KR101809777B1 - 컨트롤러, 및 전력 공급기 - Google Patents

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KR101809777B1 KR1020130159729A KR20130159729A KR101809777B1 KR 101809777 B1 KR101809777 B1 KR 101809777B1 KR 1020130159729 A KR1020130159729 A KR 1020130159729A KR 20130159729 A KR20130159729 A KR 20130159729A KR 101809777 B1 KR101809777 B1 KR 101809777B1
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Abstract

스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러로서, 스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 및 스위칭 주기(switching period)를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 회로; 및 상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로를 포함하고, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 온 타임(on time)이 임계 시간을 초과하는 것에 응답하여 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키고, 상기 스위칭 주기는 상기 온 타임과 상기 임계 시간간의 차이의 배수만큼 증가하는 컨트롤러가 제공된다.

Description

컨트롤러, 및 전력 공급기{A CONTROLLER, AND A POWER SUPPLY}
관련 출원에 대한 교차 참조
이 출원은 본건과 동일자로 출원되고 동시 계류중인 미국 출원 번호 제13/193,411호, 대리인 사건 번호 제5510P231호, 명칭 "Variable Frequency Timing Circuit for a Power Supply Control Circuit"와 관련된다.
발명의 분야
본 발명은 일반적으로 전력 공급기들에 관한 것이고, 더욱 구체적으로, 본 발명은 스위칭된 모드 전력 공급기들을 위한 컨트롤러들에 관한 것이다.
전자 디바이스들은 동작하기 위해 전력을 이용한다. 스위칭된 모드 전력 공급기들은 보통 많은 오늘날의 전자장치들에 전력을 공급하기 위해 그들의 고효율성, 소형 사이즈 및 낮은 중량으로 인해 이용된다. 종래의 월 소켓(wall socket)들은 고전압 교류를 제공한다. 스위칭 전력 공급기에서, 고전압 교류(ac) 입력은 에너지 전달 요소를 통해 잘 조절된 직류(dc) 출력을 제공하도록 변환된다. 동작에서, 스위치를 활용하여, 듀티 사이클(통상적으로 총 스위칭 주기에 대한 스위치의 온-타임의 비율)을 변화시키거나, 스위칭 주파수를 변화시키거나, 또는 스위칭된 모드 전력 공급기에서 스위치의 단위 시간당 펄스의 수를 변화시킴으로써 원하는 출력을 제공한다.
스위칭된 모드 전력 공급기는 또한 폐쇄 루프에서 출력을 감지하고 제어함으로써 출력 조절을 보통 제공하는 컨트롤러를 포함한다. 컨트롤러는 출력을 표현하는 피드백 신호를 수신할 수 있고, 컨트롤러는 원하는 품질로 출력을 조절하기 위해 피드백 신호에 응답하여 하나 이상의 파라미터를 변화시킨다. 다양한 제어 모드가 활용될 수 있다. 하나의 제어 모드는 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 피크 전류 모드 제어로서 알려져 있다. PWM 피크 전류 모드 제어에서, 스위치는 스위치에서 전류가 전류 한계에 도달할 때까지 온을 유지한다. 일단 전류 한계에 도달하면, 컨트롤러는 스위칭 주기의 나머지 동안 스위치를 턴 오프(turn off)한다. 일반적으로, 더 높은 전류 한계는 스위치의 더 긴 온-타임 및 더 큰 듀티비(duty ratio)를 야기한다. 그러나, 큰 듀티비들(통상적으로 50%보다 큰 듀티비들에 대해)을 갖는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)에서 동작하는 컨트롤러들에 대해, 작은 에러 신호 동요들은 서브-하모닉 진동(sub-harmonic oscillation)을 일으킬 수 있다.
본 발명의 비-한정적 및 비-총망라 실시예들은 다음의 도면들을 참조하여 설명되고, 동일한 참조 번호들은 달리 특정되지 않는 한 다양한 도면들에 걸쳐서 유사한 부분들을 가리킨다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 컨트롤러를 활용하는 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기를 도시하는 도면이다.
도 2a는 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기의 예시적인 스위칭 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 2b는 전류 모드 펄스폭 변조(PWM) 제어를 활용하는 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기의 스위칭 전류 파형의 추가 예를 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 제어 스킴을 활용하는 도 1의 예시적인 스위칭 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 컨트롤러를 도시하는 도면이다.
도 5a는 도 4의 타이밍 회로의 선형 기울기(linear slope)를 이용하는 예시적인 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 5b는 도 4의 타이밍 회로의 비선형 기울기를 활용하는 다른 예시적인 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 6은 도 5의 전압 파형의 다양한 실시예를 도시하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 타이밍 회로이다.
도 8은 도 7의 타이밍 회로의 전압들 및 전류들의 다양한 파형을 도시하는 타이밍도이다.
가변 스위칭 주파수 및 주기를 갖는 컨트롤러의 실시예들이 본원에 설명된다. 다음의 설명에서 다수의 특정 상세들이 실시예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 제시된다. 그러나, 관련 기술의 통상의 기술자는, 본원에 설명된 기법들이 특정 상세들 중 하나 이상 없이, 또는 다른 방법들, 컴포넌트들, 물질들 등을 갖고 실시될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 다른 경우들에서, 잘 알려진 구조들, 물질들, 또는 동작들은 특정 양태들을 불명료하게 하는 것을 피하기 위해 상세하게 도시 또는 설명되지 않는다.
본 명세서에 걸쳐서 "일 실시예", "실시예", "일 예" 또는 "예"에 대한 참조는, 실시예 또는 예와 관련하여 설명된 특정 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서에 걸쳐서 다양한 곳에서의 구절들 "일 실시예에서", "실시예에서", "일 예" 또는 "예"의 출현은 반드시 모두 동일한 실시예 또는 예를 가리키는 것은 아니다. 또한, 특정 특징들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들 또는 예들에서 임의의 적절한 결합들 및/또는 부결합들로 결합될 수 있다. 또한, 이것과 함께 제공되는 도면들은 이 기술분야의 통상의 기술자에게의 설명 목적을 위한 것이고, 도면들은 반드시 비례적으로 그려진 것은 아님을 알 것이다.
다양한 제어 모드를 활용하여 전력 공급기의 출력을 조절할 수 있다. 하나의 제어 모드는 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 전류 모드 제어로서 알려져 있다. PWM 전류 모드 제어에서, 스위치는 스위치에서 전류가 전류 한계에 도달하거나 최대 듀티비에 도달할 때까지 온을 유지한다. 일 실시예에서, 전류 한계는 스위치의 피크 전류이다. 일단 전류 한계에 도달하면, 컨트롤러는 스위칭 주기의 나머지 동안 스위치를 턴 오프한다. 일반적으로, 더 높은 전류 한계는 스위치의 더 긴 온-타임 및 더 큰 듀티비를 야기한다. 그러나, 큰 듀티비들(통상적으로 50%보다 큰 듀티비들에 대해)을 갖는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)에서 동작하는 컨트롤러들에 대해, 작은 에러 신호 동요들은 서브-하모닉 진동(sub-harmonic oscillation)을 일으킬 수 있다. 특히, 서브-하모닉 진동은 스위칭 주파수(및 따라서 스위칭 주기 TS)가 변화하지 않는 종래의 PWM 전류 모드 제어에 대해 발생할 수 있다.
서브-하모닉 진동을 방지하기 위한 통상적인 방법들은 듀티비로 전류 한계를 변화시키는 것을 포함한다. 이러한 경우, 전류 한계는 고정되지 않고, 전류 한계는 듀티비가 증가함에 따라 선형적으로 감소하는 경사로(ramp)이다. 이것은 통상적으로 기울기 보상(slope compensation)으로서 알려져 있다. 그러나, 기울기 보상을 활용하는 것에 대해 단점들이 존재한다. 예를 들어, 연속 전도 모드(CCM)에서, 출력 전력은 스위치의 피크 전류에 비례하고, 피크 전류는 전류 한계가 선형적으로 감소함에 따라 감소한다. 결과로서, 출력 전력은 높은 듀티비들에 대해 감소한다. 기울기 보상은 또한 PWM 전류 모드 제어의 루프 대역폭 및 위상 마진 이득들을 해친다. 출력 전력의 감소를 상쇄하기 위해서, 전류 한계는 전체적으로 감소될 수 있다. 그러나, 스위치, 트랜스포머, 클램프 회로, 및 출력 정류기와 같은 전력 공급기 컴포넌트들은 더 높은 전류 값들에 대해 정해질 필요가 있다. 이러한 접근법은 결점들을 갖는데, 그 이유는 컴포넌트에 대한 더 높은 전류 정격은 컴포넌트의 사이즈의 증가를 의미하기 때문이다. 결과로서, 전류 한계 기울기 보상을 활용하는 것은 사이즈와 출력 전력 사이의 트레이드오프들(tradeoffs)을 야기할 수 있다.
스위칭 주파수가 컨트롤러에 의해 변화되지 않는 종래의 PWM 피크 전류 모드 제어에 의하면, 서브-하모닉 진동은 연속 전도 모드에 있을 때 높은 듀티비들에서 발생할 수 있다. 서브-하모닉 진동의 결과로서, 스위치의 오프-타임들은 하나의 스위칭 주기로부터 다음 스위칭 주기로 극적으로 변화시켜서 출력 전압에서 큰 리플을 생성할 수 있다. 서브-하모닉 진동은 또한 전력 공급기의 최대 출력 전력 능력을 감소시킬 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 서브-하모닉 진동이 일어날 수 있을 때 어떤 크리티컬 타임 tC 후에 스위칭 주파수(및 따라서 스위칭 주기 TS)을 변화시킴으로써 유지되는 서브-하모닉 진동과 결과로서 생기는 오프-타임에서의 큰 변동들의 가능성을 감소시킨다. 일 실시예에서, 총 스위칭 시간 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수로 변화된다. 추가 실시예에서, 스위치의 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수로 변화된다. 일 실시예에서, 배수는 분수 양(fractional amount)이다. 일 예에서, 이것은 연속적인 스위칭 사이클들에 대해 실질적으로 고정된 오프-타임 tOFF을 야기한다. 온-타임이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수를 변화시킴으로써, 유지되는 서브-하모닉 진동의 가능성이 감소된다. 더 논의되는 바와 같이, 본 발명의 실시예들은 스위칭 주파수를 변화시키기 위해 타이밍 회로 전압을 변경하는 것을 포함한다.
먼저 도 1을 참조하면, 입력 VIN(102), 에너지 전달 요소 T1(104), 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(primary winding)(106), 에너지 전달 요소 T1(104)의 이차 권선(secondary winding)(108), 스위치 S1(110), 클램프 회로(112), 정류기 D1(114), 출력 캐패시터 C1(116), 부하(118), 출력 양 UO, 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 피드백 회로(120), 컨트롤러(122), 피드백 신호 UFB(124), 전류 감지 입력(126), 구동 신호(128), 및 스위치 전류 ID(130)를 포함하는 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 다이어그램이 예시된다. 도 1에 도시된 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 토폴로지는 플라이백 레귤레이터 타입으로 되어 있고, 이것은 본 발명의 교시들로부터 이득이 있을 수 있는 스위칭된 모드 전력 공급기 토폴로지의 단지 하나의 예이다. 스위칭된 모드 전력 공급기 레귤레이터들의 다른 알려진 토폴로지들 및 구성들은 또한 본 발명의 교시들로부터 이득이 있을 수 있다는 것을 알 것이다.
스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 조절되지 않은 입력 VIN(102)으로부터 부하(118)로 출력 전력을 제공한다. 일 실시예에서, 입력 VIN(102)은 정류되고 필터링된 ac 라인 전압이다. 다른 실시예에서, 입력 전압 VIN(102)은 dc 입력 전압이다. 입력 VIN(102)은 에너지 전달 요소 T1(104)에 결합된다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 결합된 인덕터(coupled inductor)일 수 있다. 본 발명의 일부 다른 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 트랜스포머일 수 있다. 도 1의 예에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 2개의 권선, 즉, 일차 권서(106) 및 이차 권선(108)을 포함한다. NP 및 NS는 일차 권서(106) 및 이차 권선(108) 각각에 대한 회전의 수이다. 일차 권선(106)은 또한 활성 스위치 S1(110)에 결합되고, 이것은 또한 그 다음에 입력 리턴(111)에 결합된다. 또한, 클램프 회로(112)는 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(106) 양단에 결합된다. 에너지 전달 요소 T1(104)의 이차 권선(108)은 정류기 D1(114)에 결합된다. 도 1에 도시된 예에서, 정류기 D1(114)는 다이오드로서 예시되고, 이차 권선(108)은 다이오드의 애노드단에 결합된다. 그러나, 일부 실시예들에서 정류기 D1(114)는 동기성 정류기로서 이용되는 트랜지스터일 수 있다. 출력 캐패시터 C1(116)와 부하(118) 둘다 정류기 D1(114)에 결합된다. 도 1의 예에서, 정류기 D1(114)는 다이오드로서 예시되고, 출력 캐패시터 C1(116)와 부하(118) 둘다 다이오드의 캐소드단에 결합된다. 출력이 부하(118)에 제공되고, 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 이 둘의 결합으로서 제공될 수 있다.
또한, 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 출력 양 UO으로서 예시되는 출력을 조절하기 위한 회로를 더 포함한다. 일반적으로, 출력 양 UO은 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 이 둘의 결합이다. 피드백 회로(120)가 출력 양 UO을 감지하기 위해 결합된다. 일 실시예에서, 피드백 회로(120)는 전력 공급기(100)의 출력으로부터 출력 양 UO을 감지할 수 있다. 다른 실시예에서, 피드백 회로(120)는 에너지 전달 요소 T1(104)의 부가적인 권선으로부터 출력 양을 감지할 수 있다. 컨트롤러(122)가 또한 피드백 회로(120)에 결합되고 몇개의 단자들을 포함한다. 하나의 단자에서, 컨트롤러(122)는 피드백 회로(120)로부터 피드백 신호 UFB(124)를 수신한다. 컨트롤러(122)는 전류 감지 입력(126) 및 구동 신호(128)를 위한 단자들을 더 포함한다. 전류 감지 입력(126)은 스위치 S1(110)에서 스위치 전류 ID(130)를 감지한다. 또한, 컨트롤러(122)는 다양한 스위칭 파라미터들을 제어하기 위해 스위치 S1(110)에 구동 신호(128)를 제공한다. 이러한 파라미터들의 예들은 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수, 스위칭 주기, 듀티 사이클, 또는 각각의 온 및 오프 타임들을 포함할 수 있다.
동작에서, 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 조절되지 않은 입력 전압과 같은, 조절되지 않은 입력 VIN(102)으로부터 부하(118)에 출력 전력을 제공한다. 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 에너지 전달 요소 T1(104)를 활용하여 입력 VIN(102)으로부터의 전압을 일차(106) 및 이차(108) 권선들 사이로 변환한다. 클램프 회로(112)는 스위치 S1(110)에서의 최대 전압을 제한하기 위해 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(106)에 결합된다. 일 실시예에서, 클램프 회로(112)는 스위치 S1(110)에서의 최대 전압을 제한한다. 스위치 S1(110)는 컨트롤러(122)로부터 수신된 구동 신호(128)에 응답하여 개방 및 폐쇄된다. 일부 실시예들에서, 스위치 S1(110)는 트랜지스터일 수 있고, 컨트롤러(122)는 통합된 회로들 및/또는 개별 전기 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 컨트롤러(122) 및 스위치 S1(110)는 단일 통합 회로(132) 내로 함께 포함된다. 일 예에서, 통합 회로(132)는 모놀리식 통합 회로이다. 다른 예에서, 통합 회로(132)는 하이브리드 통합 회로이다.
동작에서, 스위치 S1(110)의 스위칭은 정류기 D1(114)에서 펄스화 전류를 발생한다. 정류기 D1(114)에서의 전류는 부하(118)에서 실질적으로 일정한 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 둘의 결합을 발생하기 위해서 출력 캐패시터 C1(116)에 의해 필터링된다.
피드백 회로(120)는 컨트롤러(122)에 피드백 신호 UFB(124)를 제공하기 위해 출력 양 UO을 감지한다. 도 1의 예에서, 컨트롤러(122)는 또한 스위치 S1(110)에서 감지된 전류 ID(130)를 릴레이하는 전류 감지 입력(126)을 수신한다. 스위치 전류 ID(130)는 예를 들어, 트랜지스터가 전도하고 있을 때 트랜지스터 양단의 전압 또는 개별 저항 양단의 전압과 같은, 다양한 방식으로 감지될 수 있다.
컨트롤러(122)는 원하는 값으로 출력 양 UO을 실질적으로 조절하기 위해 다양한 시스템 입력들에 응답하여 스위치 S1(110)을 동작시키기 위한 구동 신호(128)를 출력한다. 피드백 회로(120) 및 컨트롤러(122)의 이용에 의해, 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 출력은 폐루프에서 조절된다. 또한, 컨트롤러(122)는 TS의 스위칭 주기 및 fS의 스위칭 주파수를 갖는 스위치 S1(110)의 스위칭 사이클을 정의하는 타이밍 회로(아래 더 상세하게 논의됨)를 포함하며, 여기서, TS=1/fS이다.
본 발명의 일 실시예에서, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS를 변화시키는 제어 스킴을 활용할 수 있다. 추가 실시예에서, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS를 감소시킨다(또는 다시 말해, 스위칭 주기 TS를 연장한다). 고정된 부하에 대해, 컨트롤러(122)의 스위칭 주기(및 스위칭 주파수)는 온-타임이 크리티컬 타임보다 작을 때 고정된 기간일 수 있고, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주기(또는 스위칭 주파수)를 변화시킨다.
위에서 언급한 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 어떤 배수에 의해 변화시킬 수 있다. 일부 실시예들에서, 배수는 1보다 작은 값이다. 큰 듀티비에 대응하는, 스위치가 크리티컬 타임 tC보다 긴 온-타임 tON을 가질 때 스위칭 주파수 fS를 변화시킴으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 서브-하모닉 진동은 스위치 S1(110)의 온-타임 tON에 응답하여 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS(및 스위칭 주기 TS)를 변조함으로써 방지될 수 있다. 더 논의되는 바와 같이, 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때, 컨트롤러에 포함된 타이밍 회로가 대안적인 방전 모드로 변한다. 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프하면, 타이밍 회로는 정상 방전 모드를 재개한다. 대안적인 방전 모드 중에 타이밍 회로 캐패시터의 방전 레이트를 선택함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다.
다양한 전도 모드들의 스위칭 전류가 도 2a에 예시된다. 도 1의 전력 공급기(100)의 예시적인 스위칭 전류 파형의 다이어그램이 스위칭 주기 TS(204), 스위치 온-타임 tON(206), 스위치 오프-타임 tOFF(208), 사다리꼴 모양(210), 및 삼각형 모양(212)을 포함하여 도시된다. 도 2a는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)와 불연속 전도 모드(discontinuous conduction mode; DCM) 둘다에서 시간에 따라 스위치 전류 ID(202)의 일반적인 파형을 도시한다.
임의의 스위칭 주기 TS(204) 중에, 스위치 S1(110)는 출력 UO을 조절하기 위해 컨트롤러(122)로부터 구동 신호(128)에 응답하여 전도할 수 있다. 스위칭 주기 TS(204)은 2개의 시간 부분, 즉, 스위치 온-타임 tON(206) 및 스위치 오프-타임 tOFF(208)으로 분리될 수 있다. 스위치 온-타임 tON(206)은 스위치 S1(110)가 전도하고 있는 스위칭 주기 TS(202)의 부분을 표시한다. 스위치 오프-타임 tOFF(208)은 스위치 S1(110)가 전도하고 있지 않을 때 스위칭 주기 TS(202)의 나머지 부분을 표시한다. 도 2a의 전류 파형은 2가지 기본적인 동작 모드를 도시한다. 사다리꼴 모양(210)은 연속 전도 모드(CCM)의 특징이고, 삼각형 모양(212)은 불연속 전도 모드(DCM)의 특징이다. CCM 중에, 스위치 전류 ID(202)는 스위치 온-타임 tON(206)의 시작 직후에 실질적으로 넌-제로(non-zero)이고 스위치 온-타임 tON(208) 동안 내내 꾸준히 증가한다. DCM에서, 스위치 전류 ID(202)는 스위치 온-타임 tON(206)의 시작 직후에 실질적으로 제로(zero)이고 스위치 온-타임 tON(206) 동안 내내 꾸준히 증가한다. 스위치 오프-타임 tOFF(204) 중에, 스위치 전류 ID(202)는 CCM 및 DCM 둘다에 대해 실질적으로 제로이다.
서브-하모닉 진동은 일반적으로 종래의 컨트롤러들이 PWM 전류 모드 제어를 활용하고 CCM에서 50%보다 크거나 작은 듀티비로 동작할 때 발생한다. 도 2b는 출력 양 UO을 조절하기 위해 스위치 S1(110)의 PWM 전류 모드 제어가 이용되는 시간에 대해 도 1의 스위치 전류 ID의 일반적인 파형을 나타낸다. 도 2b는 스위치 전류 ID(214), 스위칭 주기 TS(216), 스위치 온-타임 tON(218), 스위치 오프-타임 tOFF(220), 및 전류 한계 ILIM(222)를 예시한다. 도 2b의 예에서, 컨트롤러(122)는 CCM에서 동작하고 있다.
스위치 S1(110)는 각각의 스위칭 주기 TS(216)의 시작에서 전도한다. 스위치 S1(110)는 스위치 전류 ID(214)가 전류 한계 ILIM(222)에 도달할 때까지 전도한다. 일 예에서, 일정한 스위칭 주기 TS(216)(그렇지 않으면 고정된 스위칭 주파수 fS로서 알려짐)에서의 전류 한계 ILIM(222)의 제어는 스위치 전류 ID(214)의 피크를 출력 양 UO을 조절하는 데 요구되는 값으로 유지한다. 일반적으로, 전류 한계 ILIM(222)가 더 높으면, 스위치 온-타임 tON(218)은 더 길어진다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 전류 한계 ILIM(222)는 또한 피크 일차 전류 IPEAK이다. 조절은 고정 주파수 PWM 전류 모드 제어, 고정 주파수 PWM 전류 프로그램된 제어, 및/또는 피크 전류 모드 제어로 알려진 PWM 기법에 의해 달성된다.
그러나, "고정 주파수 제어"라는 용어는 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS가 변하지 않는 채로 유지되는 것을 반드시 수반하지는 않음을 알아야 한다. 대신, "고정 주파수 제어"라는 용어의 사용은 단지 스위치의 스위칭 주파수 fS가 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 이용되지 않는다는 것을 표시할 수 있다. 고정 주파수 PWM 전류 모드 제어의 예에 대해, 전류 한계 ILIM(222)의 값은 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 활용된다. 다양한 실시예들에 대해, 서브-하모닉 진동을 방지하기 위해 스위칭 주파수 fS를 변화시키는 것은 여전히 고정 주파수 제어 모드들을 따라 활용될 수 있는데, 그 이유는 스위칭 주파수 fS는 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 활용되지 않기 때문이다. 또한, EMI 방출들(주파수 지터(frequency jitter)라고도 함)에 대한 주파수 변조가 또한 서브-하모닉 진동을 방지하기 위해 스위칭 주파수를 변화시키는 것과 활용될 수 있다.
다음으로 도 3을 참조하면, 스위치의 스위칭 주파수 fS 및 오프-타임 tOFF을 변화시키는 제어 스킴을 활용하는 전력 공급기(100)의 예시적인 스위칭 전류 파형 ID의 다이어그램이 스위치 전류 ID(302), 스위칭 주기들 TS(304, 306, 308, 및 310), 베이스 주기 T0(312), 크리티컬 타임 tC(314), 제1 전류 한계 ILIM1(316), 제2 전류 한계 ILIM2(318), 제3 전류 한계 ILIM3(320), 및 제4 전류 한계 ILIM4(322)를 포함하여 예시된다. 또한, 각각의 스위칭 주기 TS(304, 306, 308, 및 310)은 각각의 온-타임 tON 및 오프-타임 tOFF을 갖는다. 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기들 TS(308, 및 310)은 또한 각각의 연장된 온-타임 tONX, 베이스 오프-타임 tOFFB, 및 연장 주기들 TX(324 및 326)을 포함한다.
도 2b와 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 스위치 S1(110)는 각각의 스위칭 주기 TS에 대한 전류 한계에 도달할 때까지 모든 스위칭 주기 TS의 시작에서 전도한다. 도 3은 CCM에서 동작하고 전류 모드 제어를 활용하는 컨트롤러(122)를 예시한다. 위에서 언급한 바와 같이, 전류 한계가 더 커지면, 통상적으로 온-타임 tON은 더 길어진다. 일반적으로, 스위치 전류 ID(302)가 전류 한계까지 얼마나 빨리 증가하는지는 입력 전압 VIN(102) 및 일차 권선(106)의 인덕턴스 LP에 부분적으로 의존한다.
스위칭 주기 TS(304) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제1 전류 한계 ILIM1(316)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(304) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 작다. 결과로서, 스위칭 주기 TS(304) 및 오프-타임 tOFF은 변경되지 않고, 결과로서, 스위칭 주기 TS(304)은 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같도록 고정된다. 일 실시예에서, 크리티컬 타임 tC(314)은 베이스 주기 T0(312)의 1/2과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로
Figure 112013116723086-pat00001
이다. 크리티컬 타임 tC의 값은 스위칭 주파수가 변화하지 않는 경우에 서브-하모닉 진동일 발생할 수 있는 시점이다.
스위칭 주기 TS(306) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제2 전류 한계 ILIM2(318)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(306) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)과 실질적으로 같고, 스위칭 주기 TS(306) 및 오프-타임 tOFF은 변경되지 않는다. 따라서, 스위칭 주기 TS(306)은 또한 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같도록 고정된다. 스위칭 주기들 TS(304 및 306)에 도시된 바와 같이 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)과 실질적으로 같거나 작을 때, 컨트롤러(122)는 스위칭 주기들 TS(304 및 306)이 고정 스위칭 주기인 정상 동작 모드에 있다. 일 실시예에서, 고정 스위칭 주기는 변화하지 않는 스위칭 주기이고, 컨트롤러(122)에 포함된 타이밍 회로(예를 들어, 오실레이터)의 설정 주파수에 따라 미리 결정된다.
그러나, 스위칭 주기 TS(308) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제3 전류 한계 ILIM3(320)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(308) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 크다. 도 3의 실시예에 따르면, 스위칭 주기 TS(308)은 연장 주기 TX(324)만큼 베이스 주기 T0(312) 위로 연장된다. 더 논의되는 바와 같이, 연장 주기 TX(324)의 길이는 온 타임 tON이 얼마나 크리티컬 타임 tC(314)을 지나 연장하는지에 의존한다. 다시 말해, 스위칭 주기 TS(308)이 얼마나 연장되는지는 스위칭 주기 TS(308)에서 연장된 온-타임 tONX으로서 또한 도시되는, 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이에 의존한다(tONX=tON-tC).
스위칭 주기 TS(310) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제4 전류 한계 ILIM4(322)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(310) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 크고, 스위칭 주기 TS(310)은 결과로서 연장 주기 TX(326)만큼 베이스 주기 T0(312) 위로 연장된다. 연장 주기 TX(326)의 길이는 스위칭 주기 TS(310) 중의 연장된 온-타임 tONX에 의존한다.
스위칭 주기들(308 및 310)에 의해 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(312) 및 연장 주기 TX의 함수로서 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00002
연장 주기 TX의 길이는 각각의 스위칭 주기 TS 중의 연장된 온-타임 tONX에 의존한다. 스위칭 주기들(304 및 306)과 관련하여 전술한 바와 같이, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 작거나 같을 때 스위칭 주기는 고정되고 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같다. 또한, 연장 주기들 TX(324 및 326)은 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00003
여기서, k는 연장 계수이고 0≤k이다. 일 실시예에서, 연장 계수 k는 일정하다. 다른 실시예에서, 연장 계수 k는 일정하지 않다(더 논의될 것임). 스위칭 주기 TS에서의 연장은 스위칭 주파수 fS에서의 감소를 일으킨다는 것을 알아야 한다. 일 실시예에서, 연장 계수 k의 값은 (컨트롤러(122)의 타이밍 회로의 파라미터들, 연장된 온-타임 tONX, 베이스 주기 T0, 온-타임 tON, 또는 듀티비 D와 같은) 컨트롤러(122)의 다양한 파라미터들에 의존할 수 있다. 연장 계수 k의 값을 결정함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 다시 말해, 연장된 온-타임 tONX이 스위칭 주기 TS에 얼마나 영향을 주는지를 결정함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 수학식 1 및 2에 의해 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이의 배수에 의해 변화시킬 수 있다.
또한, 오프-타임 tOFF은 베이스 오프-타임 tOFFB으로부터 변할 수 있고, 변화의 양은 또한 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이(tONX)에 의존한다. 예시된 바와 같이, 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 클 때 베이스 오프-타임 tOFFB 및 연장 주기 TX의 함수로서 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00004
여기서, 베이스 오프-타임 tOFFB은 베이스 주기 T0(312)과 온-타임 tON 사이의 차이이다: tOFFB=T0-tON. 다시 말해, 실시예들에 따라 스위칭 주기 TS이 베이스 주기 T0(312)을 지나 연장되지 않았다면 베이스 오프-타임 tOFFB은 오프-타임 tOFF의 값을 표현한다. 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 작거나 같을 때 오프-타임 tOFF은 베이스 오프-타임 tOFFB과 실질적으로 동일하다는 것에 주목해야 한다. 수학식 2를 수학식 3에 대입함으로써, 오프-타임은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013116723086-pat00005
수학식 4에 의해 도시된 바와 같이, 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이의 배수에 의해 변할 수 있다.
또한, 서브-하모닉 진동은 오프-타임 tOFF이 베이스 주기 T0 및 온-타임 tON에 의해 결정되는 한계보다 크거나 같음을 보장함으로써도 방지될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00006
수학식 5를 활용하면, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00007
수학식 5 및 6을 활용하면, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0, 연장된 온-타임 tONX, 및 수학식 1 및 2와 같은 연장 계수 k의 함수로서 다뤄지고 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00008
수학식 7로부터, 연장 계수 k는 연장된 온-타임 tONX 및 베이스 주기 T0의 함수이다:
Figure 112013116723086-pat00009
. 이와 같이, 일 실시예에서, 스위칭 주기 TS이 수학식 7에 예시된 양보다 크거나 같을 때 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다.
다음으로 도 4를 참조하면, 컨트롤러(122)의 예의 블록도가 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 블록(402) 및 타이밍 회로(404)를 포함하여 예시된다. PWM 블록(402)은 비교기(406), OR 게이트(408), 및 래치(412)를 포함한다. 도 4에는 피드백 회로(120), 피드백 신호 UFB(124), 전류 감지 신호(126), 구동 신호(128), DCMAX 신호(410), 클록 신호(416), 및 온-타임 신호 UON(418)가 더 예시되어 있다.
컨트롤러(122)는 PWM 블록(402) 및 타이밍 회로(404)를 포함한다. PWM 블록(402)은 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 수신하도록 결합된다. PWM 블록(402)은 또한 클록 신호(416)를 수신하도록 타이밍 회로(404)에 결합된다. 옵션으로, PWM 블록(402)은 또한 타이밍 회로(404)로부터 DCMAX 신호(410)를 수신할 수 있다. 클록 신호(416), DCMAX 신호(410), 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 활용하면, PWM 블록(402)은 구동 신호(128)를 출력한다.
PWM 블록(402)은 비교기(406), OR 게이트(408), 및 플립 플롭(412)을 더 포함한다. 비교기(406)는 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 수신하도록 결합된다. 도시된 예에서, 전류 감지 신호(126)는 비교기(406)의 비-반전 입력에서 수신되고, 피드백 신호 UFB(124)는 비교기(406)의 비-반전 입력에서 수신된다. 일 실시예에서, 피드백 신호 UFB(124)는 전압 신호 또는 전류 신호이고, 스위치 S1(110)의 전류 한계를 표현할 수 있다. 다른 실시예에서, 비교기(406)는 피드백 신호 UFB(124)의 값에 응답하여 결정되는 가변 전류 한계를 수신한다. 또한, 전류 감지 신호(126)는 전압 신호 또는 전류 신호이고, 스위치 전류 ID(130)를 표현할 수 있다. 전류 감지 신호(126)의 값이 피드백 신호 UFB(124)에 의해 제공되는 전류 한계의 값보다 클 때, 비교기(406)의 출력은 논리 하이(logic high)이다. 그렇지 않으면, 비교기(406)의 출력은 논리 로우(logic low)이다.
비교기(406)의 출력은 OR 게이트(408)의 하나의 입력에 결합한다. OR 게이트(408)의 다른 입력은 DCMAX 신호(410)를 수신하도록 결합된다. DCMAX 신호(410)는 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이 변화에 따른 직사각형 파형이다. 일 예에서, 논리 하이 부분의 하강 에지는 최대 듀티비 DMAX에 대응한다. 다른 예에서, DCMAX 신호(410)의 논리 하이 부분의 길이는 최대 듀티비에 대응한다. 그러나, OR 게이트(408)의 입력에서의 작은 원은 OR 게이트(408)가 반전된 DCMAX 신호(410)를 수신함을 표시한다.
플립 플롭(412)은 OR 게이트(408) 및 타이밍 회로(404)에 결합한다. 도시된 예에서, 플립 플롭(412)은 D 플립 플롭이고, 타이밍 회로(404)는 플립 플롭(412)의 클록-입력(clock-input)에 클록 신호(416)를 제공하도록 결합된다. 클록 신호(416)는 직사각형 펄스 파형이고, 연속적인 상승 에지들 사이의 시간의 양은 스위칭 주기 TS과 실질적으로 같다. 또한, OR 게이트(408)의 출력은 플립 플롭(412)의 리셋-입력(reset-input)에 결합된다. 도시된 바와 같이, 플립 플롭(412)의 D-입력은 논리 하이 값을 수신하도록 결합된다. 플립 플롭(412)은 그 다음에 스위치 S1(110)에 구동 신호(128)를 출력한다. 구동 신호(128)는 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이들을 변화시키는 것에 의한 직사각형 파형이다. 일 실시예에서, 논리 하이 부분들은 스위치 S1(110)의 온-타임에 대응하고, 논리 로우 부분들은 스위치 S1(110)의 오프-타임에 대응한다.
타이밍 회로(404)는 온-타임 신호 UON(418)를 수신하고 PWM 블록(402)에 클록 신호(416)를 출력한다. 옵션으로, 타이밍 회로(404)는 또한 PWM 블록(402)에 DCMAX 신호(410)를 제공할 수 있다. 온-타임 신호 UON(418)는 스위치 S1(110)의 온-타임에 관한 정보를 제공하고, 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이들을 변화시키는 것에 의한 직사각형 펄스 파형일 수 있다. 일 예에서, 구동 신호(128)는, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418A)를 수신하도록 플립 플롭(412)의 출력에 결합되도록, 온-타임 신호에 대해 활용될 수 있다. 대안적으로, 전류 감지 신호(126)는, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418B)를 수신하도록 결합되도록, 온-타임 신호 UON(418)에 대해 활용될 수 있다. 또 다른 예에서, 비교기(406)의 출력은, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418C)를 수신하도록 비교기(406)의 출력에 결합되도록, 온-타임 신호 UON(418)에 대해 활용될 수 있다.
타이밍 회로(404)는 클록 신호(416)를 통해 PWM 블록(402)에 스위칭 주기 TS을 제공한다. 즉, 일 예에서, 클록 신호(416)의 주기는 스위칭 주기 TS이다. 일 예에서, 오실레이터가 타이밍 회로(404)에 대해 활용될 수 있다. 온-타임 신호 UON(418)에 의해 제공되는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON을 활용하면, 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수에 의해 스위칭 주기 TS을 변화시킨다. 실시예들에서, 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크지 않으면 스위칭 주기 TS을 변화시키지 않는다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)는 직사각형 펄스 파형이다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)의 상승 에지는 스위칭 주기 TS의 시작을 표시한다.
동작에서, 클록 신호(416)가 논리 하이 값으로 펄싱할 때 스위칭 주기 TS의 시작을 알린다. 플립 플롭(412)의 출력은 논리 하이 값으로 전이하고(D-입력에서의 논리 하이 때문), 구동 신호(128)는 스위치 S1(110)를 턴 온한다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)는 크리티컬 타임 tC에 도달했다면 논리 로우 값으로 하강하고 래치(412)의 출력은 플립 플롭(412) 이 리셋될 때까지 논리 하이 값으로 유지된다. 비교기(406)의 출력이 논리 하이이거나(전류 감지 신호(126)의 값이 피드백 신호 UFB(124)에 의해 제공되는 전류 한계의 값보다 클 때에 대응함) 또는 반전된 DCMAX 신호(410)가 논리 하이인 경우(또는 둘다인 경우), OR 게이트(408)의 출력은 논리 하이이다. 플립 플롭(412)이 리셋-입력에서 논리 하이 값을 수신할 때, 구동 신호(128)(즉, 플립 플롭(412)의 출력)는 논리 로우 값으로 전이하고, 스위치 S1(110)은 턴 오프된다. 클록 신호(416) 및 DCMAX 신호(410)에 대한 타이밍 파형들의 예들은 도 8과 관련하여 논의될 것이다.
다음으로 도 5a를 참조하면, 도 4의 타이밍 회로(404)의 전압 파형 VTIM(528)을 도시하는 다이어그램이 하위 기준 전압 VL(530), 상위 기준 전압 VH(532), 최대 듀티비 전압 VDM(533), 및 크리티컬 타임 tC(514)을 포함하여 도시된다. 도 5a에는 스위치 전류 ID(502), 스위칭 주기들 TS(504, 506, 508, 및 510), 베이스 주기 T0(512), 크리티컬 타임 tC(514), 제1 전류 한계 ILIM1(516), 제2 전류 한계 ILIM2(518), 제3 전류 한계 ILIM3(520), 및 제4 전류 한계 ILIM4(522)가 더 도시되어 있다. 또한, 각각의 스위칭 주기 TS(504, 506, 508, 및 510)은 각각의 온-타임 tON 및 오프-타임 tOFF을 갖는다. 도 5a에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기들 TS(508 및 510)은 또한 각각의 연장된 온-타임 tONX, 베이스 오프-타임 tOFFB, 및 연장 주기들 TX(524 및 526)을 포함한다.
스위치 전류 ID(502)를 표현하는 파형은 대응하는 참조 번호들과 함께 도 3에 예시된 스위치 전류 ID(302)와 유사하다. 도 5a는 각각의 스위치 전류 ID(502)에 대한 타이밍 전압 VTIM(528)의 일 예를 도시한다. 일 실시예에서, 타이밍 회로(404)는 타이밍 캐패시터(아래 논의됨)를 포함하고, 여기서 타이밍 전압 VTIM(528)은 타이밍 캐패시터 양단의 전압이다. 각각의 스위칭 주기에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 때까지 기울기 m1로 증가하고 나서 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 감소한다. 그러나, 타이밍 회로(404)는 하위 기준 전압 VL(530)으로 캐패시터를 방전하기 위한 2가지 모드를 포함할 수 있다. 정상 방전 모드에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다. 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때, 타이밍 회로(404)는 대안적인 방전 모드로 전환하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 네가티브 또는 제로인 2 이상의 기울기들(예를 들어, m2 및 m3)로 방전한다. 일 실시예에서, 온-타임 tON의 끝에서, 타이밍 회로(404)는 대안적인 방전 모드로부터 정상 방전 모드로 변경하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 기울기 m3로 감소한다. 또한, 상위 기준 전압 VH(532)은 크리티컬 전압 Vc에 대응할 수 있다. 크리티컬 전압 VC은 타이밍 회로가 베이스 주기 T0(512)의 50%에 있을 때를 표시한다. 즉, 크리티컬 타임 tc(514)에서, 타이밍 전압 VTIM(528)의 값은 상위 기준 전압 VH(532)과 실질적으로 동일하다. 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(528)은 3개의 전압 임계치를 이용한다.
각각의 스위칭 주기의 시작에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에서 시작하고 상위 기준 전압 VH(532)으로 증가한다. 일단 상위 기준 전압 VH(532)에 있으면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 감소한다. 타이밍 전압 VTIM(528)이 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때, 전류 스위칭 주기는 끝나고 새로운 스위칭 주기가 시작한다. 이와 같이, 타이밍 전압 VTIM(528)이 하위 기준 전압 VL(530)까지 증가하고 후속하여 상위 기준 전압 VH(532)으로 감소하는 시간은, 스위칭 주기 TS의 길이를 결정한다. 즉, 클록 신호(416)의 스위칭 주기 TS는 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압 VH(532)으로 충전되는 충전 시간에 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압 VL(530)으로 방전되는 방전 시간을 더한 것과 동일하다.
스위칭 주기 TS(504) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 작고, 스위칭 주기 TS(504)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되지 않는다. 결과로서, 타이밍 회로(404)는 정상 방전 모드에서 동작한다. 도 5a에 의해 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(528)은 중단 없이 기울기 m1로 상위 기준 전압 VH(532)까지 상승하고 기울기 m3로 하위 기준 전압 VL(530)까지 하강한다. 일 실시예에서, 기울기 m3의 크기는 기울기 m1의 크기와 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 |m3|=|m1|이다.
스위칭 주기 TS(506) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같고, 스위칭 주기 TS(506)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되지 않는다. 스위칭 주기 TS(504)과 유사하게, 타이밍 회로(404)는 정상 방전 모드에서 동작하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 중단 없이 기울기 m1로 상위 기준 전압 VH(532)까지 상승하고 기울기 m3로 하위 기준 전압 VL(530)까지 하강한다.
스위칭 주기 TS(508) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 크다. 결과로서, 타이밍 회로(404)는 대안적인 방전 모드에서 동작하고, 스위칭 주기 TS(504)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장된다. 도 5a의 예에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 즉, 타이밍 전압 파형 VTIM(528)은 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 때까지, 기울기 m1로 증가한다. 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 때, 타이밍 회로(404)는 대안적인 방전 모드로 전환하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 기울기 m2로 감소할 것이다. 도 5a에 더 도시된 바와 같이, 상위 기준 전압 VH(532)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때 타이밍 전압 VTIM(528)의 값에 대응한다. 즉, 타이밍 전압 VTIM(528)이 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 시점은 온 타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)에 도달하는 시점이고, 그 다음 타이밍 회로(404)는 대안적인 방전 모드로 전환하는데, 여기서 타이밍 전압 VTIM(528)은 기울기 m2로 감소한다.
도 5a에 도시된 예에서, 기울기 m2는 기울기 m3보다 작다. 일 실시예에서, 기울기 m2는 기울기 m3의 1/2와 같고, 즉, 수학적으로는 :
Figure 112013116723086-pat00010
이다. 더 논의되는 바와 같이, 기울기 m2와 기울기 m3(그리고 이어서 기울기 m1) 사이의 비율이 대안적으로 듀티비에 대하여 표현될 수 있다. 타이밍 전압 VTIM(528)은 스위치 S1(110)이 턴 오프될 때까지 기울기 m2로 감소할 것이다. 즉, 연장된 온-타임 tONX 동안, 타이밍 전압 파형 VTIM(528)의 감소율은 기울기 m2에 의해 결정된다. 일단 스위치 S1(110)이 턴 오프되면, 타이밍 전압 파형 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다. 도 5a는 기울기 m2가 일정하여, 타이밍 전압 VTIM의 선형 감소를 일으키는 예를 도시한다. 다른 실시예에서, 기울기 m2는 일정하지 않고, 결과적으로 타이밍 전압 VTIM의 비선형 감소를 일으킨다.
스위칭 주기 TS(510) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 크다. 그러나, 스위칭 주기 TS(510) 중의 온-타임 tON은 스위칭 주기 TS(508) 중의 온-타임 tON보다 길다. 다시 말해, 스위칭 주기 TS(510) 중의 연장된 온-타임 tONX은 스위칭 주기 TS(508) 중의 연장된 온-타임 tONX보다 길다. 이전의 스위칭 주기와 유사하게, 타이밍 전압 VTIM(528)은 상위 기준 전압 VH(532) 까지 기울기 m1로 상승한다. 그 다음 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON의 나머지에 대해 기울기 m2으로 감소한다. 일단 스위치 S1(110)이 턴 오프되면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)까지 기울기 m3로 더욱 감소한다.
도 5a에는 최대 듀티비 전압 VDM(533)이 또한 예시되어 있다. 이하 더 논의되는 바와 같이, 타이밍 전압 파형 VTIM(528)이 상위 기준 전압 VH(530)에 도달한 후에 그리고 스위치 S1(110)이 턴 오프되기 전에 타이밍 전압 파형 VTIM(528)이 최대 듀티비 전압 VDM(533) 아래로 하강하는 경우, DCMAX 신호(410)는 인에이블되고(enabled) 스위치 S1(110)는 턴 오프된다. 최대 듀티비 전압 VDM(533)을 고정하는 것은 스위치 S1(110)의 최소 오프-타임 tOFF을 보장하고, 또한 서브-하모닉 진동을 방지한다.
도 3과 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(512) 및 연장 주기 TX에 관하여 표현될 수 있다. 또한, 연장 주기 TX은 연장된 온-타임 tONX에 관하여 표현될 수 있다. 수학식 1 및 2를 결합함으로써, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00011
여기서, tONX=tON-tC이다. 위에서 언급한 바와 같이, 연장 계수 k의 값은 컨트롤러(122) 및 타이밍 회로(404)의 속성들에 의해 부분적으로 결정될 수 있다. 대안적인 방전 모드를 갖는 타이밍 회로(404)에 대해, 일단 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크면, 연장 계수 k는 기울기 m2 대 기울기 m3의 비율에 비례한다. 예를 들어, 연장 계수 k는 1의 값과 기울기 m2 대 기울기 m3의 비율 사이의 차이일 수 있고, 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013116723086-pat00012
그러나, |m3|=|m1|이기 때문에, 연장 계수는 기울기 m2 및 기울기 m1에 관련해서도 표현될 수 있다. 수학식 8과 수학식 9를 결합하고 수학식 9를 기울기 m1에 관련해서 표현함으로써, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013116723086-pat00013
수학식 10에 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 어떤 배수에 의해 변화할 수 있다. 또한, 스위칭 주기 TS은 또한 듀티비 D, 기울기 m1, 기울기 m2, 및 베이스 주기 T0에 관하여 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00014
위에서 언급한 바와 같이, 보상 계수 k는 동일할 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00015
. 수학식 10과 수학식 7을 비교함으로써, 기울기 m2 및 m1에 대한 경계 관계(boundary relationship)를 결정할 수 있다. 안정성을 위해:
Figure 112013116723086-pat00016
이것은 다음과 같이 간략화될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00017
일 실시예에서, 서브-하모닉 진동은 기울기 m2 및 기울기 m1 사이의 비율을 결정하기 위해 수학식 13을 활용함으로써 방지될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 일정한 기울기 m2에 대해, 기울기 m2와 m1의 비율은 최대 듀티비에 의해 부분적으로 결정된다:
Figure 112013116723086-pat00018
이와 같이, 수학식 9의 보상 계수 k에 대한 경계 수학식은 또한 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00019
도 5a에 도시된 예에 대해, 최대 듀티비는 실질적으로 66%이다. 수학식 14 및 수학식 15를 이용하면, 기울기 m2는 실질적으로 기울기 m1의 크기의 1/2이고, 연장 계수 k는 실질적으로 1/2이다. 이와 같이, 연장 주기 TX(스위칭 주기 TS이 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되는 시간의 양)은 실질적으로 연장된 온-타임 tONX의 1/2이다.
다른 예에서, 기울기 m2는 실질적으로 0과 같다. 기울기 m2가 0일 때, 연장 계수 k는 실질적으로 1이다. 이와 같이, 이 예에서는, 연장 주기 TX가 연장된 온-타임 tONX와 실질적으로 같다. 도 5b와 관련하여 더 논의되는 바와 같이, 기울기 m2는 듀티비 및/또는 온-타임 tON의 함수로서 변할 수 있다.
도 5b는 도 5a와 유사한 전압 파형 VTIM(528)을 예시하지만, 기울기 m2는 가변 기울기이다. 스위칭 주기들 TS(509 및 511)에 예시된 바와 같이, 전압 파형 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 일단 크리티컬 타임 tC(514)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON의 나머지에 대해 적응가능한 기울기 m2로 감소한다. 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프되면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다. 그러나, 기울기 m2는 가변적이다. 일 실시예에서, 기울기 m2는 듀티비 D의 함수로서 변할 수 있다.
수학식 14와 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 기울기 m2가 일정할 때, 기울기 m2와 기울기 m1 사이의 비율은 최대 듀티비 DMAX에 관하여 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00020
. 그러나, 각각의 스위칭 주기 내에서 기울기 m2를 변화시킴으로써, 스위칭 주파수 fS는 기울기 m2가 일정하게 유지된 경우보다 베이스 주파수로부터 작게 변할 수 있다. 다시 말해, 기울기 m2를 변화시킴으로써, 일정한 기울기 m2가 활용된 것보다 스위칭 주파수의 감소가 적게 존재한다. 따라서, 일 실시예에서, 기울기 m2와 기울기 m1 사이의 비율은 듀티비에 관하여 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00021
수학식 9는 연장 계수 k가 기울기 m2와 기울기 m1의 함수로서 표현될 수 있다는 것을 예시한다. 이와 같이, 연장 계수 k는 또한 듀티비 D의 함수로서 변할 수 있다. 또한, 수학식 16을 위의 수학식 10에 대입함으로써, 기울기 m2가 넌-제로일 때 스위칭 주기 TS은 듀티비 D 및 베이스 주기 T0에 관하여 표현될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00022
또 다른 실시예에서, 기울기 m2는 제로와 같고, 수학식 17은 다음과 같이 더 간략화될 수 있다:
Figure 112013116723086-pat00023
다음으로 도 6을 참조하면, 타이밍 회로(404)의 기울기 m2를 갖는 타이밍 전압 파형 VTIM(602)의 다양한 실시예들을 예시하는 다이어그램이 하위 기준 전압 VL(604), 상위 기준 전압 VH(606), 최대 듀티비 전압 VDM(607), 크리티컬 타임 tC(608), 온-타임 tON(610), 연장된 온-타임 tONX(612), 베이스 오프-타임 tOFFB(614), 기울기 m1(616), 기울기 m2(618) 및 기울기 m3(619)를 포함하는 것으로 도시된다. 타이밍 파형들(622, 624, 및 626)이 예시되어 있다. 도 6은 기울기 m2(618)의 값들을 변화시키는 것에 의한 각각의 타이밍 파형(622, 624, 및 626)의 각각의 스위칭 주기 TS 및 오프-타임 tOFF에 대한 변경들을 예시한다. 도 6에는 또한 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608) 보다 클 때 스위칭 주기 TS 및 주파수 fs가 가변적이지 않는 경우의 타이밍 회로(404)의 속성들을 예시하는 파형(620)(파선들)이 포함된다. 도 6에 도시된 타이밍 전압 파형 VTIM(602)의 각종 실시예가 도 5에 도시된 전압 파형 VTIM(528)과 유사한 속성들을 따른다.
도 6에 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(602)은 상위 기준 전압 VH(606)까지 증가한다. 일단 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(602)은 하위 기준 전압 VL(604)에 도달할 때까지 감소한다. 타이밍 전압 VTIM(602)이 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하고 나서 하위 기준 전압 VL(604)까지 하강하는 데 걸리는 시간은 실질적으로 특정 스위칭 사이클에 대한 스위칭 주기 TS이다. 도 6에 도시된 예에서, 타이밍 회로(404)는 하위 기준 전압 VL(604)까지 감소 레이트를 변경함으로써 스위칭 주기 또는 스위칭 주파수를 변경한다.
또한, 컨트롤러(122), 및 이어서 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)보다 클 때 대안적인 방전 모드로 전환한다. 다시 말해, 스위칭 주기 및 스위칭 주파수는 일단 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)보다 크면 변화된다. 또한, 타이밍 전압 VTIM(602)이 상위 기준 전압 VH(606)에 도달할 때, 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)과 실질적으로 같도록 상위 기준 전압 VH(606)이 선택된다. 일 실시예에서, 컨트롤러(122), 및 이어서 타이밍 회로(404)는 타이밍 전압 VTIM(602)이 상위 기준 전압 VH(606)에 도달할 때 대안적인 방전 모드로 전환할 수 있다. 예시되는 바와 같이, 스위칭 주기 및 스위칭 주파수가 얼마나 변하는지는 타이밍 회로(404)의 대안적인 방전 모드의 속성들에 부분적으로 의존한다.
파형들(622, 624, 및 626)은 각각, (크리티컬 타임 tC(608)과 실질적으로 같은 온-타임 tON(610)에 대응하는) 상위 기준 전압 VH(606) 까지 기울기 m1(616)로 온-타임 tON(610)의 시작에서 증가하는 타이밍 전압 VTIM(602)을 예시한다. 일단 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(602)은 스위치 S1(110)가 아직 온이면 대안적인 방전 모드로 전환한다. 다시 말해, 타이밍 전압 VTIM(602)은 연장된 온-타임 tONX(612)이라고도 하는, 이전 크리티컬 타임 tC(608)을 연장하는 온-타임 tON(610)의 나머지에 대해 기울기 m2(618)로 감소한다. 상술한 바와 같이, 일 실시예에서, 기울기 m3(619)의 크기는 기울기 m1(616)의 크기와 실질적으로 같다.
그러나, 파형(620)은 본원에 개시된 바와 같이 대안적인 방전 모드를 포함하지 않는 종래의 컨트롤러의 타이밍 전압을 예시한다. 결과로서, 파형(620)의 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(628)과 실질적으로 같다. 또한, 파형(620)에 대한 오프-타임은 베이스 오프-타임 tOFFB(614)과 실질적으로 같다. 도 6에 도시된 바와 같이, 결과로서 생긴 파형(620)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 작거나 같을 때 타이밍 파형과 동일하다. 따라서, 서브-하모닉 진동은 듀티비들이 50%보다 클 때 여전히 발생할 수 있다.
파형(622)에 대해, 기울기 m2(618)는 기울기 m3(619)의 1/2 및 기울기 m1(616)의 1/2과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 |m2|=1/2|m3|; |m2|=1/2|m1|이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(622)의 스위칭 주기 T1(630)은 연장된 온-타임 tONX(612)의 1/2에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+1/2tONX이다. 또한, 파형(622)의 오프-타임 tOFF1은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)의 1/2에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다.
파형(624)에 대해, 기울기 m2(618)는 기울기 m3(619)의 1/4 및 기울기 m1(616)의 1/4과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 |m2|=1/4|m3|; |m2|=1/4|m1|이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(624)의 스위칭 주기 T2(632)은 연장된 온-타임 tONX(612)의 3/4에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+3/4tONX이다. 또한, 파형(624)의 오프-타임 tOFF2은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)의 3/4에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다.
파형(626)에 대해, 기울기 m2(618)는 제로와 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 m2=0이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(626)의 스위칭 주기 T3(634)은 연장된 온-타임 tONX(612)에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+tONX이다. 또한, 파형(626)의 오프-타임 tOFF3은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다. 특히, 기울기 m2(618)가 제로와 실질적으로 같을 때, 오프-타임 tOFF3은 각각의 스위칭 사이클에 대해 실질적으로 고정된다.
파형들(622, 624, 및 626)에 대해, 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프하고 오프-타임이 시작되면, 타이밍 회로(404)(및 결과로서 타이밍 전압 VTIM(602))는 정상 방전 모드로 리턴한다. 위에서 논의된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(602)은 하위 기준 전압 VL(604)에 도달할 때까지 기울기 m3(619)로 감소한다.
기울기 m2(618)의 값을 선택함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 위에서 언급한 바와 같이, 기울기 m2(618)의 크기와 기울기 m1의 크기 사이의 비율이
Figure 112013116723086-pat00024
일 때, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 일 실시예에서, 기울기 m2(618)는 기울기 m1(616)의 1/2이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 기울기 m1(616)에 대해 기울기 m2(618)의 값이 더 작을수록, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 TO(628) 위로 더 길게 연장된다. 그러나, 전력 공급기(100)의 출력 전력은 스위칭 주파수 fS에 비례한다. 스위칭 주기 TS가 길수록, 스위칭 주파수 fS는 작아지는데, 이는 출력 전력에 대한 드롭을 발생시킬 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, EMI 방출들(주파수 지터라고도 함)에 대한 주파수 변조가 또한 스위칭 주파수를 변화시키는 것으로 활용될 수 있다. 일 실시예에서, 주파수 지터는 기울기 m1(616)를 변화시키는 것에 의해 달성될 수 있다.
다음으로 도 7을 참조하면, 도 4의 타이밍 회로(404)로서 활용될 수 있는 예시적인 타이밍 회로(704)가 상위 기준 전압 VH(701), 하위 기준 전압 VL(702), 최대 듀티비 전압 VDM(705), 비교기(706), 래치(710), 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(712), 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(714), 연장 전류 IEXT를 갖는 전류 싱크(716), 및 타이밍 전압 VTIM을 갖는 캐패시터(718)(즉, 타이밍 캐패시터)를 포함하는 것으로 도시된다. 타이밍 회로(704)는 AND 게이트들(720 및 722), 비교기(726), 인버터들(728 및 730) 및 래치(732)를 더 포함한다. 도 7에는 온-타임 신호 UON(418), DCMAX 신호(410), 클록 신호(416), 크리티컬 신호(CRT)(734), 및 연장 신호(EXT)(736)가 더 예시되어 있다. 스위치들(S5, S6, S7, S8, S9 및 S10)이 더 도시되어 있다.
전류 소스(712)는 충전 전류 IC로 캐패시터(718)(즉, 타이밍 캐패시터)를 상위 기준 전압 VH(701)까지 충전한다. 충전 전류 IC의 크기는 도 5a, 5b 및 6과 관련하여 논의된, 기울기 m1의 값을 일부 결정한다. 일단 캐패시터(718)의 타이밍 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)에 도달하면, 캐패시터(718)는 캐패시터(718) 양단의 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달할 때까지 각각 방전 전류 IDIS 및 연장 전류 IEXT를 갖는 전류 싱크들(714 및 716)을 통해 방전된다. 방전 전류 IDIS 및 연장 전류 IEXT의 크기들은 기울기 m2 및 m3의 값을 일부 결정한다. 일 실시예에서, 전류 소스(712)에 부가하여, 충전 캐패시터(718)에 결합된 부가적인 전류 소스(도시되지 않음)가 주파수 지터를 구현하기 위해 포함될 수 있다. 이 예에서, 부가적인 전류 소스는 기울기 m1의 값을 변화시키기 위해 삼각형 전류 파형(지터 전류)을 제공할 수 있다.
상위 기준 전압 VH(701)과 하위 기준 전압 VL(702) 사이의 차이는 본원에서 타이밍 회로(404)의 진폭 스윙이라고 한다. 일 실시예에서, 타이밍 회로(404)의 진폭 스윙은 고정된다. 진폭 스윙이 고정될 때, 캐패시터(718)의 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)으로 충전하고 하위 기준 전압 VL(702)으로 방전하는 데 걸리는 시간은 타이밍 회로(404)의 주파수 및 주기를 결정한다. 캐패시터(718)의 타이밍 전압 VTIM은 충전 전류 IC, 연장 전류 IEXT, 및 방전 전류 IDIS의 값에 따라 선형으로 증가하고 감소한다. 다시 말해, 충전 전류 IC, 연장 전류 IEXT, 및 방전 전류 IDIS의 크기들은 타이밍 회로(404)의 주파수를 결정할 수 있고, 따라서 스위칭 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시킬 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 실시예들에서 타이밍 회로(404)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시킨다. 더 논의되는 바와 같이, 일 예에서, 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 타이밍 회로(404)는 타이밍 회로(404)의 주파수를 변화시키고 따라서 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시키기 위해 연장 전류 IEXT를 활용한다.
캐패시터(718)는 타이밍 전압 VTIM이 비교기(706)의 비-반전 단자에서 수신되도록 비교기(706)에 결합된다. 또한, 비교기(706)의 반전 단자는 스위치 S9 또는 스위치 S10가 폐쇄되었는지 여부에 따라서, 하위 기준 전압 VL(702) 또는 상위 기준 전압 VH(701) 중 하나를 수신할 수 있다. 타이밍 전압 VTIM 파형이 파형 VTIM으로서 도 8에 예시된다. 타이밍 전압 파형 VTIM의 추가 예들이 도 5a, 5b 및 6과 관련하여 발견될 수 있다. 비교기(706)의 출력은 스위치 S5, S6 및 S7의 스위칭을 제어하도록 결합된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 비교기(706)의 출력은 크리티컬 신호 CRT(734)라고도 칭하여질 수 있다. 크리티컬 타임 tC와 실질적으로 같은 시간 기간이 경과했을 때 상위 기준 전압 VH(701)이 타이밍 전압 VTIM의 값에 대응하기 때문에, 비교기(706)의 출력은 크리티컬 타임tC에 관련하는 정보를 제공한다. 크리티컬 신호 CRT(734)(비교기(706)의 출력)은 스위치 S7 및 S6의 스위칭을 제어하도록 결합된다. 그러나, 인버터(730)는 비교기(706)와 스위치 S5 사이에 결합된다. 이와 같이, 크리티컬 신호 CRT의 역은 스위치 S5의 스위칭을 제어하도록 결합된다. 즉, 크리티컬 신호 CRT(734)가 논리 로우일 때, 스위치 S5는 폐쇄되고(즉, 온) 스위치 S6 및 S7은 개방된다(즉, 오프). 크리티컬 신호 CRT(734)가 논리 하이일 때, 스위치 S5는 개방되고(즉, 오프), 스위치 S6 및 S7는 폐쇄된다(즉, 온).
전류 소스(712)는 스위치 S5가 온이고 스위치 S6, S7 및 S8이 오프일 때 캐패시터(718)를 충전 전류 IC로 충전한다. 스위치 S7가 온일 때 캐패시터(718)는 전류 싱크(716)를 통하여 연장 전류 IEXT로 방전된다. 스위치 S6 및 S8이 모두 온일 때 캐패시터(718)는 전류 싱크(714)를 통하여 방전 전류 IDIS로 더 방전된다. 스위치 S6, S7 및 S8이 온일 때, 캐패시터(718)는 방전 전류 IDIS와 연장 전류 IEXT의 합과 실질적으로 같은 전류로 방전된다. 도 7에 도시된 예에서는, 연장 전류 IEXT의 크기는 기울기 m2의 값을 일부 결정하는 한편, 방전 전류 IDIS와 연장 전류 IEXT의 크기들은 모두 m3의 값을 일부 결정한다. 즉, 연장 전류 IEXT의 크기는 기울기 m2의 값에 대응하는 한편 방전 전류 IDIS의 크기는 기울기 m3와 기울기 m2의 차에 대응한다(즉, IDIS= m3-m2). 기울기 m2가 실질적으로 기울기 m3의 1/2인 경우의 예에서는, 방전 전류 IDIS의 크기는 연장 전류 IEXT와 실질적으로 같다. 일부 실시예들에서, 타이밍 회로(704)는 캐패시터(718)가 하위 기준 전압 VL(702)로 방전하는 속도를 변경하고 따라서 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변경함으로써 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달하는 데 걸리는 시간의 양을 변경한다.
비교기(706)의 출력은 래치(710)의 입력들에 결합된다. 도시된 예에서, 비교기(706)의 출력은 래치(710)의 S-입력 및 래치(710)의 R-입력에서 수신된다. 그러나, 래치(710)의 R-입력에서의 작은 원은 래치(710)가 비교기(706)의 출력의 역을 수신함을 표시한다. 즉, 래치(710)는 S-입력에서의 논리 하이 값 및 R-입력에서의 논리 로우 값을 수신하거나, R-입력에서의 논리 하이 값 및 S-입력에서의 논리 로우 값을 수신할 것이다.
래치(710)는 2개의 출력, 즉, Q-출력 및 Q 바-출력(Q bar-output)을 가진다. 래치(710)가 S-입력에서 논리 하이 값을 수신하면, Q-출력은 논리 하이인 반면 Q 바-출력은 논리 로우이다. 래치(710)의 R-입력이 논리 하이 값을 수신하면, Q-출력은 논리 로우인 반면 Q 바-출력은 논리 하이이다. 래치(710)의 출력은 스위치 S9 및 S10의 스위칭을 제어하도록 결합된다. 도시된 예에서, Q 바-출력은 스위치 S9의 스위칭을 제어하는 한편 Q 출력은 스위치 S10의 스위칭을 제어한다. 일 실시예에서, 논리 하이 값은 폐쇄(즉, 온) 스위치에 대응하는 한편 논리 로우 값은 개방(즉, 오프) 스위치에 대응한다. 또한, 래치(710)의 Q 바-출력은 클록 신호(416)로서 이용된다.
캐패시터(718)는 또한, 타이밍 전압 VTIM이 비-반전 입력에서 수신되도록 비교기들(726)에 결합된다. 비교기(726)는 비교기(726)의 입력의 역에서 최대 듀티 비 전압 VDM(705)을 수신한다. 위에서 언급한 바와 같이, 최대 듀티비 전압 VDM(705)은 스위치 S1(110)의 최소 오프-타임을 보증한다. 도 7의 예에서는, 타이밍 전압 VTIM이 최대 듀티비 전압 VDM(705) 아래로 하강하는 시점이 스위치 S1(110)가 최대 듀티비에 도달했을 때에 대응한다. 도 5a, 5b 및 6에 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM은 임의의 주어진 스위칭 주기 Ts 동안 2번 최대 듀티비 전압 VDM(705)에 도달하지만, 최대 듀티 비에 대응하는 최대 듀티비 전압 VDM(705)에 도달하는 것은 이 타이밍 전압의 제2 인스턴스이다. 일 실시예에서, 최대 듀티 비는 62%이다.
AND 게이트(720)는 (AND 게이트(720)의 입력에서 작은 원으로 도시된 바와 같이) 비교기(726)의 출력의 역 및 래치(710)의 Q 출력을 수신하도록 결합된다. AND 게이트(720)는 또한 래치(732)의 R 입력에 결합되고 온-타임 신호 UON(418)는 래치(732)의 S 입력에서 수신된다. 이와 같이, 온-타임 신호 UON(418)의 상승 에지에서, DCMAX 신호(410)는 논리 하이이고 타이밍 전압 VTIM 이후의 래치(732)가 상위 기준 전압 VH(701)에 도달할 때 그리고 타이밍 전압 VTIM이 최대 듀티비 전압 VDM(705) 아래로 하강했을 때 논리 로우 값으로 전이한다. 따라서, AND 게이트(720)의 출력은 타이밍 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)에 도달한 이후에 최대 듀티비 전압 VDM(705) 아래로 하강한 시점을 나타내며, 이는 주어진 스위칭 주기 내의 최대 듀티비 전압 VDM(705)에 도달하는 타이밍 전압의 제2 인스턴스이다. 도시된 예에서, DCMAX 신호(410)의 논리 하이 부분의 길이는 최대 듀티 비에 대응한다.
비교기(726)의 출력은 AND 게이트(722)에서 더 수신된다. AND 게이트(722)는 온-타임 신호 UON(418)를 더 수신한다. AND 게이트(722)의 출력은 연장 EXT 신호(736)으로서 활용된다. 연장 신호 EXT(736)는 상술한 도면과 함께 논의된 연장된 온-타임 tONX에 관련된 정보를 제공한다. 도시된 예에서, 연장 신호 EXT(736)는 연장된 온-타임 tONX의 끝에 관련된 정보를 제공한다. 연장 신호 EXT(736)는 인버터(728)에서 수신되고 그 다음 스위치(S8)의 스위칭을 제어하도록 더 결합된다. 일 예에서, 스위치S8는 연장 신호(736)가 논리 로우일 때 폐쇄되고(즉, 온) 스위치 S8은 연장 신호가 논리 하이일 때 개방된다(즉, 오프). 동작에서, AND 게이트(722)는 비교기(726)의 출력이 논리 하이이고 온-타임 신호 UON(418)은 논리 하이일 때 논리 하이이다. 스위칭 싸이클의 시작에서, 연장 신호 EXT(736)는 논리 로우이다. 일단 타이밍 전압 VTIM(718)이 최대 듀티비 전압 VDM(705)에 도달하면 연장 신호 EXT(736)는 논리 하이 값으로 전이한다. 그 다음 연장 신호 EXT(736)는 온-타임 tON의 끝에서 논리 로우 값으로 전이한다. 연장 신호 EXT(736)는 또한 타이밍 전압 VTIM (718)이 최대 듀티비 전압 VDM(705) 아래로 하강하면 논리 로우 값으로 전이할 수 있다. 따라서, AND 게이트(722)의 출력은 연장된 온-타임 tONX의 끝을 나타내기 위해 활용될 수 있다.
동작에서, 캐패시터(718)는 스위치 S5가 폐쇄되고 스위치 S6 및 S7이 개방될 때 충전되어 스위칭 주기의 시작에서 전류 소스(712)에 의해 충전되도록 한다. 캐패시터(718) 상의 타이밍 전압 VTIM은 충전 전류 IC 및 캐패시터(718)의 사이즈에 의해 결정되는 기울기로 증가한다. 또한, 스위칭 주기의 시작에서 스위치 S9는 폐쇄되고 스위치 S10는 개방된다. 이와 같이, 비교기(706)는 상위 기준 전압 VH(701)을 수신하고 타이밍 전압 VTIM은 상위 기준 전압 VH(701)과 비교된다. 크리티컬 타임 tC에 도달했음을 나타내는 CRT 신호(734)에 의해 등록된 바와 같이 타이밍 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)에 도달할 때, 스위치 S5는 턴 오프하고, 스위치 S6 및 S7은 턴 온한다. 또한, 이제 비교기(706)가 하위 기준 전압 VL(702)을 수신하도록 스위치 S9는 턴 오프하고 스위치 S10은 개방된다.
온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 작을 때 연장 신호 EXT(736)는 크리티컬 타임 tC에 도달한 이후에 스위칭 주기의 나머지 동안 논리 로우이고, 그 결과, 스위치 S8은 크리티컬 타임 tC에 도달한 이후에 온이다. 스위치 S6, S7 및 S8 모두가 온이면, 캐패시터(718)는 정상 방전 모드에서 전류 싱크(714) 및 전류 싱크(716) 모두로 방전된다. 정상 방전 모드에서, 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달할 때까지 캐패시터(718)는 방전 전류 IDIS 및 연장 전류 IEXT에 의해 결정되는 기울기로 방전한다.
그러나, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크다면, 컨트롤러가 대안적인 방전 모드로 전환하고, 연장 신호 EXT(736)는 논리 하이 값으로 전환한다. 또한, 타이밍 전압 VTIM이 최대 듀티 비 전압 VDM(705)보다 여전히 크다면, 이는 최대 듀티 비에 아직 도달하지 않은 것을 나타내며, 인버터(728)의 출력은 또한 논리 로우이다. 이와 같이, 스위치 S8은 개방되고, 현재 싱크(714)는 캐패시터(718)를 방전하는 것이 금지된다. 따라서, 대안적인 방전 모드에서, 캐패시터(718)는 연장 전류 IEXT에 의해 결정된 기울기를 가지는 현재 싱크(714)가 아니라 현재 싱크(716)으로 방전될 수 있다. 온-타임 tON이 종료하거나 타이밍 전압 VTIM이 최대 듀티 비 전압 VDM(705) 로 하강한다면 컨트롤러를 정상 방전 모드로 복귀시키기 위해 스위치 S8은 다시 턴 온한다.
다음으로 도 8을 참조하면, 도 7의 타이밍 회로(704)의 전압들 및 전류들의 다양한 파형들을 예시하는 타이밍도가 스위치 전류 ID(802), 온-타임 신호 UON(804), 크리티컬 신호 CRT(806), 연장 신호 EXT(808), 타이밍 전압 VTIM(810), 클록 신호 CLK(812), 및 DCMAX 신호(814)를 포함하여 도시된다. 도 8에는 스위칭 주기들 TS(816, 818, 및 820)이 더 예시되어 있다. 각각의 스위칭 주기 TS(816, 818, 및 820)에는 각각의 온-타임 tON, 오프-타임 tOFF, 크리티컬 타임 tC 및 베이스 주기 T0이 예시되어 있다. 스위칭 주기 TS(818, 및 820)는 또한 연장된 온-타임 tONX 및 연장 주기 TX를 예시한다. 타이밍 전압 VTIM(810)은 또한 상위 기준 전압 VH, 최대 듀티비 전압 VDM, 및 하위 기준 전압 VL을 예시한다. 또한, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 상위 기준 전압 VH까지 증가할 수 있다. 또한 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m2 또는 m3로 하위 기준 전압 VL까지 감소할 수 있다.
스위칭 주기 TS(816) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC보다 작다. 스위칭 주기 TS(816)의 시작에서, 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 구동 신호(804)는 논리 하이 값으로 전이한다. 스위치 S1(110)은 턴 온 하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 스위치 전류 ID(802)가 전류 한계 ILIM에 도달할 때, 스위치 S1(110)는 턴 오프하고 온-타임 신호 UON(804)는 논리 로우 값으로 전이한다. 스위칭 주기의 시작에서, 스위치 S9는 온이고 스위치 S10은 오프이며(도 7 참조) 타이밍 전압 VTIM(810)은 상위 기준 전압 VH과 비교된다. 크리티컬 신호 CRT(806)는 비교기(706)의 출력이다. 이와 같이, 크리티컬 신호 CRT(806)는 스위칭 주기 TS(816)의 시작에서 논리 로우이고, 타이밍 전압 VTIM(810)이 상위 기준 전압 VH과 실질적으로 같은 때 논리 하이 값으로 전이한다. 앞서 언급한 바와 같이, 상위 기준 전압 VH은 크리니컬 타임 tC와 실질적으로 같은 시간 기간에 도달했을 때의 타이밍 전압 VTIM의 값에 대응한다. 스위칭 주기의 시작에서, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 로우이고, 스위치 S5는 온인 한편 스위치 S6 및스위치 S7은 오프이다. 상위 기준 전압 VH에 도달할 때까지 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 증가한다(캐패시터(718)가 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(712)에 의해 충전될 때에 대응한다). 일단 타이밍 전압 VTIM(810)이 상위 기준 전압 VH에 도달하면, 스위치 S9.는 턴 오프하고 스위치 S10은 턴 온하고 타이밍 전압 VTIM(810)은 하위 기준 저압 VL과 비교된다. 또한, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 로우 값에서 논리 하이 값으로 전이하고 스위치 S5는 턴 오프하는 반면 스위치 S6 및 S7은 턴 온한다. 또한, 클럭 신호 CLK(812)는 논리 로우 값으로 전이한다.
그러나, 스위칭 주기(816)의 예에서, 온-타임 신호 UON(804)에 의해 제공된 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC보다 작다. 결과로서, 크리티컬 타임 tC에 도달한 후에 연장 신호 EXT(808)는 스위칭 주기 Ts(816)의 나머지에 대하여 논리 로우이다. 이와 같이, 스위치 S8은, 적어도, 스위칭 주기 TS(816)의 나머지에 대하여 크리티컬 타임 tC가 도달한 후에 온이 된다. 타이밍 전압 VTIM(810)은 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다(방전 전류 IDIS와 연장 전류 IEXT의 합을 갖는 전류 싱크(714 및 716)를 통해 방전하는 캐패시터(718)에 대응한다). 도 8에 도시된 바와 같이, 기울기 m3의 크기는 기울기 m1의 크기와 실질적으로 같다. 하위 기준 전압 VL에 도달할 때 클록 신호 CLK(812)는 스위칭 주기 TS(818)의 시작을 표시하는 논리 하이 값으로 펄싱한다.
스위칭 주기 TS(818) 중에, 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 구동 신호(804)는 논리 하이 값으로 전이하여, 스위칭 주기의 시작을 시그널링한다. 스위치 S1(110)은 턴 온하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 스위치 전류 ID(802)는 크리티컬 타임 tC에서 전류 한계 ILIM에 도달하지 않았다. 그러나, DCMAX 신호(814)가 논리 로우 값으로 전이하기 전에 스위치 전류 ID(802)는 전류 한계 ILIM에 도달한다.
스위칭 주기(818)에서는, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크기 때문에, 스위치 전류 ID(802)가 전류 한계 ILIM에 도달하기 전에 타이밍 전압 VTIM(810)은 상위 기준 전압 VH에 도달한다. 크리티컬 타임 tC에 도달될 때, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 하이 값으로 전이하고, 클록 신호 CLK(812)는 논리 로우 값으로 전이한다. 최대 듀티비 전압 VDM에 도달할 때 온-타임 신호 UON(804)는 여전히 논리 하이이기 때문에, 연장 신호 EXT(808)는 논리 하이 값으로 전이하고, 스위치 S8이 턴 오프된다. 이와 같이, 타이밍 전압 VTIM은 기울기 m2로 감소한다(캐패시터(718)가 연장 전류 IEXT를 가지는 전류 싱크(716)에 의해서 단지 방전될 때에 대응함).
타이밍 전압 VTIM(810)이 최대 듀티비 전압 VDM 아래로 하강하기 전에, 연장 신호 EXT(808)는 논리 로우 값으로 전이한다. 일단 연장 신호 EXT(808)가 논리 로우 값으로 전이하면, 인버터(728)의 출력은 논리 하이이고 스위치 S8은 스위칭 주기 Ts(818)의 나머지에 대하여 턴 온된다. 그 다음 타이밍 전압 VTIM(810)은 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다(방전 전류 IDIS와 연장 전류 IEXT의 합을 갖는 전류 싱크(714 및 716)를 통해 방전하는 캐패시터(718)에 대응한다). 클록 신호 CLK(812)는 하위 기준 전압 VL에 도달할 때 다음 스위칭 주기 TS(820)의 시작을 표시하는 논리 하이 값으로 펄싱한다.
스위칭 주기 TS(820) 중에, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크지만, DCMAX 신호(814)가 논리 로우 값으로 전이하기 전에 스위치 전류 ID(802)는 전류 한계 ILIM에 도달하지 않는다. 결과로서, 최대 듀티비에 도달하였기 때문에 구동 신호(128)는 논리 로우 값으로 전이하고 스위치 S1(110)은 턴 오프한다. 스위칭 주기 TS(820)의 시작에서, 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 구동 신호(128)는 논리 하이 값으로 전이한다. 스위치 S1(110)는 턴 온하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 스위치 전류 ID(802)는 크리티컬 타임 tC에서 전류 한계 ILIM에 도달하지 않았다.
온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC보다 크기 때문에, 스위치 전류 ID(802)가 전류 한계 ILIM에 도달하기 전에 타이밍 전압 VTIM(810)은 상위 기준 전압 VH에 도달한다. 크리티컬 타임 tC에 도달될 때, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 하이 값으로 전이하고, 클록 신호 CLK(812)는 논리 로우 값으로 전이한다. 최대 듀티비 전압 VDM에 도달할 때 온-타임 신호 UON는 여전히 논리 하이이기 때문에, 연장 신호 EXT(808)는 논리 하이 값으로 전이하고, 스위치 S8이 턴 오프된다. 이와 같이, 타이밍 전압 VTIM은 기울기 m2로 감소한다(캐패시터(718)가 연장 전류 IEXT를 가지는 전류 싱크(716)에 의해서 단지 방전될 때에 대응함).
타이밍 전압 VTIM(810)이 최대 듀티비 전압 VDM 아래로 하강하기 때문에, 연장 신호 EXT(808)는 논리 로우 값으로 전이한다. 일단 타이밍 전압 VTIM(810)이 최대 듀티비 전압 VDM에 도달하고 최대 듀티비 전압 VDM 아래로 하강하면, 비교기(726)의 출력은 논리 로우이고 AND 게이트(722)는 논리 로우 값을 수신한다. 이와 같이, 스위칭 주기 Ts(820)의 나머지에 대하여 스위치 S8이 턴 온된다. 타이밍 전압 VTIM(810)은 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다(방전 전류 IDIS와 연장 전류 IEXT의 합을 갖는 전류 싱크(714 및 716)를 통해 방전하는 캐패시터(718)에 대응한다).
또한, AND 게이트(720)는 래치(710)의 Q-출력 및 비교기(726)의 출력의 역 둘 다로부터 논리 하이 값을 수신한다. 래치(732)는 리셋되고 DCMAX 신호(814)는 논리 로우 값으로 전이한다. 구동 신호(128)는 DCMAX 신호(814)에 응답하여 논리 로우 값으로 전이하고 스위치 S1(110)은 턴 오프된다(스위칭 주기 Ts(820)에서의 스위치 전류 ID(802)의 온-타임 tON의 끝에 대응함)
본원에 개시된 발명은 그의 특정 실시예들, 예들 및 응용들에 의해 설명되었지만, 청구항들에 기재된 발명의 범위에서 벗어나지 않고 이 기술분야의 통상의 기술자에 의해 그에 대한 다수의 수정들 및 변형들이 만들어질 수 있다.

Claims (30)

  1. 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 그리고 스위칭 주기(switching period)를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 온 타임(on time)이 임계 시간을 초과하는 것에 응답하여 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키고,
    상기 스위칭 주기는 상기 온 타임과 상기 임계 시간간의 차이의 배수만큼 증가하는, 컨트롤러.
  2. 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 그리고 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간을 초과하는 것에 응답하여 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키고,
    상기 스위칭 주기는 상기 스위치의 오프 타임을 증가시킴으로써 증가하는, 컨트롤러.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 오프 타임은 상기 온 타임과 상기 임계 시간간의 차이의 배수만큼 증가하는 컨트롤러.
  4. 제1항 또는 제3항에 있어서,
    상기 배수는 상수(constant)인 컨트롤러.
  5. 제1항 또는 제3항에 있어서,
    상기 배수는 상기 펄스폭 변조 회로의 듀티비(duty ratio)에 기초하는 컨트롤러.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 임계 시간은 상기 스위칭 주기의 1/2과 같은, 컨트롤러.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 회로는 상기 스위치 전류가 전류 한계에 도달하는 것에 응답하여 상기 스위치를 턴 오프(turn off)하도록 결합되는, 컨트롤러.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 PWM 회로는 상기 전력 공급기의 출력을 표현하는 피드백 신호를 수신하도록 결합되고, 상기 전류 한계는 상기 피드백 신호에 응답하는 가변 전류 한계인, 컨트롤러.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 스위치는 집적 회로 컨트롤러에 포함되는, 컨트롤러.
  10. 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 그리고 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간을 초과하는 것에 응답하여 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키고,
    상기 타이밍 회로는 타이밍 캐패시터를 포함하고, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간과 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간의 합과 같은, 컨트롤러.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는, 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 스위칭 주기를 연장시키도록 상기 타이밍 캐패시터가 방전되는 레이트(rate)를 감소시킴으로써 상기 타이밍 캐패시터의 상기 방전 시간을 증가시키는, 컨트롤러.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는 상기 타이밍 캐패시터를 스위칭 주기의 시작부터 임계 시간에 도달할 때까지 충전시키는, 컨트롤러.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는 상기 타이밍 캐패시터를 임계 시간으로부터 상기 하위 기준 전압에 도달할 때까지 방전시키는, 컨트롤러.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는 상기 임계 시간과 상기 스위치가 스위치 오프되는 시간의 포인트 사이에 제1 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키고, 상기 스위치가 스위치 오프되는 시간의 포인트로부터 하위 기준 전압에 도달할 때까지 제2 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키는, 컨트롤러.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 레이트는 상기 제2 레이트보다 작은, 컨트롤러.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 레이트는 상기 제2 레이트의 1/2 보다 작거나 같은, 컨트롤러.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 제1 레이트는 가변적인 컨트롤러.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 제1 레이트에 대한 제2 레이트의 비율은 상기 스위칭 주기 중에 상기 스위치의 듀티비(duty ratio)에 비례하여 변화하는, 컨트롤러.
  19. 전력 공급기로서,
    입력 및 출력;
    상기 입력 및 상기 출력 사이에 결합된 스위치; 및
    제1항 또는 제2항에 따른 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러를 포함하는, 전력 공급기.
  20. 전력 공급기에서 사용하기 위한 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 그리고 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하도록 스위치를 제어하기 위한 구동 신호를 발생하는 펄스폭 변조(PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는,
    타이밍 캐패시터 - 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간과 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간의 합에 기초함 -;
    제1 전류 싱크 및 제2 전류 싱크 - 상기 제1 및 제2 전류 싱크 양자 모두는 상기 타이밍 회로가 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간보다 작은 경우인 통상적 방전 모드에 있는 동안 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키도록 결합되고, 상기 제2 전류 싱크는, 상기 타이밍 회로가 상기 스위치의 온 타임이 상기 임계 시간을 초과하는 경우인 대안적인 방전 모드에 있는 동안 상기 타이밍 캐패시터가 상기 제1 전류 싱크에 따라서는 방전되고 상기 제2 전류 싱크에 따라서는 방전되지 않도록, 상기 타이밍 캐패시터가 방전되는 것을 방지하고, 상기 대안적인 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전하는 것은 상기 클록 신호의 스위칭 주기를 증가시킴 - 를 포함하는, 컨트롤러.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는,
    타이밍 캐패시터가 방전되는 동안 상기 타이밍 캐패시터상의 전압과 상기 하위 기준 전압을 비교하도록 결합된 제1 비교기; 및
    상가 타이밍 캐패시터가 상기 하위 기준 전압으로 방전했다는 것을 표시하는 상기 제1 비교기의 출력에 응답하여 상기 클록 신호의 펄스를 생성하도록 결합된 래치를 더 포함하는 컨트롤러.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 제1 비교기는, 상기 타이밍 캐패시터가 충전되는 동안 상기 타이밍 캐패시터상의 전압과 상위 기준 전압을 비교하도록 결합되고, 상기 타이밍 캐패시터가 상기 상위 기준 전압으로 충전되는데 걸리는 시간은 상기 임계 시간에 대응하는 컨트롤러.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제1 비교기의 출력은 상기 타이밍 캐패시터상의 전압이 상기 상위 기준 전압에 도달하는 것에 응답하여 상기 제1 및 제2 전류 싱크를 인에이블링하도록 결합되는 컨트롤러.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는, 상기 스위치의 온 타임을 나타내는 온 타임 신호를 수신하도록 결합된 논리 게이트를 더 포함하고, 상기 논리 게이트의 출력은 상기 스위치의 온 타임이 상기 임계 시간을 초과하면 상기 제2 전류 싱크를 디스에이블링하도록 결합되는 컨트롤러.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 논리 게이트는 상기 스위치의 온 타임의 종료시까지 상기 제2 전류 싱크가 디스에이블링되는 것을 유지하도록 구성되는 컨트롤러.
  26. 제20항에 있어서,
    상기 제1 전류 싱크의 전류의 크기는 상기 제2 전류 싱크의 전류의 크기와 실질적으로 동일한 컨트롤러.
  27. 전력 공급기로서,
    상기 전력 공급기의 입력과 출력 사이에 에너지를 전달하도록 결합된 에너지 전달 요소;
    상기 에너지 전달 요소를 통해 에너지의 전달을 제어하도록 결합된 스위치; 및
    상기 전력 공급기의 상기 출력을 조절하기 위해 상기 스위치를 제어하기 위한 구동 신호를 제공하도록 결합된 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위치를 통한 스위치 전류에 응답하여 그리고 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 구동 신호를 발생하는 펄스폭 변조(PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 타이밍 캐패시터를 포함하고, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간과 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간의 합에 기초하고, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간보다 작은 경우인 통상적 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키고, 상기 스위치의 온 타임이 상기 임계 시간을 초과하는 경우인 대안적인 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키고, 상기 대안적인 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키는 것은 상기 클록 신호의 스위칭 주기를 증가시키는, 전력 공급기.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 타이밍 회로는 상기 타이밍 캐패시터 양단의 전압이 제1 기울기로 감소하도록 통상적 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키고, 상기 타이밍 회로는 상기 타이밍 캐패시터 양단의 전압이 제2 기울기 및 후속적인 제3 기울기로 감소하도록 상기 대안적인 방전 모드에서 상기 타이밍 캐패시터를 방전시키는 전력 공급기.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 제2 기울기는 0이고, 상기 제3 기울기는 0이 아닌 전력 공급기.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 제2 기울기는 가변 기울기인 전력 공급기.
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8611116B2 (en) 2011-07-28 2013-12-17 Power Integrations, Inc. Varying switching frequency and period of a power supply controller
US8531853B2 (en) 2011-07-28 2013-09-10 Power Integrations, Inc. Variable frequency timing circuit for a power supply control circuit
US9246392B2 (en) 2013-03-13 2016-01-26 Power Integrations, Inc. Switched mode power converter controller with ramp time modulation
US9722490B2 (en) * 2013-09-05 2017-08-01 Intersil Americas LLC Smooth transition of a power supply from a first mode, such as a pulse-frequency-modulation (PFM) mode, to a second mode, such as a pulse-width-modulation (PWM) mode
TWI514746B (zh) * 2014-04-03 2015-12-21 Ind Tech Res Inst 能源電力調節裝置與其控制方法
US9570994B1 (en) * 2015-08-11 2017-02-14 Infineon Technologies Austria Ag Adjustable blanking time for overload protection for switch-mode power supplies
CN105375777B (zh) * 2015-11-30 2018-12-07 深圳创维－Rgb电子有限公司 恒压输出电路、反激开关电源及其电子设备
JP6672816B2 (ja) * 2016-01-15 2020-03-25 富士電機株式会社 スイッチ装置
US10088854B2 (en) 2016-09-15 2018-10-02 Power Integrations, Inc. Modulating jitter frequency as switching frequency approaches jitter frequency
US10205394B2 (en) * 2016-09-16 2019-02-12 Power Integrations, Inc. Switched mode power converter controller with ramp time modulation with jitter frequency
JP6625514B2 (ja) * 2016-11-24 2019-12-25 株式会社デンソーテン 負荷駆動制御装置
US9935556B1 (en) * 2017-01-27 2018-04-03 Semiconductor Components Industries, Llc Primary-side control of resonant converters
JP6857823B2 (ja) * 2017-04-06 2021-04-14 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 照明光通信装置、照明器具、および、照明装置
US10199918B2 (en) * 2017-07-10 2019-02-05 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a semiconductor device
US11489479B2 (en) * 2017-08-03 2022-11-01 Cummins Inc. Open load diagnostics for loads that are PWM controlled
TWI656720B (zh) * 2017-11-06 2019-04-11 立錡科技股份有限公司 切換式電源供應器及其控制電路
US10243442B1 (en) 2017-11-22 2019-03-26 Power Integrations, Inc. Controller with frequency to on-time converter
JP7036680B2 (ja) * 2018-06-25 2022-03-15 ダイヤゼブラ電機株式会社 Ｄｃ－ｄｃコンバータ
CN109038725B (zh) * 2018-08-01 2020-06-05 乐普医学电子仪器股份有限公司 一种控制脉冲自适应调节的高压充电电路
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
EP3959807B1 (en) * 2019-04-24 2023-06-07 Power Integrations, Inc. Power converter comprising an active non-dissipative clamp circuit, and respective controller.
US11356010B2 (en) 2020-05-11 2022-06-07 Power Integrations, Inc. Controller with frequency request circuit
CN112491403B (zh) * 2020-12-15 2021-11-09 南京工业职业技术大学 一种GaN HEMT器件应用于高频电路中的俘获效应消除方法
CN116232067B (zh) * 2023-05-09 2023-07-25 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种多结构变换器及其控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080246456A1 (en) 2007-04-06 2008-10-09 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for controlling the maximum output power of a power converter
JP5230181B2 (ja) 2007-12-07 2013-07-10 パナソニック株式会社 エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3233099B2 (ja) * 1998-03-27 2001-11-26 株式会社村田製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6396718B1 (en) * 2000-12-19 2002-05-28 Semiconductor Components Industries Llc Switch mode power supply using transformer flux sensing for duty cycle control
JP2005506827A (ja) * 2002-10-17 2005-03-03 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 周波数変調された自励振動スイッチング電源
US7272025B2 (en) * 2005-01-18 2007-09-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to control either a regulated or an unregulated output of a switching power supply
US7593245B2 (en) 2005-07-08 2009-09-22 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switching power supply
US7215107B2 (en) * 2005-07-11 2007-05-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit output power in a switching power supply
US7321499B2 (en) * 2005-11-02 2008-01-22 Semiconductor Components Industries, L L C Method of forming a power supply controller and device therefor
KR101471133B1 (ko) * 2008-01-31 2014-12-09 페어차일드코리아반도체 주식회사 공진형 컨버터
US8045351B2 (en) * 2008-07-09 2011-10-25 System General Corp. Method and apparatus of providing a biased current limit for limiting maximum output power of power converters
JP2010041832A (ja) * 2008-08-06 2010-02-18 Panasonic Corp スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置
CN101753014B (zh) * 2008-12-11 2012-01-11 全汉企业股份有限公司 升压型转换器的相移控制方法及实施电路
US8222882B2 (en) * 2009-01-30 2012-07-17 Power Integrations, Inc. Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
US7965151B2 (en) * 2009-06-02 2011-06-21 Power Integrations, Inc. Pulse width modulator with two-way integrator
TWI396375B (zh) * 2009-09-18 2013-05-11 Leadtrend Tech Corp 交換式電源供應器及相關控制方法
EP2299577B1 (en) * 2009-09-18 2012-08-01 DET International Holding Limited Digital slope compensation for current mode control
US9001098B2 (en) * 2009-11-17 2015-04-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Power supply and display apparatus having the same
US8427848B2 (en) * 2010-12-22 2013-04-23 Power Integrations, Inc. Variable time clamp for a power supply controller
US8611116B2 (en) 2011-07-28 2013-12-17 Power Integrations, Inc. Varying switching frequency and period of a power supply controller
US8531853B2 (en) 2011-07-28 2013-09-10 Power Integrations, Inc. Variable frequency timing circuit for a power supply control circuit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080246456A1 (en) 2007-04-06 2008-10-09 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for controlling the maximum output power of a power converter
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