONX的一半。
圖5C顯示與圖5A以及5B類似的電壓波型VTIM528，不過，斜率m2係為可變斜率。如在切換週期Ts538與540中所示，電壓波型VTIM528以斜率m1上升，直到開啟時間tON實質等於臨界時間tc514。一旦達到臨界時間tc514的話，計時電壓VTIM528係以可變斜率m2來增加，以用於剩下的開啟時間tON。一旦切換器S1 110關閉的話，計時電壓波型VTIM528則會以斜率m1再度上升直到上參考電壓VH532，隨後並且以斜率m3下降到下參考電壓VL530。不過，斜率m2是可變的。在一個實施例中，斜率m2可以工作比D函數來變化。
如以上關於方程式(14)所述，當斜率m2固定時，在斜率m2與斜率m1之間的比率可根據最大工作比 DMAX來表達：。不過，藉由改變在每一切換週期內的斜率m2，比起假如將斜率m2維持固定的話，切換斜率fs可非常小於基礎斜率。換句話說，藉由改變斜率m2，比起假如將固定斜率m2應用的話，在切換斜率中會有比較少的減少。類似方程式(14)，在一個實施例中，斜率m2與斜率m1之間的比率可根據工作比來表達：
方程式(9)顯示延長係數k可以斜率m2與斜率m1的函數來表達。同樣地，延長係數k同樣可變並可以工作比D來修改。再者，藉由將方程式(16)代入以上方程式(10)，當斜率m2為非零時，切換週期Ts可根據工作比D與基礎週期T0來表達：
在仍另一實施例中，斜率m2等於零，在此方程式(17)可被進一步簡化為：
接著參考圖6，其係顯示顯示計時電路404之具有 斜率m2之計時電壓波型VTIM602之種種實施例的圖，其包括下參考電壓VL604、上參考電壓VH606、臨界電壓Vc605、最大工作比電壓VDM607、臨界時間tc608、開啟時間tON610、延長開啟時間tONX612、基礎關閉時間tOFFB614、斜率m1616、斜率m2618與斜率m3619。進一步顯示的係為計時波型622、624與626。圖6顯示具有斜率m2 618變化值之每一計時波型622、624、626之各別切換週期Ts與關閉時間tOFF的變化。進一步包括在圖6的係為波型620(呈虛線)，其係顯示不包括在此所揭露之交替充電模式之習知控制器的特性。
如圖6所示，計時電壓VTIM602會增加，直到上參考電壓VH606。一旦達到上參考電壓VH606的話，計時電壓VTIM602會減少，直到達到下參考電壓VL604。使計時電壓VTIM602達到上參考電壓VH606並且隨後下降到下參考電壓VL604所花的時間實質為特定切換循環的切換週期Ts。在實例中，藉由改變增加為上參考電壓VH606的速率、減少為下參考電壓VL604的速率或者兩者，計時電路404可改變切換週期或切換頻率。
在進一步實施例中，當開啟時間tON610大於臨界時間tc608時，控制器122以及隨後的計時電路404會切換成交替充電模式。換句話說，一旦開啟時間tON610大於臨界時間tc608的話，切換週期與切換頻率會被改變。此外，在圖6所示的係為臨界電壓Vc605，其係當開啟時間tON610實質等於臨界時間tc608的時候對應計 時電壓值VTIM602。在一個實施例中，控制器122與隨後的計時電路404，其係當計時電壓VTIM602達到臨界電壓Vc605的時候，切換成交替充電模式。誠如將顯示的，切換週期與切換頻率變化多少，部分取決於計時電路404之交替充電模式的特性。
波型622、624與626每一個均顯示計時電壓VTIM602，其係以斜率m1616在開啟時間tON610開始時增加，直到開啟時間tON610實質等於臨界時間tc608。一旦達到臨界時間tc608或者達到臨界電壓Vc605的話，假如切換器S1 110仍開啟的話，計時電壓VTIM602則會切換成交替充電模式。換句話說，計時電壓VTIM602以斜率m2618來增加，以用於超過臨界時間tc608的剩下開啟時間tON610，其係另外被稱為延長的開啟時間tONX612。
不過，波型620顯示不包括在此所揭露之交替充電模式之習知控制器的計時電壓。結果，波型620的切換週期Ts實質等於基礎週期T0628。此外，波型620的關閉時間實質等於基礎關閉時間tOFFB614。如圖6所示，當開啟時間tON小於或等於臨界時間tc時，合成波型620與計時波型相同。因此，次諧波振盪仍可當工作比大於50%時發生。
就波型622而言，斜率m2618實質等於斜率m1616的一半，或者數學上：。結果(且進一步由 方程式(10)所示)，波型622的切換週期T1630會延伸超過基礎週期T0628達一半的延伸開啟時間tONX612，或者數學上：。此外，波型622的關閉時間tOFF1同樣延伸超過基礎關閉時間tOFFB614達一半的延伸開啟時間tONX612。
就波型624而言，斜率m2 618實質等於四分之一斜率m1616，或者數學上：。結果(且進一步由方程式(10)所示)，波型624的切換週期T2 632會延伸超過基礎週期T0 628達四分之三的延伸開啟時間tONX612，或者數學上：。此外，波型624的關閉時間tOFF2同樣延伸超過基礎關閉時間tOFFB614達四分之三的延伸開啟時間tONX612。
就波型626而言，斜率m2618實質等於零，或者數學上：m2=0。結果(且進一步由方程式(10)所示)，波型626的切換週期T3634會延伸超過基礎週期T0628該延伸開啟時間tONX612，或者數學上：T1=T0+t ONX 。波型626的關閉時間tOFF3同樣延伸超過基礎關閉時間tOFFB614該延伸開啟時間tONX612。特別是，當斜率m2618實質等於零時，關閉時間tOFF3會於每一切換循環實質固定。因此，在一個實施例中，切換器的關閉時間可藉由將計時電壓VT1M602維持在定值直到切換器S1 110 關閉為止而來固定。以此實例持續，在切換器S1 110關閉以後，計時電壓VTIM602會被允許以斜率m1恢復增加到上參考電壓。於是，關閉時間係被固定到剩餘時間，該剩餘時間其係為使VTIM602達到上參考電壓VH606所花的時間加上使VTIM602下降到下參考電壓VL604所花的時間。此固定關閉時間在圖6中係以tOFF3當作例證。
就波型622、624與626而言，一旦切換器S1 110關閉且關閉時間開始的話，計時電路404(以及結果，計時電壓VTIM602)會回到正常充電模式。如以上所討論，計時電壓VTIM602持續以斜率m1616增加，直到達到上參考電壓VH606為止。計時電壓VTIM602然後持續以斜率m3619減少，直到達到下參考電壓VL604為止。
藉由選擇斜率m2618的值，次諧波振盪可被避免。如以上所提及，當斜率m2618與斜率m1616量值之間的比率遵守：的時候，次諧波振盪可被避免。在一個實施例中，斜率m2618係為斜率m1616的一半。如圖6所示，斜率m2618相關於斜率m1616的值越小，切換週期Ts會延伸超過基礎週期T0628更長。不過，用於能量傳送元件之已知核心尺寸之電源100的輸出功率會與切換頻率fs成比例。切換週期Ts越長，切換頻率fs越小，其係導致需要更大的核心來傳送所需輸 出功率的數量。
如以上所述，電磁波干擾發射的頻率調制(同樣稱為頻率抖動)亦可根據所說明的實施例以切換頻率的變化來應用。在一個實施例中，頻率抖動可藉由改變斜率m1616來完成。在另一實施例中，頻率抖動可藉由改變斜率m2618來完成。
接著參考圖7，其係顯示一實例計時電路704(其係以圖4的計時電路404來使用)，其包括下參考電壓VL702、上參考電壓VH701、最大工作比電壓VDM705、比較器706與708、閂鎖710、具有大電流Ic的電流源712、具有放電電流IDIS的電流槽714、具有延長電流IEXT的電流源716以及具有計時電壓VTIM的電容器718(亦即，計時電容器)。計時電容器704進一步包括及閘極720與722、單穩態多振盪器724與726、比較器727與閂鎖728。進一步顯示於圖7的係為DCMAX訊號410、時脈訊號416、開啟時間訊號UON418、臨界訊號(CRT)730與延長訊號(EXT)732。進一步顯示的係為切換器S2、S3與S4。
電流源712與716各別以電荷電流Ic與延長電流IEXT將電容器718充電到上參考電壓VH701。電荷電流Ic與延長電流IEXT的量值會各別決定斜率m1與m2的值，其係關於圖5A、5B、5C與6來討論。一旦電容器718的計時電壓VTIM達到上參考電壓VH701的話，電容器718會以放電電流IDIS而放電經過電流槽714，直 到經過電容器718的計時電壓VTIM達到下參考電壓VL702為止。放電電流IDIS的量值決定斜率m3的值。在一個實施例中，除了電流源712與716以外，連結到電容器718的額外電流源(沒顯示)可被包括以實施頻率抖動。在本實例中，額外的電流源將提供三角形電流波型(抖動電流)，以將斜率m1的值改變。
在上參考電壓VH701與下參考電壓VL702之間的差在此稱為計時電路404的振幅擺動。在一個實施例中，計時電路404的振幅擺動係為固定。當振幅擺動固定時，使電容器718之電壓VTIM充電到上參考電壓VH701並且放電到下參考電壓VL702的時間決定計時電路404的頻率與週期。電容器718的計時電壓VTIM依據電荷電流Ic、延長電流IEXT與放電電流IDIS的值來增加與減少。換句話說，電荷電流Ic、延長電流IEXT與放電電流IDIS的量值可決定計時電路404的頻率並因此改變切換器S1 110的切換頻率fs與切換週期Ts。
如以上所描述，在一些實施例中，當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，計時電路404會改變切換頻率fs與切換週期Ts。將進一步討論的是，在一個實例中，計時電路404應用延長電流IEXT以改變計時電路404的頻率，並且因此當切換器S1 110的開啟時間tON大於臨界時間tc時，改變切換器S1 110的切換頻率fs與切換週期Ts。起因於延長電流IEXT量值之計時電路404之變化頻率的實例，其係相關於圖5A、5B、 5C、6與8來顯示。
電容器718會被連結到比較器706與708，以致於計時電壓VTIM能夠在比較器706的反轉端與比較器708的非反轉端上被接收。再者，比較器706的非反轉端接收下參考電壓VL702，然而比較器708的反轉端接收上參考電壓VH701。計時電壓VTIM波型在圖8以波型VTIM顯示。計時電壓VTIM波型的進一步實例可相關於圖5A、5B、5C與6來發現。比較器706與708的輸出連結到閂鎖710的輸入。在所示的實例中，比較器706的輸出係在閂鎖710的S-輸入上被接收，然而比較器708的輸出係在閂鎖710的R-輸入上被接收。
再者，比較器706的輸出是在單穩態多振盪器726上被接收，以產生時脈訊號416。在一個實施例中，單穩態多振盪器726輸出一脈衝於比較器706之輸出的上昇邊緣(換句話說，從邏輯低值轉換成邏輯高值)。換句話說，當計時電壓VTIM等於下參考電壓VL702時，單穩態多振盪器720則輸出一脈衝。在實施例中，藉由改變電容器718充電到上參考電壓VH701的速率並且因此改變切換器S1 110的切換頻率fs與切換週期Ts，計時電路704會改變使計時電壓VTIM達到下參考電壓VL702所花的時間數量。
比較器706與708的輸出係在閂鎖710的輸入上被接收。閂鎖710的一個輸出係在及閘極722上被接收，同時閂鎖710的其他輸出會被連結，以控制切換器S3 的切換。及閘極722係被連結，以接收來自及閘極720的延長訊號EXT 732。不過，在接收延長訊號EXT 732之及閘極722之輸入上的小圓圈表示及閘極722接收延長訊號EXT732的反相。在所示的實例中，延長訊號EXT 732從開啟時間訊號UON418與單穩態多振盪器724的輸出產生。單穩態多振盪器724接收開啟時間訊號UON418並且在開啟時間訊號UON418上升時輸出一脈衝，在此稱為臨界訊號CRT730。臨界訊號CRT730的脈衝長度實質等於臨界時間tc，且在臨界訊號730上升邊緣之間的時間實質等於切換週期Ts。臨界訊號CRT730提供關於臨界時間tc的資訊。在所示的實例中，在接收臨界訊號730之及閘極720之輸入上的小圓圈表示及閘極720接收臨界訊號730的反相。在圖8中將進一步顯示的，當驅動訊號128邏輯高且臨界訊號CRT邏輯低時，延長訊號EXT732邏輯高。換句話說，當開啟時間tON大於臨界時間tc且以圖5A、5B、5C與6來討論地、邏輯高部分的長度係為延長的開啟時間tONX，延長訊號EXT732係為邏輯高。如以圖5A、5B、5C、6與8來討論地，EXT訊號732可提供關於延長開啟時間tONX的資訊。延長訊號EXT732係被連結，以控制切換器S4的切換。
電容器718會被連結到比較器727，以致於計時電壓VTIM能夠在比較器727的非反轉輸入上被接收。再者，最大工作比電壓VDM705係在比較器727的反轉輸 入上被接收。如以上所提及，最大工作比電壓VDM705確保切換器S1 110的最小關閉時間。當切換器S1 110已經達到最大工作比DMAX的時候，最大工作比電壓VDM705會對應計時電壓VTIM的值。在一個實施例中，最大工作比係為62%。開啟時間訊號UON418係在閂鎖728的一個輸入上被接收。在所示的實例中，開啟時間訊號UON418係在閂鎖728的S輸入上被接收。閂鎖728同樣可接收比較器727的輸出。應用比較器727的輸出與開啟時間訊號UON418，閂鎖728會輸出DCMAX訊號410。當操作時，在開啟時間訊號UON418的上升邊緣，DCMAX訊號410會轉變成邏輯高值。當比較器708的輸出在邏輯低時，DCMAX訊號410隨後會轉變成邏輯低值。換句話說，當計時電壓VTIM等於最大工作比電壓VDM705時，DCMAX訊號410會轉變成邏輯低值。
如以上所提及，延長訊號EXT 722的反相係在及閘極722的一個輸入上被接收，同時閂鎖710的輸出係在及閘極722的另一個輸入上被接收。及閘極722的輸出會被連結，以控制切換器S2的切換。當閂鎖710的輸出邏輯高且延長訊號EXT 732邏輯低時，及閘極722的輸出係為邏輯高(對應關閉切換器S2)。換句話說，當閂鎖710的輸出邏輯高時，切換器S2會關閉，且切換器S1 110不在延長的開啟時間tONX中。
在操作時，當切換器S2在切換週期開始被關閉的時候，電容器718會充電，且計時電壓VTIM會以充電 電流Ic與電容器718尺寸所決定的斜率來增加。當計時電壓VTIM達到上參考電壓VH701時，切換器S2會關閉，切換器S3會開啟，且電容器718會以放電電流IDIS與電容器718之尺寸所決定的斜率放電，直到計時電壓VTIM達到下參考電壓VL702為止。
不過，假如因為開啟時間tON大於臨界時間tc，控制器切換到一交替充電模式的話(另外被認為是延長開啟時間tONX)，延長訊號EXT732轉變為邏輯高值。假如計時電壓VTIM同樣小於上參考電壓VH701的話，切換器S2會開啟且切換器S4會關閉，且電容器718以延長電流IEXT所決定的斜率來充電。當切換器S4關閉且切換器S2開啟時，電容器718可回到正常充電模式(例如，在電容器718僅僅以充電電流Ic所決定的斜率來充電之處)。當切換器S1 110關閉或者達到最大工作比電壓VDM705時，切換器S4關閉且切換器S2開啟。因此，在所示的實施例中，電容器僅僅當計時電路704呈正常充電模式時以電流源712來充電，並且僅僅當計時電路704呈交替充電模式時以電流源716來充電，在此，電流IEXT小於電流Ic。
接著參考圖8，其係顯示顯示圖7計時電路704之電壓與電流之種種波型的計時圖，其包括切換電流ID802、開啟時間訊號UON804、臨界訊號CRT 806、延長訊號EXT 808、計時電壓VTIM 810、時脈訊號CLK812與DCMAX訊號814。進一步顯示於圖8的係為切換 週期Ts 816、818與820。在每一切換週期Ts 816、818與820顯示的係為各別開啟時間tON、關閉時間tOFF、臨界時間tc、延長開啟時間tONX、基礎週期T0。切換週期Ts818與820同樣顯示延長週期TX。計時電壓VTIM 810同樣顯示上參考電壓VH、最大工作比電壓VDM與下參考電壓VL。此外，計時電壓VTIM 810會以斜率m1或斜率m2而增加到上參考電壓VH。
在切換週期Ts816內，開啟時間tON小於臨界時間tc。在切換週期Ts816開始時，時脈訊號CLK 812會脈衝到邏輯高值，且驅動訊號804會轉變成邏輯高值。如在圖8中所示，時脈訊號CLK812快速地下降到邏輯低值。切換器S1開啟且切換電流ID802開始增加。當切換電流ID802達到電流極限ILIM時，切換器S1110關閉且開啟時間訊號UON804轉變成邏輯低值。在切換週期Ts816開始時，臨界訊號CRT806係為邏輯高，其係並且在臨界時間tc轉變為邏輯低值。不過，因為沒有任何部分的時間其中開啟時間訊號UON804邏輯高且臨界訊號CTR806邏輯低，所以在全部的切換週期Ts816，延長訊號EXT808係為邏輯低。結果，切換器S4沒有開啟且計時電壓VTIM810以斜率m1增加(對應當電容器718由具有充電電流Ic的電流源712來充電)，直到達到上參考電壓VH為止。
如所示，在切換週期Ts816開始時，DC MAX訊號814轉變為邏輯高值，並且當達到最大工作比電壓VDM 時轉變為邏輯低值。一旦計時電壓VTIM810達到上參考電壓VH的話，切換器S2關閉，同時切換器S3開啟，且計時電壓VTIM810以斜率m3來減少(對應以放電電流IDIS放電經過電流槽714的電容器718)直到達到下參考電壓VL。如在圖8中所示，斜率m3的量值係為斜率m1量值的三倍。時脈訊號CLK812脈衝到邏輯高值，其係表示當達到下參考電壓VL時切換週期Ts818的開始。
在切換週期Ts818內，開啟時間tON大於臨界時間tc，不過在DC MAX訊號814轉變為邏輯低值以前，切換電流ID 802達到電流極限ILIM。時脈訊號CLK812脈衝到邏輯高值，且切換器S1 110開啟。開啟時間訊號UON804轉變為邏輯高值，且切換電流ID 802開始增加。如圖8所示，切換電流ID 802尚未在臨界時間tc達到電流極限ILIM。當達到臨界時間tc時，臨界訊號CRT806會轉變成邏輯低值。因為當臨界訊號806邏輯低時，開啟時間訊號UON804仍邏輯高，所以當開啟時間tON大於臨界時間tc時，就切換週期Ts818部分而言，延長訊號EXT808係為邏輯高。延長訊號EXT808係為邏輯高的時間長度，實質等於延長開啟時間tONX。
在切換週期Ts818開始時，當延長訊號EXT808邏輯低時，切換器S4關閉且切換器S2開啟。計時電壓VTIM810以斜率m1來充電(對應當電容器718由具有充電電流Ic的電流源712來充電時)，同時延長訊號 EXT808以邏輯低狀態來持續。當延長訊號EXT808轉變為邏輯高值時，切換器S2關閉，同時切換器S4開啟，且計時電壓VTIM810以斜率m2充電(對應當電容器718由具有延長電流IEXT的電流源716來充電時)。一旦延長訊號EXT808轉變成邏輯低值(對應切換器S1110關閉且開啟時間訊號UON804轉變為邏輯低值)，切換器S4關閉，同時切換器S2開啟，且計時電壓VTIM810以斜率m1恢復充電，直到達到上參考電壓VH為止。一旦計時電壓VTIM810達到上參考電壓VH，切換器S2關閉，同時S3開啟，且計時電壓VTIM810以斜率m3來減少(對應以放電電流IDIS、放電經過電流槽714的電容器718)直到達到下參考電壓VL。時脈訊號CLK812脈衝到邏輯高值，以當達到下參考電壓VL時指示切換週期Ts820開始。
在切換週期Ts820內，開啟時間tON大於臨界時間tc，不過，在DC MAX訊號814轉變為邏輯低值以前，切換電流ID802不會達到電流極限ILIM。結果，因為達到最大工作比DMAX，所以驅動訊號804會轉變為邏輯低值。在切換週期Ts820開始時，時脈訊號CLK812脈衝到邏輯高值，且切換器S1 110開啟。開啟時間訊號UON418轉變為邏輯高值，且切換電流ID 802開始增加。如圖8所示，切換電流ID 802尚未在臨界時間tc達到電流極限ILIM。當達到臨界時間tc時，臨界訊號CRT806會轉變成邏輯低值。因為當臨界訊號806邏輯 低時，驅動訊號804仍邏輯高，所以就大於臨界時間tc的剩下開啟時間tON而言，延長訊號EXT808係為邏輯高。當延長訊號EXT808邏輯低時，切換器S4關閉且切換器S2開啟且計時電壓VTIM 810以斜率m1來充電。當延長訊號EXT 808轉變為邏輯高值時，切換器S2關閉，同時切換器S4開啟，且計時電壓VTIM 810以斜率m2來充電。DC MAX訊號814在切換週期Ts 818開始時轉變為邏輯高值，並且當計時電壓VTIM810達到最大工作比電壓VDM時，轉變為邏輯低值。如在切換週期Ts820中所示，在切換電流ID802達到電流極限ILIM以前，計時電壓VTIM810達到最大工作比電壓VDM。結果，驅動訊號128因應DC MAX訊號814轉變為邏輯低值且切換器S1 110關閉(對應開啟時間tON之結束，如在切換週期Ts820中的開啟時間訊號UON418所示)。此外，切換器S4關閉且切換器S2開啟且計時電壓VTIM 810以斜率m1增加，直到達到上參考電壓VH為止。一旦計時電壓VTIM810達到上參考電壓VH，切換器S2關閉，同時切換器S3開啟，且計時電壓VTIM810以斜率m3減少，直到達到下參考電壓VL。因為開啟時間訊號UON418已經轉變為邏輯低值，所以延長訊號EXT808同樣轉變為邏輯低值。
接著參考圖9，其係顯示另一實例計時電路904(其係以圖4的計時電路404來應用)，包括上參考電壓VH901、下參考電壓VL902、臨界電壓Vc903、最大工 作比電壓VDM905、比較器906與908、閂鎖910、具有充電電流Ic的電流源912、具有放電電流IDIS的電流槽914、具有延長電流IEXT的電流源916、以及具有計時電壓VTIM的電容器。計時電路904進一步包括及閘極920與922、比較器924、單穩態多振盪器926、比較器927與閂鎖928。進一步顯示於圖9的係為DCMAX訊號410、時脈訊號416、開啟時間訊號UON418、臨界訊號CRT930與延長訊號EXT932。圖9顯示電壓臨界值之使用，以決定臨界時間tc，以及因而當開啟與關閉時的切換器S2、S3與S4。
在圖9所示的許多元件連結到圖7的類似名稱與編號元件，並且功能如以上所述。不過，替代單穩態多振盪器724來產生臨界訊號CRT730，比較器924可被使用來產生臨界訊號CRT930。比較器924連結到電容器918並且接收計時電壓VTIM。在一個實施例中，計時電壓VTIM係在比較器924的非反轉輸入上被接收。比較器924進一步接收臨界電壓Vc903於反轉輸入上。如以上所提及，當開啟時間tON實質等於臨界時間tc時，臨界電壓Vc903對應計時電壓VTIM的值。比較器924應用計時電壓VTIM與臨界電壓Vc903，以輸出臨界訊號CRT930到及閘極920的一個輸入。當計時電壓VTIM小於臨界電壓Vc903時，比較器924的輸出係為邏輯低。一旦計時電壓VTIM達到臨界電壓Vc903，比較器924的輸出轉變為邏輯高值。當臨界訊號CRT930邏輯高且 開啟時間訊號UON418邏輯高兩者時，及閘極920(延長訊號EXT932)的輸出邏輯高。
接著參考圖10，其係顯示顯示圖9計時電路904之電壓與電流之種種波型的另一計時圖，其包括切換電流ID 1002、開啟時間訊號UON1004、臨界訊號CRT1006、延長訊號EXT1008、計時電壓VTIM1010、時脈訊號CLK1012與DCMAX訊號1014。進一步顯示於圖10的係為切換週期Ts1016、1018與1020。顯示於每一切換週期Ts1016、1018與1020的係為各別開啟時間tON、關閉時間tOFF、臨界時間tc、延長開啟時間tONX與基礎週期T0。切換週期Ts1018與1020同樣顯示一延長週期TX。計時電壓VTIM1010同樣顯示上參考電壓VH、最大工作比電壓VDM、臨界電壓Vc903與下參考電壓VL。此外，計時電壓VTIM1010可以斜率m1或斜率m2增加到上參考電壓VH，同時計時電壓VTIM1010可以斜率m3減少到下參考電壓VL。
在圖10所示的波型係可比較圖8相同名稱與編號的波型。不過，由於比較器724與臨界電壓Vc903的使用，臨界訊號CRT1006可自在圖8所示的臨界訊號CRT806來改變。在圖8所示的實例中，所示的臨界訊號CRT806係在每一切換週期Ts開始時為邏輯高，並且仍維持邏輯高，直到開啟時間tON實質等於臨界時間tc。一旦一時間週期實質等於消逝之臨界時間的話，臨界訊號CRT806轉變為邏輯低值，以用於剩下的切換週 期。當驅動訊號804邏輯高，同時臨界訊號CRT806邏輯低時，延長訊號EXT808將僅僅轉變為邏輯高值。
在圖10所示的實例中，臨界訊號CRT1006係於每一切換週期Ts1016、1018與1020開始時在邏輯低值。當計時電壓VTIM1010達到臨界電壓Vc時，臨界訊號CRT1006轉變為邏輯高值，(對應在圖9之比較器924的輸出)。隨著計時電壓VTIM1010增加到上參考電壓VH(以斜率m1、m2或兩者)，臨界訊號CRT1006仍在邏輯高值。隨著計時電壓VTIM1010減少到下參考電壓VL，臨界訊號CRT1006仍在邏輯高值，直到計時電壓VTIM1010下降到臨界電壓Vc以下。一旦VTIM1010下降到臨界電壓Vc以下，臨界訊號CRT1006轉變為邏輯低值，以用於剩下的切換週期。
雖然在此所揭露的本發明已經藉由其具體實施例、實例與應用來說明，但是那些熟諳該技藝者可在不背離申請專利範圍所陳述的本發明範圍下進行種種改良與變化。
Io‧‧‧輸出電流
IPEAK‧‧‧峰值主要電流
Ic‧‧‧電荷電流
IDIS‧‧‧放電電流
IEXT‧‧‧延長電流
fs‧‧‧切換頻率
k‧‧‧係數
m1‧‧‧斜率
m2‧‧‧斜率
m3‧‧‧斜率
S1‧‧‧切換器
S2‧‧‧切換器
S3‧‧‧切換器
S4‧‧‧切換器
tc‧‧‧臨界時間
tON‧‧‧開啟時間
tONX‧‧‧延長開啟時間
tOFF‧‧‧關閉時間
tOFFB‧‧‧基礎關閉時間
Ts‧‧‧切換週期
VTIM‧‧‧計時電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Uo‧‧‧輸出量
100‧‧‧實例切換模式電源
102‧‧‧輸入電壓VIN
104‧‧‧能量傳送元件T1
106‧‧‧主要繞組
108‧‧‧次要繞組
110‧‧‧切換器S1
111‧‧‧輸入迴路
112‧‧‧箝位電路
114‧‧‧整流器D1
116‧‧‧輸出電容器C1
118‧‧‧負載
120‧‧‧反饋電路
122‧‧‧控制器
124‧‧‧反饋訊號UFB
126‧‧‧電流感應輸入
128‧‧‧驅動訊號
130‧‧‧切換電流ID
132‧‧‧積體電路
202‧‧‧切換電流ID
204‧‧‧切換週期Ts
206‧‧‧切換開啟時間tON
208‧‧‧切換關閉時間tOFF
210‧‧‧梯形形狀
212‧‧‧三角形形狀
214‧‧‧切換電流ID
216‧‧‧切換週期Ts
218‧‧‧切換開啟時間tON
220‧‧‧切換關閉時間tOFF
222‧‧‧電流極限ILIM
302‧‧‧切換電流ID
304、306、308、310‧‧‧切換週期Ts
312‧‧‧基礎週期T0
314‧‧‧臨界時間tc
316‧‧‧第一電流極限ILIM1
318‧‧‧第二電流極限ILIM2
320‧‧‧第三電流極限ILIM3
322‧‧‧第四電流極限ILIM4
324‧‧‧延長週期TX
326‧‧‧延長週期TX
402‧‧‧脈衝寬度調制(PWM)方塊
404‧‧‧計時電路
406‧‧‧比較器
408‧‧‧或閘極
410‧‧‧DCMAX訊號
412‧‧‧閂鎖
416‧‧‧時脈訊號
418‧‧‧開啟時間訊號UON
418A‧‧‧開啟時間訊號UON
418B‧‧‧開啟時間訊號UON
418C‧‧‧開啟時間訊號UON
502‧‧‧切換電流ID
504、506、508、510‧‧‧切換週期Ts
512‧‧‧基礎週期T0
514‧‧‧臨界時間tc
516‧‧‧第一電流極限ILIM1
518‧‧‧第二電流極限ILIM2
520‧‧‧第三電流極限ILIM3
522‧‧‧第四電流極限ILIM4
524‧‧‧延長週期TX
526‧‧‧延長週期TX
528‧‧‧實例電壓波型VTIM
530‧‧‧下參考電壓VL
531‧‧‧臨界電壓Vc
532‧‧‧上參考電壓VH
533‧‧‧最大工作比電壓VDM
538‧‧‧切換週期Ts
540‧‧‧切換週期Ts
602‧‧‧計時電壓波型VTIM
604‧‧‧下參考電壓VL
606‧‧‧上參考電壓VH
605‧‧‧臨界電壓Vc
607‧‧‧最大工作比電壓VDM
608‧‧‧臨界時間tc
610‧‧‧開啟時間tON
612‧‧‧延長開啟時間tONX
614‧‧‧基礎關閉時間tOFFB
616‧‧‧斜率m1
618‧‧‧斜率m2
619‧‧‧斜率m3
620‧‧‧波型
622、624、626‧‧‧計時波型
628‧‧‧基礎週期T0
630‧‧‧切換週期T1
632‧‧‧切換週期T2
634‧‧‧切換週期T3
701‧‧‧上參考電壓VH
702‧‧‧下參考電壓VL
704‧‧‧實例計時電路
705‧‧‧最大工作比電壓VDM
706、708‧‧‧比較器
710‧‧‧閂鎖
712‧‧‧電流源
714‧‧‧電流槽
716‧‧‧電流源
718‧‧‧電容器
720、722‧‧‧及閘極
724、726‧‧‧單穩態多振盪器
727‧‧‧比較器
728‧‧‧閂鎖
730‧‧‧臨界訊號CRT
732‧‧‧延長訊號EXT
802‧‧‧切換電流ID
804‧‧‧開啟時間訊號UON
806‧‧‧臨界訊號CRT
808‧‧‧延長訊號EXT
810‧‧‧計時電壓VTIM
812‧‧‧時脈訊號CLK
814‧‧‧DCMAX訊號
816、818、820‧‧‧切換週期Ts
901‧‧‧上參考電壓VH
902‧‧‧下參考電壓VL
903‧‧‧臨界電壓Vc
904‧‧‧實例計時電路
905‧‧‧最大工作比電壓VDM
906、908‧‧‧比較器
910‧‧‧閂鎖
912‧‧‧電流源
914‧‧‧電流槽
916‧‧‧電流源
918‧‧‧電容器
920、922‧‧‧及閘極
924‧‧‧比較器
926‧‧‧單穩態多振盪器
927‧‧‧比較器
928‧‧‧閂鎖
930‧‧‧臨界訊號CRT
932‧‧‧延長訊號EXT
1002‧‧‧切換電流ID
1004‧‧‧開啟時間訊號UON
1006‧‧‧臨界訊號CRT
1008‧‧‧延長訊號EXT
1010‧‧‧計時電壓VTIM
1012‧‧‧時脈訊號CLK
1014‧‧‧DCMAX訊號
1016、1018、1020‧‧‧切換週期Ts
本發明的非限制性與非詳盡實施例會參考以下圖式來說明，其中在所有不同圖式，相同參考數字意指相同部件，除非另外被具體指定。
圖1係為顯示根據本發明實施例所設計之應用控制器之實例切換模式電源的圖式。
圖2A係為顯示圖1之切換模式電源之實例切換電流波型的圖式。
圖2B係為顯示應用電流模式脈衝寬度調制(PWM)控制之圖1之切換模式電源之切換電流波型之進一步實例的圖式。
圖3係為顯示根據本發明實施例所設計之應用控制方案之圖1之實例切換電流波型的圖式。
圖4係為顯示根據本發明實施例所設計之顯示控制器的方塊圖。
圖5A係為顯示圖4計時電路之實例電壓波型的圖式。
圖5B係為顯示圖4計時電路之另一實例電壓波型的圖式。
圖5C係為顯示應用圖4計時電路之非線性斜率之另一實例電壓波型的圖式。
圖6係為顯示圖5A與5B之電壓波型之種種實施例的圖式。
圖7係為根據本發明實施例所設計之計時電路的功能方塊圖。
圖8係為顯示圖7之計時電路之電壓與電流之種種波型的計時圖。
圖9係為根據本發明實施例所設計之計時電路的功能性方塊圖。
圖10係為顯示圖9計時電路之電壓與電流之種種 波型的計時圖。
102‧‧‧輸入電壓
104‧‧‧能量傳送元件
106‧‧‧主要繞組
108‧‧‧次要繞組
110‧‧‧切換器
111‧‧‧輸入迴路
112‧‧‧箝位電路
114‧‧‧整流器
116‧‧‧輸出電容器
118‧‧‧負載
120‧‧‧反饋電路
122‧‧‧控制器
124‧‧‧反饋訊號
126‧‧‧電流感應輸入
128‧‧‧驅動訊號
130‧‧‧切換電流
132‧‧‧積體電路

Claims (26)

  1. 一種使用於切換電源的積體電路控制器，該控制器包含：一脈衝寬度調制(PWM)電路，其被連結以控制一切換器以因應流經該切換器的一切換電流，並且因應具有一切換週期的一時脈訊號來調節該電源的一輸出；以及一計時電路，其係連結到該PWM電路，以提供時脈訊號，其中該計時電路包括一計時電容器，在此該時脈訊號的切換週期等於該計時電容器充電到一上參考電壓的一充電時間加上該計時電容器放電到一下參考電壓的一放電時間，其中若該切換器的開啟時間大於或等於一臨界時間，則藉由減少將計時電容器充電的速率以增加該時脈訊號的切換週期，該計時電路會增加該計時電容器的充電時間。
  2. 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中當該切換器的開啟時間小於該臨界時間時，該時脈訊號的切換週期係為一固定切換週期。
  3. 如申請專利範圍第2項之積體電路控制器，其中該臨界時間等於該固定切換週期的一半。
  4. 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中該計時電路會增加該切換週期達一時間量，該時間量係回應在該切換器開啟時間與該臨界時間之間的時間差。
  5. 如申請專利範圍第4項之積體電路控制器，其中該計時電路增加該切換週期的時間量與在該切換器開啟時間與該臨界時間之間的時間差成比例。
  6. 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中為因應該切換電流達到一電流極限，該PWM電路係被連結以關閉該切換器。
  7. 如申請專利範圍第6項之積體電路控制器，其中該PWM電路係被連結以接收代表該電源輸出的一反饋訊號，且其中該電流極限係為因應該反饋訊號的一可變電流極限。
  8. 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中該切換器係被包括在該積體電路控制器中。
  9. 一種切換電源，包含：一能量傳送元件，其係被連結，以傳送能量於該切換電源的一輸入與一輸出之間；一切換器，連結以控制能量傳送經過該能量傳送元件；以及一控制器，連結以提供一驅動訊號，以控制該切換器調節該切換電源的輸出，其中該控制器包括：一脈衝寬度調制(PWM)電路，其係被連結以因應流經該切換器的一切換電流並且因應具有一切換週期的一時脈訊號來產生該驅動訊號；以及 一計時電路，其係被連結到該PWM電路，以提供該時脈訊號，其中該計時電路包括一計時電容器，在此該時脈訊號的該切換週期等於該計時電容器充電到一上參考電壓的一充電時間加上該計時電容器放電到一下參考電壓的一放電時間，其中若該切換器的開啟時間大於或等於臨界時間，則藉由減少將計時電容器充電的速率以增加該時脈訊號的該切換週期，該計時電路會增加該計時電容器的該充電時間。
  10. 如申請專利範圍第9項之切換電源，其中當該切換器的開啟時間小於該臨界時間時，該時脈訊號的切換週期係為一固定切換週期。
  11. 如申請專利範圍第10項之切換電源，其中該臨界時間等於該固定切換週期的一半。
  12. 如申請專利範圍第9項之切換電源，其中該計時電路會增加該切換週期達一時間量，該時間量係回應在該切換器開啟時間與該臨界時間之間的時間差。
  13. 如申請專利範圍第12項之切換電源，其中該計時電路增加該切換週期的時間量與在該切換器開啟時間與臨界時間之間的時間差成比例。
  14. 如申請專利範圍第9項之切換電源，其中因應該切換電流達到一電流極限，該PWM電路係被連結以關閉該切換器。
  15. 如申請專利範圍第14項之切換電源，其中該PWM電路係被連結以接收代表該電源輸出的一反饋訊號，且其中該電流極限係為因應該反饋訊號的一可變電流極限。
  16. 如申請專利範圍第9項之切換電源，其中該切換器與該控制器係被包括在一積體電路中。
  17. 一種使用於切換電源的積體電路控制器，該控制器包含：一脈衝寬度調制(PWM)電路，其係被連結以控制一切換器，以因應流經該切換器的一切換電流並且因應具有切換週期的一時脈訊號來調節該電源的一輸出；一計時電路，其係連結到該PWM電路，以提供該時脈訊號，其中該計時電路包括一計時電容器，在此該時脈訊號的該切換週期等於該計時電容器充電到一上參考電壓的一充電時間加上該計時電容器放電到一下參考電壓的一放電時間，其中若該切換器的開啟時間大於或等於臨界時間，則藉由減少將計時電容器充電以延長該切換週期的速率，該計時電路會增加該計時電容器的該充電時間，其中該計時電路係以當該切換器之開啟時間小於該臨界時間的一第一速率將該計時電容器充電，且其中該計時電路係以當該切換器之開啟時間大於或等於該臨 界時間的一第二速率將該計時電容器充電，其中該第一速率大於該第二速率。
  18. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中當該切換器的開啟時間小於該臨界時間時，該時脈訊號的該切換週期係為的一固定切換週期。
  19. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中該計時電路會將該切換週期延伸一時間量，該時間量係對應在該切換器開啟時間與該臨界時間之間的時間差。
  20. 如申請專利範圍第19項之積體電路控制器，其中該計時電路延長該切換週期的時間量與在該切換器開啟時間與該臨界時間之間的時間差成比例。
  21. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中該計時電路以該第二速率將該計時電容器充電僅至該切換器關閉為止，並且隨後以該第一速率將該計時電容器恢復充電到該上參考電壓。
  22. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中當達到該臨界時間時後，於該開啟時間的一剩餘時間之起始，該計時電路以該第二速率將該計時電容器充電。
  23. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中該第二速率小於或等於該第一速率的一半。
  24. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中在該切換週期內，該第二速率對該第一速率的比率會與該切換器之工作比成反比地改變。
  25. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中該計時電路進一步包含：一第一電流源，其係被連結以將該計時電容器放電到該下參考電壓；一第二電流源，其係被連結以當該切換器的開啟時間小於該臨界時間時，以該第一速率將該計時電容器充電；以及一第三電流源，其係被連結以當該切換器的開啟時間大於或等於該臨界時間時，以該第二速率將該計時電容器充電。
  26. 如申請專利範圍第17項之積體電路控制器，其中該計時電路會將一固定電壓維持在該計時電容器，直到該切換器關閉，並且然後若該切換器的開啟時間大於或等於該臨界時間，則以該第一速率將該計時電容器充電。
TW101127111A 2011-07-28 2012-07-27 切換電源及使用於切換電源的積體電路控制器 TWI466419B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/193,434 US8531853B2 (en) 2011-07-28 2011-07-28 Variable frequency timing circuit for a power supply control circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201320563A true TW201320563A (zh) 2013-05-16
TWI466419B TWI466419B (zh) 2014-12-21

Family

ID=47576537

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101127111A TWI466419B (zh) 2011-07-28 2012-07-27 切換電源及使用於切換電源的積體電路控制器

Country Status (4)

Country Link
US (2) US8531853B2 (zh)
KR (1) KR101302258B1 (zh)
CN (1) CN102904447B (zh)
TW (1) TWI466419B (zh)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8611116B2 (en) 2011-07-28 2013-12-17 Power Integrations, Inc. Varying switching frequency and period of a power supply controller
US8531853B2 (en) 2011-07-28 2013-09-10 Power Integrations, Inc. Variable frequency timing circuit for a power supply control circuit
US9164133B2 (en) * 2012-11-02 2015-10-20 Power Integrations, Inc. Switched averaging error amplifier
CN103066872B (zh) 2013-01-17 2015-06-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源
CN103151910B (zh) 2013-03-25 2015-05-13 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种欠压保护电路、欠压保护方法及开关电源
KR102095064B1 (ko) * 2013-08-12 2020-03-30 솔루엠 (허페이) 세미컨덕터 씨오., 엘티디. 파워 스위치 구동회로, 전원공급장치 및 파워 스위치 구동 방법
US20150091539A1 (en) * 2013-10-02 2015-04-02 Infineon Technologies Autria AG Half-bridge gate driver control
TWI499183B (zh) * 2013-12-05 2015-09-01 Richtek Technology Corp 電源轉換器的功率因數校正電路
SG2014010839A (en) * 2014-02-11 2015-09-29 Opulent Electronics Internat Pte Ltd Device and method for providing regulated current to an electrical load
US9577527B2 (en) * 2015-03-20 2017-02-21 Active-Semi, Inc. Current metering for transitioning between operating modes in switching regulators
CN104779799B (zh) * 2015-04-28 2017-05-31 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
FR3044843B1 (fr) * 2015-12-04 2018-01-05 Sagem Defense Securite Procede de controle d'un convertisseur continu/continu et convertisseur continu/continu pour la mise en œuvre d'un tel procede de controle.
US10205394B2 (en) * 2016-09-16 2019-02-12 Power Integrations, Inc. Switched mode power converter controller with ramp time modulation with jitter frequency
US10148181B2 (en) * 2016-10-07 2018-12-04 Semiconductor Components Industries, Llc Switched mode power supply with dynamic frequency foldback
IT201700022236A1 (it) * 2017-02-28 2018-08-28 St Microelectronics Srl Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti
US10199918B2 (en) * 2017-07-10 2019-02-05 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a semiconductor device
DE102018123729A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Tridonic Gmbh & Co Kg Betriebsgerät für Leuchtmittel mit Leistungsmessung und entsprechendes Messverfahren
KR20230024801A (ko) * 2021-08-12 2023-02-21 엘지이노텍 주식회사 컨버터
TWI832742B (zh) * 2023-03-31 2024-02-11 宏碁股份有限公司 抑制磁飽和之升壓轉換器

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5903452A (en) 1997-08-11 1999-05-11 System General Corporation Adaptive slope compensator for current mode power converters
JP3233099B2 (ja) 1998-03-27 2001-11-26 株式会社村田製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6396718B1 (en) * 2000-12-19 2002-05-28 Semiconductor Components Industries Llc Switch mode power supply using transformer flux sensing for duty cycle control
JP2005506827A (ja) 2002-10-17 2005-03-03 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 周波数変調された自励振動スイッチング電源
US7272025B2 (en) * 2005-01-18 2007-09-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to control either a regulated or an unregulated output of a switching power supply
US7593245B2 (en) * 2005-07-08 2009-09-22 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switching power supply
US7746050B2 (en) * 2007-04-06 2010-06-29 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for controlling the maximum output power of a power converter
JP2010041832A (ja) * 2008-08-06 2010-02-18 Panasonic Corp スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置
JP5277952B2 (ja) 2008-12-25 2013-08-28 富士電機株式会社 スイッチング電源回路
US8222882B2 (en) * 2009-01-30 2012-07-17 Power Integrations, Inc. Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
US7965151B2 (en) * 2009-06-02 2011-06-21 Power Integrations, Inc. Pulse width modulator with two-way integrator
US8427848B2 (en) * 2010-12-22 2013-04-23 Power Integrations, Inc. Variable time clamp for a power supply controller
US8531853B2 (en) 2011-07-28 2013-09-10 Power Integrations, Inc. Variable frequency timing circuit for a power supply control circuit
US8611116B2 (en) 2011-07-28 2013-12-17 Power Integrations, Inc. Varying switching frequency and period of a power supply controller

Also Published As

Publication number Publication date
KR20130014403A (ko) 2013-02-07
US8665620B2 (en) 2014-03-04
US20130336021A1 (en) 2013-12-19
TWI466419B (zh) 2014-12-21
KR101302258B1 (ko) 2013-09-02
CN102904447A (zh) 2013-01-30
US20130027996A1 (en) 2013-01-31
US8531853B2 (en) 2013-09-10
CN102904447B (zh) 2015-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI466419B (zh) 切換電源及使用於切換電源的積體電路控制器
KR101809777B1 (ko) 컨트롤러, 및 전력 공급기
US9490706B2 (en) Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
US10447149B2 (en) Introducing jitter to a switching frequency by way of modulating current limit
TWI565200B (zh) 切換模式電源供應器及其操作方法
EP3267570B1 (en) Switched mode power converter controller with ramp time modulation
CN107834853B (zh) 以抖动频率进行斜坡时间调制的开关式功率转换器控制器
US8823353B2 (en) Power controller with smooth transition to pulse skipping
US10826375B2 (en) Frequency jitter for a power converter
Fernandez et al. Optimisation of a self-driven synchronous rectification system for converters with a symmetrically driven transformer
JP2013132100A (ja) スイッチングレギュレータ

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees