KR20130014403A - 전력 공급 제어 회로를 위한 가변 주파수 타이밍 회로 - Google Patents

전력 공급 제어 회로를 위한 가변 주파수 타이밍 회로 Download PDF

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Abstract

예시적인 집적 회로 컨트롤러는 펄스폭 변조(PWM) 회로 및 타이밍 회로를 포함한다. PWM 회로는 스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 및 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어한다. 타이밍 회로는 클록 신호를 제공하고 타이밍 캐패시터를 포함하고, 여기서 클록 신호의 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간 플러스 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간과 같다. 타이밍 회로는, 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키도록 상기 타이밍 캐패시터가 충전되는 레이트를 감소시킴으로써 상기 타이밍 캐패시터의 상기 충전 시간을 증가시킨다.

Description

전력 공급 제어 회로를 위한 가변 주파수 타이밍 회로{VARIABLE FREQUENCY TIMING CIRCUIT FOR A POWER SUPPLY CONTROL CIRCUIT}
관련 출원에 대한 교차 참조
이 출원은 본건과 동일자로 출원되고 동시 계류중인 미국 출원 번호 제##/###,###호, 대리인 사건 번호 제5510P210호, 명칭 "Variable Switching Frequency and Period of a Power Supply Controller"와 관련된다.
발명의 분야
본 발명은 일반적으로 전력 공급기들에 관한 것이고, 더욱 구체적으로, 본 발명은 스위칭된 모드 전력 공급기들을 위한 컨트롤러들에 관한 것이다.
전자 디바이스들은 동작하기 위해 전력을 이용한다. 스위칭된 모드 전력 공급기들은 보통 많은 오늘날의 전자장치들에 전력을 공급하기 위해 그들의 고효율성, 소형 사이즈 및 낮은 중량으로 인해 이용된다. 종래의 월 소켓(wall socket)들은 고전압 교류를 제공한다. 스위칭 전력 공급기에서, 고전압 교류(ac) 입력은 에너지 전달 요소를 통해 잘 조절된 직류(dc) 출력을 제공하도록 변환된다. 동작에서, 스위치를 활용하여, 듀티 사이클(통상적으로 총 스위칭 주기에 대한 스위치의 온-타임의 비율)을 변화시키거나, 스위칭 주파수를 변화시키거나, 또는 스위칭된 모드 전력 공급기에서 스위치의 단위 시간당 펄스의 수를 변화시킴으로써 원하는 출력을 제공한다.
스위칭된 모드 전력 공급기는 또한 폐쇄 루프에서 출력을 감지하고 제어함으로써 출력 조절을 보통 제공하는 컨트롤러를 포함한다. 컨트롤러는 출력을 표현하는 피드백 신호를 수신할 수 있고, 컨트롤러는 원하는 품질로 출력을 조절하기 위해 피드백 신호에 응답하여 하나 이상의 파라미터를 변화시킨다. 다양한 제어 모드가 활용될 수 있다. 하나의 제어 모드는 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 피크 전류 모드 제어로서 알려져 있다. PWM 피크 전류 모드 제어에서, 스위치는 스위치에서 전류가 전류 한계에 도달할 때까지 온을 유지한다. 일단 전류 한계에 도달하면, 컨트롤러는 스위칭 주기의 나머지 동안 스위치를 턴 오프(turn off)한다. 일반적으로, 더 높은 전류 한계는 스위치의 더 긴 온-타임 및 더 큰 듀티비(duty ratio)를 야기한다. 그러나, 큰 듀티비들(통상적으로 50%보다 큰 듀티비들에 대해)을 갖는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)에서 동작하는 컨트롤러들에 대해, 작은 에러 신호 동요들은 서브-하모닉 진동(sub-harmonic oscillation)을 일으킬 수 있다.
본 발명의 비-한정적 및 비-총망라 실시예들은 다음의 도면들을 참조하여 설명되고, 동일한 참조 번호들은 달리 특정되지 않는 한 다양한 도면들에 걸쳐서 유사한 부분들을 가리킨다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 컨트롤러를 활용하는 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기를 도시하는 도면이다.
도 2a는 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기의 예시적인 스위칭 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 2b는 전류 모드 펄스폭 변조(PWM) 제어를 활용하는 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기의 스위칭 전류 파형의 추가 예를 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 제어 스킴을 활용하는 도 1의 예시적인 스위칭 전류 파형을 도시하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 컨트롤러를 도시하는 도면이다.
도 5a는 도 4의 타이밍 회로의 예시적인 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 5b는 도 4의 타이밍 회로의 다른 예시적인 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 5c는 도 4의 타이밍 회로의 비선형 기울기를 활용하는 다른 예시적인 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 6은 도 5a 및 5b의 전압 파형의 다양한 실시예를 도시하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 타이밍 회로의 기능 블록도이다.
도 8은 도 7의 타이밍 회로의 전압들 및 전류들의 다양한 파형을 도시하는 타이밍도이다.
도 9는 본 발명의 실시예들에 따른 타이밍 회로의 기능 블록도이다.
도 10은 도 9의 타이밍 회로의 전압들 및 전류들의 다양한 파형을 도시하는 타이밍도이다.
가변 스위칭 주파수 및 기간을 갖는 컨트롤러의 실시예들이 본원에 설명된다. 다음의 설명에서 다수의 특정 상세들이 실시예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 제시된다. 그러나, 관련 기술의 통상의 기술자는, 본원에 설명된 기법들이 특정 상세들 중 하나 이상 없이, 또는 다른 방법들, 컴포넌트들, 물질들 등을 갖고 실시될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 다른 경우들에서, 잘 알려진 구조들, 물질들, 또는 동작들은 특정 양태들을 불명료하게 하는 것을 피하기 위해 상세하게 도시 또는 설명되지 않는다.
본 명세서에 걸쳐서 "일 실시예", "실시예", "일 예" 또는 "예"에 대한 참조는, 실시예 또는 예와 관련하여 설명된 특정 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서에 걸쳐서 다양한 곳에서의 구절들 "일 실시예에서", "실시예에서", "일 예" 또는 "예"의 출현은 반드시 모두 동일한 실시예 또는 예를 가리키는 것은 아니다. 또한, 특정 특징들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들 또는 예들에서 임의의 적절한 결합들 및/또는 부결합들로 결합될 수 있다. 또한, 이것과 함께 제공되는 도면들은 이 기술분야의 통상의 기술자에게의 설명 목적을 위한 것이고, 도면들은 반드시 비례적으로 그려진 것은 아님을 알 것이다.
다양한 제어 모드를 활용하여 전력 공급기의 출력을 조절할 수 있다. 하나의 제어 모드는 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 전류 모드 제어로서 알려져 있다. PWM 전류 모드 제어에서, 스위치는 스위치에서 전류가 전류 한계에 도달하거나 최대 듀티비에 도달할 때까지 온을 유지한다. 일 실시예에서, 전류 한계는 스위치의 피크 전류이다. 일단 전류 한계에 도달하면, 컨트롤러는 스위칭 주기의 나머지 동안 스위치를 턴 오프한다. 일반적으로, 더 높은 전류 한계는 스위치의 더 긴 온-타임 및 더 큰 듀티비를 야기한다. 그러나, 큰 듀티비들(통상적으로 50%보다 큰 듀티비들에 대해)을 갖는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)에서 동작하는 컨트롤러들에 대해, 작은 에러 신호 동요들은 서브-하모닉 진동(sub-harmonic oscillation)을 일으킬 수 있다. 특히, 서브-하모닉 진동은 스위칭 주파수(및 따라서 스위칭 주기 TS)가 변화하지 않는 종래의 PWM 전류 모드 제어에 대해 발생할 수 있다.
서브-하모닉 진동을 방지하기 위한 통상적인 방법들은 듀티비로 전류 한계를 변화시키는 것을 포함한다. 이러한 경우, 전류 한계는 고정되지 않고, 전류 한계는 듀티비가 증가함에 따라 선형적으로 감소하는 경사로(ramp)이다. 이것은 통상적으로 기울기 보상(slope compensation)으로서 알려져 있다. 그러나, 기울기 보상을 활용하는 것에 대해 단점들이 존재한다. 예를 들어, 연속 전도 모드(CCM)에서, 출력 전력은 스위치의 피크 전류에 비례하고, 피크 전류는 전류 한계가 선형적으로 감소함에 따라 감소한다. 결과로서, 출력 전력은 높은 듀티비들에 대해 감소한다. 기울기 보상은 또한 PWM 전류 모드 제어의 루프 대역폭 및 위상 마진 이득들을 해친다. 출력 전력의 감소를 상쇄하기 위해서, 전류 한계는 전체적으로 감소될 수 있다. 그러나, 스위치, 트랜스포머, 클램프 회로, 및 출력 정류기와 같은 전력 공급기 컴포넌트들은 더 높은 전류 값들에 대해 정해질 필요가 있다. 이러한 접근법은 결점들을 갖는데, 그 이유는 컴포넌트에 대한 더 높은 전류 정격은 컴포넌트의 사이즈의 증가를 의미하기 때문이다. 결과로서, 전류 한계 기울기 보상을 활용하는 것은 사이즈와 출력 전력 사이의 트레이드오프들(tradeoffs)을 야기할 수 있다.
스위칭 주파수가 컨트롤러에 의해 변화되지 않는 종래의 PWM 피크 전류 모드 제어에 의하면, 서브-하모닉 진동은 연속 전도 모드에 있을 때 높은 듀티비들에서 발생할 수 있다. 서브-하모닉 진동의 결과로서, 스위치의 오프-타임들은 하나의 스위칭 주기로부터 다음 스위칭 주기로 극적으로 변화시켜서 출력 전압에서 큰 리플을 생성할 수 있다. 서브-하모닉 진동은 또한 전력 공급기의 최대 출력 전력 능력을 감소시킬 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 서브-하모닉 진동이 일어날 수 있을 때 어떤 크리티컬 타임 tC 후에 스위칭 주파수(및 따라서 스위칭 주기 TS)을 변화시킴으로써 유지되는 서브-하모닉 진동과 결과로서 생기는 오프-타임에서의 큰 변동들의 가능성을 감소시킨다. 일 실시예에서, 총 스위칭 타임 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수로 변화된다. 추가 실시예에서, 스위치의 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수로 변화된다. 일 실시예에서, 배수는 분수 양(fractional amount)이다. 일 예에서, 이것은 연속적인 스위칭 사이클들에 대해 실질적으로 고정된 오프-타임 tOFF을 야기한다. 온-타임이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수를 변화시킴으로써, 유지되는 서브-하모닉 진동의 가능성이 감소된다. 더 논의되는 바와 같이, 본 발명의 실시예들은 스위칭 주파수를 변화시키기 위해 타이밍 회로 전압을 변경하는 것을 포함한다.
먼저 도 1을 참조하면, 입력 VIN(102), 에너지 전달 요소 T1(104), 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(primary winding)(106), 에너지 전달 요소 T1(104)의 이차 권선(secondary winding)(108), 스위치 S1(110), 클램프 회로(112), 정류기 D1(114), 출력 캐패시터 C1(116), 부하(118), 출력 양 UO, 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 피드백 회로(120), 컨트롤러(122), 피드백 신호 UFB(124), 전류 감지 입력(126), 구동 신호(128), 및 스위치 전류 ID(130)를 포함하는 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 다이어그램이 예시된다. 도 1에 도시된 예시적인 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 토폴로지는 플라이백 레귤레이터 타입으로 되어 있고, 이것은 본 발명의 교시들로부터 이득이 있을 수 있는 스위칭된 모드 전력 공급기 토폴로지의 단지 하나의 예이다. 스위칭된 모드 전력 공급기 레귤레이터들의 다른 알려진 토폴로지들 및 구성들은 또한 본 발명의 교시들로부터 이득이 있을 수 있다는 것을 알 것이다.
스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 조절되지 않은 입력 VIN(102)으로부터 부하(118)로 출력 전력을 제공한다. 일 실시예에서, 입력 VIN(102)은 정류되고 필터링된 ac 라인 전압이다. 다른 실시예에서, 입력 전압 VIN(102)은 dc 입력 전압이다. 입력 VIN(102)은 에너지 전달 요소 T1(104)에 결합된다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 결합된 인덕터(coupled inductor)일 수 있다. 본 발명의 일부 다른 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 트랜스포머일 수 있다. 도 1의 예에서, 에너지 전달 요소 T1(104)는 2개의 권선, 즉, 일차 권서(106) 및 이차 권선(108)을 포함한다. NP 및 NS는 일차 권서(106) 및 이차 권선(108) 각각에 대한 회전의 수이다. 일차 권선(106)은 또한 활성 스위치 S1(110)에 결합되고, 이것은 또한 그 다음에 입력 리턴(111)에 결합된다. 또한, 클램프 회로(112)는 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(106) 양단에 결합된다. 에너지 전달 요소 T1(104)의 이차 권선(108)은 정류기 D1(114)에 결합된다. 도 1에 도시된 예에서, 정류기 D1(114)는 다이오드로서 예시되고, 이차 권선(108)은 다이오드의 애노드단에 결합된다. 그러나, 일부 실시예들에서 정류기 D1(114)는 동기성 정류기로서 이용되는 트랜지스터일 수 있다. 출력 캐패시터 C1(116)와 부하(118) 둘다 정류기 D1(114)에 결합된다. 도 1의 예에서, 정류기 D1(114)는 다이오드로서 예시되고, 출력 캐패시터 C1(116)와 부하(118) 둘다 다이오드의 캐소드단에 결합된다. 출력이 부하(118)에 제공되고, 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 이 둘의 결합으로서 제공될 수 있다.
또한, 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 출력 양 UO으로서 예시되는 출력을 조절하기 위한 회로를 더 포함한다. 일반적으로, 출력 양 UO은 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 이 둘의 결합이다. 피드백 회로(120)가 출력 양 UO을 감지하기 위해 결합된다. 일 실시예에서, 피드백 회로(120)는 전력 공급기(100)의 출력으로부터 출력 양 UO을 감지할 수 있다. 다른 실시예에서, 피드백 회로(120)는 에너지 전달 요소 T1(104)의 부가적인 권선으로부터 출력 양을 감지할 수 있다. 컨트롤러(122)가 또한 피드백 회로(120)에 결합되고 몇개의 단자들을 포함한다. 하나의 단자에서, 컨트롤러(122)는 피드백 회로(120)로부터 피드백 신호 UFB(124)를 수신한다. 컨트롤러(122)는 전류 감지 입력(126) 및 구동 신호(128)를 위한 단자들을 더 포함한다. 전류 감지 입력(126)은 스위치 S1(110)에서 스위치 전류 ID(130)를 감지한다. 또한, 컨트롤러(122)는 다양한 스위칭 파라미터들을 제어하기 위해 스위치 S1(110)에 구동 신호(128)를 제공한다. 이러한 파라미터들의 예들은 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수, 스위칭 주기, 듀티 사이클, 또는 각각의 온 및 오프 타임들을 포함할 수 있다.
동작에서, 도 1의 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 조절되지 않은 입력 전압과 같은, 조절되지 않은 입력 VIN(102)으로부터 부하(118)에 출력 전력을 제공한다. 스위칭된 모드 전력 공급기(100)는 에너지 전달 요소 T1(104)를 활용하여 입력 VIN(102)으로부터의 전압을 일차(106) 및 이차(108) 권선들 사이로 변환한다. 클램프 회로(112)는 스위치 S1(110)에서의 최대 전압을 제한하기 위해 에너지 전달 요소 T1(104)의 일차 권선(106)에 결합된다. 일 실시예에서, 클램프 회로(112)는 스위치 S1(110)에서의 최대 전압을 제한한다. 스위치 S1(110)는 컨트롤러(122)로부터 수신된 구동 신호(128)에 응답하여 개방 및 폐쇄된다. 일부 실시예들에서, 스위치 S1(110)는 트랜지스터일 수 있고, 컨트롤러(122)는 통합된 회로들 및/또는 개별 전기 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 컨트롤러(122) 및 스위치 S1(110)는 단일 통합 회로(132) 내로 함께 포함된다. 일 예에서, 통합 회로(132)는 모놀리식 통합 회로이다. 다른 예에서, 통합 회로(132)는 하이브리드 통합 회로이다.
동작에서, 스위치 S1(110)의 스위칭은 정류기 D1(114)에서 펄스화 전류를 발생한다. 정류기 D1(114)에서의 전류는 부하(118)에서 실질적으로 일정한 출력 전압 VO, 출력 전류 IO, 또는 둘의 결합을 발생하기 위해서 출력 캐패시터 C1(116)에 의해 필터링된다.
피드백 회로(120)는 컨트롤러(122)에 피드백 신호 UFB(124)를 제공하기 위해 출력 양 UO을 감지한다. 도 1의 예에서, 컨트롤러(122)는 또한 스위치 S1(110)에서 감지된 전류 ID(130)를 릴레이하는 전류 감지 입력(126)을 수신한다. 스위치 전류 ID(130)는 예를 들어, 트랜지스터가 전도하고 있을 때 트랜지스터 양단의 전압 또는 개별 저항 양단의 전압과 같은, 다양한 방식으로 감지될 수 있다.
컨트롤러(122)는 원하는 값으로 출력 양 UO을 실질적으로 조절하기 위해 다양한 시스템 입력들에 응답하여 스위치 S1(110)을 동작시키기 위한 구동 신호(128)를 출력한다. 피드백 회로(120) 및 컨트롤러(122)의 이용에 의해, 스위칭된 모드 전력 공급기(100)의 출력은 폐루프에서 조절된다. 또한, 컨트롤러(122)는 TS의 스위칭 주기 및 fS의 스위칭 주파수를 갖는 스위치 S1(110)의 스위칭 사이클을 정의하는 타이밍 회로(아래 더 상세하게 논의됨)를 포함하며, 여기서, TS=1/fS이다.
본 발명의 일 실시예에서, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS를 변화시키는 제어 스킴을 활용할 수 있다. 추가 실시예에서, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS를 감소시킨다(또는 다시 말해, 스위칭 주기 TS를 연장한다). 고정된 부하에 대해, 컨트롤러(122)의 스위칭 주기(및 스위칭 주파수)는 온-타임이 크리티컬 타임보다 작을 때 고정된 기간일 수 있고, 컨트롤러(122)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주기(또는 스위칭 주파수)를 변화시킨다.
위에서 언급한 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 어떤 배수에 의해 변화시킬 수 있다. 일부 실시예들에서, 배수는 1보다 작은 값이다. 큰 듀티비에 대응하는, 스위치가 크리티컬 타임 tC보다 긴 온-타임 tON을 가질 때 스위칭 주파수 fS를 변화시킴으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 서브-하모닉 진동은 스위치 S1(110)의 온-타임 tON에 응답하여 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS(및 스위칭 주기 TS)를 변조함으로써 방지될 수 있다. 더 논의되는 바와 같이, 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때, 컨트롤러에 포함된 타이밍 회로가 대안적인 충전 모드로 변한다. 일단 스위치 S1(110)가 턴오프하면, 타이밍 회로는 정상 충전 모드로 재개한다. 대안적인 충전 모드 중에 타이밍 회로 캐패시터의 충전 레이트를 선택함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다.
다양한 전도 모드들의 스위칭 전류가 도 2a에 예시된다. 도 1의 전력 공급기(100)의 예시적인 스위칭 전류 파형의 다이어그램이 스위칭 주기 TS(204), 스위치 온-타임 tON(206), 스위치 오프-타임 tOFF(208), 사다리꼴 모양(210), 및 삼각형 모양(212)을 포함하여 도시된다. 도 2a는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)와 불연속 전도 모드(discontinuous conduction mode; DCM) 둘다에서 시간에 따라 스위치 전류 ID(202)의 일반적인 파형을 도시한다.
임의의 스위칭 주기 TS(204) 중에, 스위치 S1(110)는 출력 UO을 조절하기 위해 컨트롤러(122)로부터 구동 신호(128)에 응답하여 전도할 수 있다. 스위칭 주기 TS(204)은 2개의 시간 부분, 즉, 스위치 온-타임 tON(206) 및 스위치 오프-타임 tOFF(208)으로 분리될 수 있다. 스위치 온-타임 tON(206)은 스위치 S1(110)가 전도하고 있는 스위칭 주기 TS(202)의 부분을 표시한다. 스위치 오프-타임 tOFF(208)은 스위치 S1(110)가 전도하고 있지 않을 때 스위칭 주기 TS(202)의 나머지 부분을 표시한다. 도 2a의 전류 파형은 2가지 기본적인 동작 모드를 도시한다. 사다리꼴 모양(210)은 연속 전도 모드(CCM)의 특징이고, 삼각형 모양(212)은 불연속 전도 모드(DCM)의 특징이다. CCM 중에, 스위치 전류 ID(202)는 스위치 온-타임 tON(206)의 시작 직후에 실질적으로 넌-제로(non-zero)이고 스위치 온-타임 tON(208) 동안 내내 꾸준히 증가한다. DCM에서, 스위치 전류 ID(202)는 스위치 온-타임 tON(206)의 시작 직후에 실질적으로 제로(zero)이고 스위치 온-타임 tON(206) 동안 내내 꾸준히 증가한다. 스위치 오프-타임 tOFF(204) 중에, 스위치 전류 ID(202)는 CCM 및 DCM 둘다에 대해 실질적으로 제로이다.
서브-하모닉 진동은 일반적으로 종래의 컨트롤러들이 PWM 전류 모드 제어를 활용하고 CCM에서 50%보다 크거나 작은 듀티비로 동작할 때 발생한다. 도 2b는 출력 양 UO을 조절하기 위해 스위치 S1(110)의 PWM 전류 모드 제어가 이용되는 시간에 대해 도 1의 스위치 전류 ID의 일반적인 파형을 나타낸다. 도 2b는 스위치 전류 ID(214), 스위칭 주기 TS(216), 스위치 온-타임 tON(218), 스위치 오프-타임 tOFF(220), 및 전류 한계 ILIM(222)를 예시한다. 도 2b의 예에서, 컨트롤러(122)는 CCM에서 동작하고 있다.
스위치 S1(110)는 각각의 스위칭 주기 TS(216)의 시작에서 전도한다. 스위치 S1(110)는 스위치 전류 ID(214)가 전류 한계 ILIM(222)에 도달할 때까지 전도한다. 일 예에서, 일정한 스위칭 주기 TS(216)(그렇지 않으면 고정된 스위칭 주파수 fS로서 알려짐)에서의 전류 한계 ILIM(222)의 제어는 스위치 전류 ID(214)의 피크를 출력 양 UO을 조절하는 데 요구되는 값으로 유지한다. 일반적으로, 전류 한계 ILIM(222)가 더 높으면, 스위치 온-타임 tON(218)은 더 길어진다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 전류 한계 ILIM(222)는 또한 피크 일차 전류 IPEAK이다. 조절은 고정 주파수 PWM 전류 모드 제어, 고정 주파수 PWM 전류 프로그램된 제어, 및/또는 피크 전류 모드 제어로 알려진 PWM 기법에 의해 달성된다.
그러나, "고정 주파수 제어"라는 용어는 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS가 변하지 않는 채로 유지되는 것을 반드시 수반하지는 않음을 알아야 한다. 대신, "고정 주파수 제어"라는 용어의 사용은 단지 스위치의 스위칭 주파수 fS가 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 이용되지 않는다는 것을 표시할 수 있다. 고정 주파수 PWM 전류 모드 제어의 예에 대해, 전류 한계 ILIM(222)의 값은 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 활용된다. 다양한 실시예들에 대해, 서브-하모닉 진동을 방지하기 위해 스위칭 주파수 fS를 변화시키는 것은 여전히 고정 주파수 제어 모드들을 따라 활용될 수 있는데, 그 이유는 스위칭 주파수 fS는 출력 양 UO을 조절하기 위해 변할 수 있는 제어로서 활용되지 않기 때문이다. 또한, EMI 방출들(주파수 지터(frequency jitter)라고도 함)에 대한 주파수 변조가 또한 서브-하모닉 진동을 방지하기 위해 스위칭 주파수를 변화시키는 것과 활용될 수 있다.
다음으로 도 3을 참조하면, 스위치의 스위칭 주파수 fS 및 오프-타임 tOFF을 변화시키는 제어 스킴을 활용하는 전력 공급기(100)의 예시적인 스위칭 전류 파형 ID의 다이어그램이 스위치 전류 ID(302), 스위칭 주기들 TS(304, 306, 308, 및 310), 베이스 주기 T0(312), 크리티컬 타임 tC(314), 제1 전류 한계 ILIM1(316), 제2 전류 한계 ILIM2(318), 제3 전류 한계 ILIM3(320), 및 제4 전류 한계 ILIM4(322)를 포함하여 예시된다. 또한, 각각의 스위칭 주기 TS(304, 306, 308, 및 310)은 각각의 온-타임 tON 및 오프-타임 tOFF을 갖는다. 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기들 TS(308, 및 310)은 또한 각각의 연장된 온-타임 tONX, 베이스 오프-타임 tOFFB, 및 연장 주기들 TX(324 및 326)을 포함한다.
도 2b와 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 스위치 S1(110)는 각각의 스위칭 주기 TS에 대한 전류 한계에 도달할 때까지 모든 스위칭 주기 TS의 시작에서 전도한다. 도 3은 CCM에서 동작하고 전류 모드 제어를 활용하는 컨트롤러(122)를 예시한다. 위에서 언급한 바와 같이, 전류 한계가 더 커지면, 통상적으로 온-타임 tON은 더 길어진다. 일반적으로, 스위치 전류 ID(302)가 전류 한계까지 얼마나 빨리 증가하는지는 입력 전압 VIN(102) 및 일차 권선(106)의 인덕턴스 LP에 부분적으로 의존한다.
스위칭 주기 TS(304) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제1 전류 한계 ILIM1(316)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(304) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 작다. 결과로서, 스위칭 주기 TS(304) 및 오프-타임 tOFF은 변경되지 않고, 결과로서, 스위칭 주기 TS(304)은 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같도록 고정된다. 일 실시예에서, 크리티컬 타임 tC(314)은 베이스 주기 T0(312)의 1/2과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로
Figure pat00001
이다. 크리티컬 타임 tC의 값은 스위칭 주파수가 변화하지 않는 경우에 서브-하모닉 진동일 발생할 수 있는 시점이다.
스위칭 주기 TS(306) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제2 전류 한계 ILIM2(318)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(306) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)과 실질적으로 같고, 스위칭 주기 TS(306) 및 오프-타임 tOFF은 변경되지 않는다. 따라서, 스위칭 주기 TS(306)은 또한 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같도록 고정된다. 스위칭 주기들 TS(304 및 306)에 도시된 바와 같이 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)과 실질적으로 같거나 작을 때, 컨트롤러(122)는 스위칭 주기들 TS(304 및 306)이 고정 스위칭 주기인 정상 동작 모드에 있다. 일 실시예에서, 고정 스위칭 주기는 변화하지 않는 스위칭 주기이고, 컨트롤러(122)에 포함된 타이밍 회로(예를 들어, 오실레이터)의 설정 주파수에 따라 미리 결정된다.
그러나, 스위칭 주기 TS(308) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제3 전류 한계 ILIM3(320)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(308) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 크다. 도 3의 실시예에 따르면, 스위칭 주기 TS(308)은 연장 주기 TX(324)만큼 베이스 주기 T0(312) 위로 연장된다. 더 논의되는 바와 같이, 연장 주기 TX(324)의 길이는 온 타임 tON이 얼마나 크리티컬 타임 tC(314)을 지나 연장하는지에 의존한다. 다시 말해, 스위칭 주기 TS(308)이 얼마나 연장되는지는 스위칭 주기 TS(308)에서 연장된 온-타임 tONX으로서 또한 도시되는, 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이에 의존한다(tONX=tON-tC).
스위칭 주기 TS(310) 중에, 스위치 전류 ID(302)는 제4 전류 한계 ILIM4(322)에 도달할 때까지 증가한다. 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS(310) 중의 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(314)보다 크고, 스위칭 주기 TS(310)은 결과로서 연장 주기 TX(326)만큼 베이스 주기 T0(312) 위로 연장된다. 연장 주기 TX(326)의 길이는 스위칭 주기 TS(310) 중의 연장된 온-타임 tONX에 의존한다.
스위칭 주기들(308 및 310)에 의해 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(312) 및 연장 주기 TX의 함수로서 표현될 수 있다:
Figure pat00002
연장 주기 TX의 길이는 각각의 스위칭 주기 TS 중의 연장된 온-타임 tONX에 의존한다. 스위칭 주기들(304 및 306)과 관련하여 전술한 바와 같이, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 작거나 같을 때 스위칭 주기는 고정되고 베이스 주기 T0(312)과 실질적으로 같다. 또한, 연장 주기들 TX(324 및 326)은 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure pat00003
여기서, k는 연장 계수이고 0≤k이다. 일 실시예에서, 연장 계수 k는 일정하다. 다른 실시예에서, 연장 계수 k는 일정하지 않다(더 논의될 것임). 스위칭 주기 TS에서의 연장은 스위칭 주파수 fS에서의 감소를 일으킨다는 것을 알아야 한다. 일 실시예에서, 연장 계수 k의 값은 (컨트롤러(122)의 타이밍 회로의 파라미터들, 연장된 온-타임 tONX, 베이스 주기 T0, 온-타임 tON, 또는 듀티비 D와 같은) 컨트롤러(122)의 다양한 파라미터들에 의존할 수 있다. 연장 계수 k의 값을 결정함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 다시 말해, 연장된 온-타임 tONX이 스위칭 주기 TS에 얼마나 영향을 주는지를 결정함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 수학식 1 및 2에 의해 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이의 배수에 의해 변화시킬 수 있다.
또한, 오프-타임 tOFF은 베이스 오프-타임 tOFFB으로부터 변할 수 있고, 변화의 양은 또한 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이(tONX)에 의존한다. 예시된 바와 같이, 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 클 때 베이스 오프-타임 tOFFB 및 연장 주기 TX의 함수로서 표현될 수 있다:
Figure pat00004
여기서, 베이스 오프-타임 tOFFB은 베이스 주기 T0(312)과 온-타임 tON 사이의 차이이다: tOFFB=T0-tON. 다시 말해, 실시예들에 따라 스위칭 주기 TS이 베이스 주기 T0(312)을 지나 연장되지 않았다면 베이스 오프-타임 tOFFB은 오프-타임 tOFF의 값을 표현한다. 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(314)보다 작거나 같을 때 오프-타임 tOFF은 베이스 오프-타임 tOFFB과 실질적으로 동일하다는 것에 주목해야 한다. 수학식 2를 수학식 3에 대입함으로써, 오프-타임은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00005
수학식 4에 의해 도시된 바와 같이, 오프-타임 tOFF은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC(314) 사이의 차이의 배수에 의해 변할 수 있다.
또한, 서브-하모닉 진동은 오프-타임 tOFF이 베이스 주기 T0 및 온-타임 tON에 의해 결정되는 한계보다 크거나 같음을 보장함으로써도 방지될 수 있다:
Figure pat00006
수학식 5를 활용하면, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure pat00007
수학식 5 및 6을 활용하면, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0, 연장된 온-타임 tONX, 및 수학식 1 및 2와 같은 연장 계수 k의 함수로서 다뤄지고 표현될 수 있다:
Figure pat00008
수학식 7로부터, 연장 계수 k는 연장된 온-타임 tONX 및 베이스 주기 T0의 함수이다:
Figure pat00009
. 이와 같이, 일 실시예에서, 스위칭 주기 TS이 수학식 7에 예시된 양보다 크거나 같을 때 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다.
다음으로 도 4를 참조하면, 컨트롤러(122)의 예의 블록도가 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 블록(402) 및 타이밍 회로(404)를 포함하여 예시된다. PWM 블록(402)은 비교기(406), OR 게이트(408), 및 래치(412)를 포함한다. 도 4에는 피드백 회로(120), 피드백 신호 UFB(124), 전류 감지 신호(126), 구동 신호(128), DCMAX 신호(410), 클록 신호(416), 및 온-타임 신호 UON(418)가 더 예시되어 있다.
컨트롤러(122)는 PWM 블록(402) 및 타이밍 회로(404)를 포함한다. PWM 블록(402)은 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 수신하도록 결합된다. PWM 블록(402)은 또한 클록 신호(416)를 수신하도록 타이밍 회로(404)에 결합된다. 옵션으로, PWM 블록(402)은 또한 타이밍 회로(404)로부터 DCMAX 신호(410)를 수신할 수 있다. 클록 신호(416), DCMAX 신호(410), 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 활용하면, PWM 블록(402)은 구동 신호(128)를 출력한다.
PWM 블록(402)은 비교기(406), OR 게이트(408), 및 래치(412)를 더 포함한다. 비교기(406)는 전류 감지 신호(126) 및 피드백 신호 UFB(124)를 수신하도록 결합된다. 도시된 예에서, 전류 감지 신호(126)는 비교기(406)의 비-반전 입력에서 수신되고, 피드백 신호 UFB(124)는 비교기(406)의 비-반전 입력에서 수신된다. 일 실시예에서, 피드백 신호 UFB(124)는 전압 신호 또는 전류 신호이고, 스위치 S1(110)의 전류 한계를 표현할 수 있다. 다른 실시예에서, 비교기(406)는 피드백 신호 UFB(124)의 값에 응답하여 결정되는 가변 전류 한계를 수신한다. 또한, 전류 감지 신호(126)는 전압 신호 또는 전류 신호이고, 스위치 전류 ID(130)를 표현할 수 있다. 전류 감지 신호(126)의 값이 피드백 신호 UFB(124)에 의해 제공되는 전류 한계의 값보다 클 때, 비교기(406)의 출력은 논리 하이(logic high)이다. 그렇지 않으면, 비교기(406)의 출력은 논리 로우(logic low)이다.
비교기(406)의 출력은 OR 게이트(408)의 하나의 입력에 결합한다. OR 게이트(408)의 다른 입력은 DCMAX 신호(410)를 수신하도록 결합된다. DCMAX 신호(410)는 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이 변화에 따른 직사각형 파형이다. 일 예에서, 논리 하이 부분의 하강 에지는 최대 듀티비 DMAX에 대응한다. 다른 예에서, 논리 하이 부분의 길이는 스위치 S1(110)의 최대 온-타임 TMAX(최대 듀티비 DMAX에 대응함)과 실질적으로 동일하다. 그러나, OR 게이트(408)의 입력에서의 작은 원은 OR 게이트(408)가 반전된 DCMAX 신호(410)를 수신함을 표시한다.
래치(412)는 OR 게이트(408) 및 타이밍 회로(404)에 결합한다. 도시된 예에서, 래치(412)는 S-R 래치이고, 타이밍 회로(404)는 래치(412)의 세트-입력(set-input)에 클록 신호(416)를 제공하도록 결합된다. 클록 신호(416)는 직사각형 펄스 파형이고, 연속적인 상승 에지들 사이의 시간의 양은 스위칭 주기 TS과 실질적으로 같다. 또한, OR 게이트(408)의 출력은 래치(412)의 리셋-입력(reset-input)에 결합된다. 래치(412)는 그 다음에 스위치 S1(110)에 구동 신호(128)를 출력한다. 구동 신호(128)는 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이들을 변화시키는 것에 의한 직사각형 파형이다. 일 실시예에서, 논리 하이 부분들은 스위치 S1(110)의 온-타임에 대응하고, 논리 로우 부분들은 스위치 S1(110)의 오프-타임에 대응한다.
타이밍 회로(404)는 온-타임 신호 UON(418)를 수신하고 PWM 블록(402)에 클록 신호(416)를 출력한다. 옵션으로, 타이밍 회로(404)는 또한 PWM 블록(402)에 DCMAX 신호(410)를 출력할 수 있다. 일 실시예에서, 온-타임 신호 UON(418)는 스위치 S1(110)의 온-타임에 관한 정보를 제공하고, 논리 하이 및 논리 로우 부분들의 길이들을 변화시키는 것에 의한 직사각형 펄스 파형이다. 일 예에서, 구동 신호(128)는, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418A)를 수신하도록 래치(412)의 출력에 결합되도록, 온-타임 신호에 대해 활용될 수 있다. 대안적으로, 전류 감지 신호(126)는, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418B)를 수신하도록 결합되도록, 온-타임 신호 UON(418)에 대해 활용될 수 있다. 또 다른 예에서, 비교기(406)의 출력은, 타이밍 회로(404)가 온-타임 신호 UON(418C)를 수신하도록 비교기(406)의 출력에 결합되도록, 온-타임 신호 UON(418)에 대해 활용될 수 있다.
타이밍 회로(404)는 클록 신호(416)를 통해 PWM 블록(402)에 스위칭 주기 TS을 제공한다. 즉, 일 예에서, 클록 신호(416)의 기간은 스위칭 주기 TS이다. 일 예에서, 오실레이터가 타이밍 회로(404)에 대해 활용될 수 있다. 온-타임 신호 UON(418)에 의해 제공되는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON을 활용하면, 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 배수에 의해 스위칭 주기 TS을 변화시킨다. 실시예들에서, 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크지 않으면 스위칭 주기 TS을 변화시키지 않는다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)는 직사각형 펄스 파형이다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)의 상승 에지는 스위칭 주기 TS의 시작을 표시한다.
동작에서, 클록 신호(416)가 논리 하이 값으로 펄싱할 때 스위칭 주기 TS의 시작을 알린다. 래치(412)의 출력은 논리 하이 값으로 전이하고(S-입력에서의 논리 하이 때문), 구동 신호(128)는 스위치 S1(110)를 턴 온한다. 일 실시예에서, 클록 신호(416)는 빠르게 논리 로우 값으로 하강하고 래치(412)의 출력은 논리 하이 값으로 유지된다. 비교기(406)의 출력이 논리 하이이거나(전류 감지 신호(126)의 값이 피드백 신호 UFB(124)에 의해 제공되는 전류 한계의 값보다 클 때에 대응함) 또는 반전된 DCMAX 신호(410)가 논리 하이인 경우(또는 둘다인 경우), OR 게이트(408)의 출력은 논리 하이이다. 래치(412)가 리셋-입력에서 논리 하이 값을 수신할 때, 구동 신호(128)(즉, 래치(412)의 출력)는 논리 로우 값으로 전이하고, 스위치 S1(110)은 턴 오프된다. 클록 신호(416) 및 DCMAX 신호(410)에 대한 타이밍 파형들의 예들은 도 8과 관련하여 논의될 것이다.
다음으로 도 5a를 참조하면, 도 4의 타이밍 회로(404)의 예시적인 전압 파형 VTIM(528)을 도시하는 다이어그램이 하위 기준 전압 VL(530), 상위 기준 전압 VH(532), 크리티컬 전압 VC(531), 최대 듀티비 전압 VDM(533), 및 크리티컬 타임 tC(514)을 포함하여 도시된다. 도 5a에는 스위치 전류 ID(502), 스위칭 주기들 TS(504, 506, 508, 및 510), 베이스 주기 T0(512), 크리티컬 타임 tC(514), 제1 전류 한계 ILIM1(516), 제2 전류 한계 ILIM2(518), 제3 전류 한계 ILIM3(520), 및 제4 전류 한계 ILIM4(522)가 더 도시되어 있다. 또한, 각각의 스위칭 주기 TS(504, 506, 508, 및 510)은 각각의 온-타임 tON 및 오프-타임 tOFF을 갖는다. 도 5a에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기들 TS(508 및 510)은 또한 각각의 연장된 온-타임 tONX, 베이스 오프-타임 tOFFB, 및 연장 주기들 TX(524 및 526)을 포함한다.
스위치 전류 ID(502)를 표현하는 파형은 대응하는 참조 번호들과 함께 도 3에 예시된 스위치 전류 ID(302)와 유사하다. 도 5a는 각각의 스위치 전류 ID(502)에 대한 타이밍 전압 VTIM(528)의 일 예를 더 도시한다. 일 실시예에서, 타이밍 회로(404)는 타이밍 캐패시터(아래 논의됨)를 포함하고, 여기서 타이밍 전압 VTIM(528)은 타이밍 캐패시터 양단의 전압이다. 각각의 스위칭 주기에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 때까지 증가하고 나서 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 기울기 m3로 감소한다. 그러나, 타이밍 회로(404)는 상위 기준 전압 VH(532)으로 캐패시터를 충전하기 위한 2가지 모드를 포함할 수 있다. 정상 충전 모드에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 상위 기준 전압 VH(532)에 도달할 때까지 기울기 m1로 증가한다. 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때, 타이밍 회로(404)는 대안적인 충전 모드로 전환하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 포지티브 또는 제로인 2 이상의 기울기들(예를 들어, m1 및 m2)로 충전한다. 일 실시예에서, 온-타임 tON의 끝에서, 타이밍 회로(404)는 대안적인 충전 모드로부터 정상 충전 모드로 변경한다(즉, 기울기 m1로 충전하는 것으로 리턴한다). 또한, 타이밍 회로(404)는 4개의 기준 전압(예를 들어, 상위 기준 전압 VH, 하위 기준 전압 VL, 최대 듀티비 전압 VDM, 및 크리티컬 전압 VC)을 활용할 수 있다. 크리티컬 전압 VC은 타이밍 회로가 베이스 주기 T0(512)의 50%에 있을 때를 표시한다.
각각의 스위칭 주기의 시작에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에서 시작하고 상위 기준 전압 VH(532)으로 증가한다. 일단 상위 기준 전압 VH(532)에 있으면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때까지 감소한다. 타이밍 전압 VTIM(528)이 하위 기준 전압 VL(530)에 도달할 때, 전류 스위칭 주기는 끝나고 새로운 스위칭 주기가 시작한다. 이와 같이, 타이밍 전압 VTIM(528)이 상위 기준 전압 VH(532)까지 상승하고 후속하여 하위 기준 전압 VL(530)으로 감소하는 시간은, 스위칭 주기 TS의 길이를 결정한다.
스위칭 주기 TS(504) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 작고, 스위칭 주기 TS(504)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되지 않는다. 결과로서, 타이밍 회로(404)는 정상 충전 모드에서 동작한다. 도 5a에 의해 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(528)은 중단 없이 기울기 m1로 상위 기준 전압 VH(532)까지 상승하고 기울기 m3로 하위 기준 전압 VL(530)까지 하강한다. 일 실시예에서, 기울기 m3의 크기는 기울기 m1의 크기의 배수이고, 즉, 수학적으로 |m3|=α|m1|이고, 여기서, α≥1이다. 일 실시예에서, α=3이다.
스위칭 주기 TS(506) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같고, 스위칭 주기 TS(506)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되지 않는다. 스위칭 주기 TS(504)과 유사하게, 타이밍 회로(404)는 정상 충전 모드에서 동작하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 중단 없이 기울기 m1로 상위 기준 전압 VH(532)까지 상승하고 기울기 m3로 하위 기준 전압 VL(530)까지 하강한다.
스위칭 주기 TS(508) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 크다. 결과로서, 타이밍 회로(404)는 대안적인 충전 모드에서 동작하고, 스위칭 주기 TS(508)은 베이스 주기 T0(512) 위로 연장된다. 도 5a의 예에서, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 크리티컬 타임 tC(514)에 도달할 때, 타이밍 회로(404)는 대안적인 충전 모드로 전환하고, 타이밍 전압 VTIM(528)의 기울기는 그 다음에 기울기 m2로 감소한다. 도 5a에 더 도시된 바와 같이, 크리티컬 전압 VC(531)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때 타이밍 전압 VTIM(528)의 값에 대응한다. 다른 실시예에서, 타이밍 전압 VTIM(528)이 크리티컬 전압 VC(531)에 도달할 때, 타이밍 회로(404)는 대안적인 충전 모드로 전환하고, 타이밍 전압 VTIM(528)은 기울기 m2로 증가한다.
도 5a에 도시된 예에서, 기울기 m2는 제로와 같다: m2=0. 따라서, 이 예에서, 타이밍 전압 VTIM(528)의 기울기가 제로이면(즉, 기울기 m2=0이면), 타이밍 전압 VTIM(528)은 일정한 값으로 유지된다. 더 논의되는 바와 같이, 기울기 m2와 기울기 m3(그리고 이어서 기울기 m1) 사이의 비율은 듀티비에 대하여 표현될 수 있다. 타이밍 전압 VTIM(528)은 스위치 S1(110)이 턴 오프될 때까지 기울기 m2로 유지된다. 일단 스위치 S1(110)이 턴 오프되면, 타이밍 전압 파형 VTIM(528)은 다시 상위 기준 전압 VH(532)까지 기울기 m1로 상승하고 나서, 하위 기준 전압 VL(530)까지 기울기 m3으로 하강한다. 도 5a는 기울기 m2가 일정함을 예시한다. 다른 실시예에서, 기울기 m2는 일정하지 않고, 결과적으로 타이밍 전압 VTIM의 비선형 증가를 일으킨다.
스위칭 주기 TS(510) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC(514)보다 크다. 그러나, 스위칭 주기 TS(510) 중의 온-타임 tON은 스위칭 주기 TS(508) 중의 온-타임 tON보다 길다. 다시 말해, 스위칭 주기 TS(510) 중의 연장된 온-타임 tONX은 스위칭 주기 TS(508) 중의 연장된 온-타임 tONX보다 길다. 이전의 스위칭 주기와 유사하게, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 일단 크리티컬 타임 tC(514)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON의 나머지에 대해 기울기 m2로 유지된다. 일단 스위치 S1(110)이 턴 오프되면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 다시 상위 기준 전압 VH(532)까지 기울기 m1로 상승하고 나서, 하위 기준 전압 VL(530)까지 기울기 m3로 하강한다.
도 3과 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(512) 및 연장 주기 TX에 관하여 표현될 수 있다. 또한, 연장 주기 TX은 연장된 온-타임 tONX에 관하여 표현될 수 있다. 수학식 1 및 2를 결합함으로써, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure pat00010
여기서, tONX=tON-tC이다. 위에서 언급한 바와 같이, 연장 계수 k의 값은 컨트롤러(122) 및 타이밍 회로(404)의 속성들에 의해 부분적으로 결정될 수 있다. 대안적인 충전 모드를 갖는 타이밍 회로(404)에 대해, 일단 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크면, 연장 계수 k는 기울기 m2 대 m1의 비율에 비례할 수 있다. 예를 들어, 연장 계수 k는 1의 값과 기울기 m2 대 기울기 m1의 비율 사이의 차이일 수 있고, 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00011
수학식 8과 수학식 9를 결합함으로써, 스위칭 주기 TS은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00012
수학식 10에 예시된 바와 같이, 스위칭 주기 TS은 온-타임 tON과 크리티컬 타임 tC 사이의 차이의 어떤 배수에 의해 변화할 수 있다. 또한, 스위칭 주기 TS은 또한 듀티비 D, 기울기 m1, 기울기 m2, 및 베이스 주기 T0에 관하여 표현될 수 있다:
Figure pat00013
위에서 언급한 바와 같이, 보상 계수 k는 동일할 수 있다:
Figure pat00014
. 수학식 10과 수학식 7을 비교함으로써, 기울기 m2 및 m1에 대한 경계 관계(boundary relationship)를 결정할 수 있다. 안정성을 위해:
Figure pat00015
이것은 다음과 같이 간략화될 수 있다:
Figure pat00016
일 실시예에서, 서브-하모닉 진동은 기울기 m2 및 기울기 m1 사이의 비율을 결정하기 위해 수학식 13을 활용함으로써 방지될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 일정한 기울기 m2에 대해, 기울기 m2와 m1의 비율은 최대 듀티비에 의해 부분적으로 결정된다:
Figure pat00017
이와 같이, 수학식 9의 보상 계수 k에 대한 경계 수학식은 또한 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure pat00018
도 5a의 예에 대해, 기울기 m2는 실질적으로 제로이고, 연장 계수 k는 실질적으로 1이다. 이와 같이, 연장 주기 TX(스위칭 주기 TS이 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되는 시간의 양)은 연장된 온-타임 tONX과 실질적으로 같다. 도 5c와 관련하여 더 논의되는 바와 같이, 기울기 m2는 듀티비 및/또는 온-타임 tON의 함수로서 변할 수 있다.
도 5b는 도 4의 타이밍 회로(404)의 타이밍 전압 파형 VTIM(528)의 다른 예를 더 도시한다. 도 5a와 유사하게, 도 5b는 하위 기준 전압 VL(530), 상위 기준 전압 VH(532), 크리티컬 전압 VC(531), 최대 듀티비 전압 VDM(533) 및 크리티컬 타임 tC(514)을 예시한다. 도 5b에는 스위치 전류 ID(502), 스위칭 주기들 TS(504, 506, 508, 및 510), 베이스 주기 T0(512), 크리티컬 타임 tC(514), 제1 전류 한계 ILIM1(516), 제2 전류 한계 ILIM2(518), 제3 전류 한계 ILIM3(520), 및 제4 전류 한계 ILIM4(522)가 더 예시되어 있다. 또한, 각각의 스위칭 주기 TS(504, 506, 509, 및 511)은 각각의 온-타임 tON 및 오프-타임 tOFF을 갖는다. 도 5b에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기들 TS(509 및 511)은 또한 각각의 연장된 온-타임 tONX, 베이스 오프-타임 tOFFB, 및 연장 주기들 TX(524 및 526)을 포함한다.
도 5b는 도 5a와 유사한 전압 파형 VTIM(528)을 예시하지만, 도시된 기울기 m2는 넌-제로 기울기이다. 스위칭 주기들 TS(509 및 511)에 예시된 바와 같이, 전압 파형 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 일단 크리티컬 타임 tC(514)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON의 나머지에 대해 기울기 m2로 증가한다. 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프되면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 다시 상위 기준 전압 VH(532)까지 기울기 m1로 상승하고 나서, 하위 기준 전압 VL(530)까지 기울기 m3로 하강한다. 도 5b는 기울기 m2가 일정하고, 결과적으로 타이밍 전압 VTIM의 선형 증가를 일으킨다는 것을 예시한다. 다른 실시예에서, 기울기 m2는 일정하지 않아서, 결과적으로 타이밍 전압 VTIM의 비선형 증가를 일으킨다.
도 5b에는 최대 듀티비 전압 VDM(533)이 더 예시되어 있다. 도 7 및 8과 관련하여 더 논의되는 바와 같이, 스위치 S1(110)가 턴오프되기 전에 타이밍 전압 파형 VTIM(528)이 최대 듀티비 전압 VDM(533)에 도달하는 경우, DCMAX 신호(410)는 인에이블되고(enabled) 스위치 S1(110)는 턴 오프된다. 최대 듀티비 전압 VDM(533)을 고정하는 것은 스위치 S1(110)의 최소 오프-타임 tOFF을 보장하고, 또한 서브-하모닉 진동을 방지한다.
도 5b에 도시된 예에서, 최대 듀티비 DMAX는 실질적으로 66%이다. 수학식 14 및 15를 활용함으로써, 기울기 m2는 기울기 m1의 실질적으로 1/2이고, 즉, 수학적으로 |m2|=1/2|m1|이다. 결과로서, 연장 계수 k는 실질적으로 1/2(수학식 9에 도시된 바와 같음)이고, 연장 주기 TX(스위칭 주기 TS이 베이스 주기 T0(512) 위로 연장되는 시간의 양)은 연장된 온-타임 tONX의 1/2과 실질적으로 같다.
도 5c는 도 5a 및 5b와 유사한 전압 파형 VTIM(528)을 예시하지만, 기울기 m2는 가변 기울기이다. 스위칭 주기들 TS(538 및 540)에 예시된 바와 같이, 전압 파형 VTIM(528)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC(514)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1로 상승한다. 일단 크리티컬 타임 tC(514)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 온-타임 tON의 나머지에 대해 가변 기울기 m2로 증가한다. 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프되면, 타이밍 전압 VTIM(528)은 다시 상위 기준 전압 VH(532)까지 기울기 m1로 상승하고 나서, 하위 기준 전압 VL(530)까지 기울기 m3로 하강한다. 그러나, 기울기 m2는 가변이다. 일 실시예에서, 기울기 m2는 듀티비 D의 함수로서 변할 수 있다.
수학식 14와 관련하여 위에서 언급한 바와 같이, 기울기 m2가 일정할 때, 기울기 m2와 기울기 m1 사이의 비율은 최대 듀티비 DMAX에 관하여 표현될 수 있다:
Figure pat00019
. 그러나, 각각의 스위칭 주기 내에서 기울기 m2를 변화시킴으로써, 스위칭 주파수 fS는 기울기 m2가 일정하게 유지된 경우보다 베이스 주파수로부터 작게 변할 수 있다. 다시 말해, 기울기 m2를 변화시킴으로써, 일정한 기울기 m2가 활용된 것보다 스위칭 주파수의 감소가 적게 존재한다. 수학식 14와 유사하게, 일 실시예에서, 기울기 m2와 기울기 m1 사이의 비율은 듀티비에 관하여 표현될 수 있다:
Figure pat00020
수학식 9는 연장 계수 k가 기울기 m2와 기울기 m1의 함수로서 표현될 수 있다는 것을 예시한다. 이와 같이, 연장 계수 k는 또한 듀티비 D에 의해 변할 수 있고 적응가능하다. 또한, 수학식 16을 위의 수학식 10에 대입함으로써, 기울기 m2가 넌-제로일 때 스위칭 주기 TS은 듀티비 D 및 베이스 주기 T0에 관하여 표현될 수 있다:
Figure pat00021
또 다른 실시예에서, 기울기 m2는 제로와 같고, 수학식 17은 다음과 같이 더 간략화될 수 있다:
Figure pat00022
다음으로 도 6을 참조하면, 타이밍 회로(404)의 기울기 m2를 갖는 타이밍 전압 파형 VTIM(602)의 다양한 실시예들을 예시하는 다이어그램이 하위 기준 전압 VL(604), 상위 기준 전압 VH(606), 크리티컬 전압 VC(605), 최대 듀티비 전압 VDM(607), 크리티컬 타임 tC(608), 온-타임 tON(610), 연장된 온-타임 tONX(612), 베이스 오프-타임 tOFFB(614), 기울기 m1(616), 기울기 m2(618) 및 기울기 m3(619)를 포함하여 도시된다. 또한 타이밍 파형들(622, 624, 및 626)이 예시되어 있다. 도 6은 기울기 m2(618)의 값들을 변화시키는 것에 의한 각각의 타이밍 파형(622, 624, 626)의 각각의 스위칭 주기 TS 및 오프-타임 tOFF에 대한 변경들을 예시한다. 도 6에는 또한 본원에 개시된 바와 같이 대안적인 충전 모드를 포함하지 않는 종래의 컨트롤러의 속성들을 예시하는 파형(620)(파선들)이 포함된다.
도 6에 도시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(602)은 상위 기준 전압 VH(606)까지 증가한다. 일단 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(602)은 하위 기준 전압 VL(604)에 도달할 때까지 감소한다. 타이밍 전압 VTIM(602)이 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하고 나서 하위 기준 전압 VL(604)까지 하강하는 데 걸리는 시간은 실질적으로 특정 스위칭 사이클에 대한 스위칭 주기 TS이다. 예들에서, 타이밍 회로(404)는 상위 기준 전압 VH(606)까지 증가 레이트, 하위 기준 전압 VL(604)까지 감소 레이트, 또는 둘다를 변경함으로써 스위칭 주기 또는 스위칭 주파수를 변경할 수 있다.
추가 실시예들에서, 컨트롤러(122), 및 이어서 타이밍 회로(404)는 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)보다 클 때 대안적인 충전 모드로 전환한다. 다시 말해, 스위칭 주기 및 스위칭 주파수는 일단 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)보다 크면 변화된다. 또한, 도 6에는 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)과 실질적으로 같을 때 타이밍 전압 VTIM(602)의 값에 대응하는 크리티컬 전압 VC(605)이 예시되어 있다. 일 실시예에서, 컨트롤러(122), 및 이어서 타이밍 회로(404)는 타이밍 전압 VTIM(602)이 크리티컬 전압 VC(605)에 도달할 때 대안적인 충전 모드로 전환한다. 예시되는 바와 같이, 스위칭 주기 및 스위칭 주파수가 얼마나 변하는지는 타이밍 회로(404)의 대안적인 충전 모드의 속성들에 부분적으로 의존한다.
파형들(622, 624, 및 626)은 각각 온-타임 tON(610)이 크리티컬 타임 tC(608)과 실질적으로 같을 때까지 기울기 m1(616)로 온-타임 tON(610)의 시작에서 증가하는 타이밍 전압 VTIM(602)을 예시한다. 일단 크리티컬 타임 tC(608)에 도달하거나 또는 크리티컬 전압 VC(605)에 도달하면, 타이밍 전압 VTIM(602)은 스위치 S1(110)가 아직 온이면 대안적인 충전 모드로 전환한다. 다시 말해, 타이밍 전압 VTIM(602)은 연장된 온-타임 tONX(612)이라고도 하는, 크리티컬 타임 tC(608)을 지난 온-타임 tON(610)의 나머지에 대해 기울기 m2(618)로 증가한다.
그러나, 파형(620)은 본원에 개시된 바와 같이 대안적인 충전 모드를 포함하지 않는 종래의 컨트롤러의 타이밍 전압을 예시한다. 결과로서, 파형(620)의 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(628)과 실질적으로 같다. 또한, 파형(620)에 대한 오프-타임은 베이스 오프-타임 tOFFB(614)과 실질적으로 같다. 도 6에 도시된 바와 같이, 결과로서 생긴 파형(620)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 작거나 같을 때 타이밍 파형과 동일하다. 따라서, 서브-하모닉 진동은 듀티비들이 50%보다 클 때 여전히 발생할 수 있다.
파형(622)에 대해, 기울기 m2(618)는 기울기 m1(616)의 1/2과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 |m2|=1/2|m1|이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(622)의 스위칭 주기 T1(630)은 연장된 온-타임 tONX(612)의 1/2에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+1/2tONX이다. 또한, 파형(622)의 오프-타임 tOFF1은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)의 1/2에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다.
파형(624)에 대해, 기울기 m2(618)는 기울기 m1(616)의 1/4과 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 |m2|=1/4|m1|이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(624)의 스위칭 주기 T2(632)은 연장된 온-타임 tONX(612)의 3/4에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+3/4tONX이다. 또한, 파형(624)의 오프-타임 tOFF2은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)의 3/4에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다.
파형(626)에 대해, 기울기 m2(618)는 제로와 실질적으로 같고, 즉, 수학적으로 m2=0이다. 결과로서(그리고 수학식 10에 의해 더 도시된 바와 같이), 파형(626)의 스위칭 주기 T3(634)은 연장된 온-타임 tONX(612)에 의해 베이스 주기 T0(628)을 지나 연장되고, 즉, 수학적으로 T1=T0+tONX이다. 또한, 파형(626)의 오프-타임 tOFF3은 또한 연장된 온-타임 tONX(612)에 의해 베이스 오프-타임 tOFFB(614)을 지나 연장된다. 특히, 기울기 m2(618)가 제로와 실질적으로 같을 때, 오프-타임 tOFF3은 각각의 스위칭 사이클에 대해 실질적으로 고정된다. 따라서, 일 실시예에서, 스위치의 오프-타임은 스위치 S1(110)가 턴 오프할 때까지 일정한 값으로 타이밍 전압 VTIM(602)을 유지함으로써 고정된다. 이 예를 계속하면, 스위치 S1(110)가 턴 오프한 후에, 타이밍 전압 VTIM(602)은 기울기 m1에서 상위 기준 전압까지 증가하는 것을 재개하도록 허용된다. 따라서, 오프-타임은 VTIM(602)이 상위 기준 전압 VH(606)에 도달하는 데 걸리는 나머지 시간 플러스 VTIM(602)이 하위 기준 전압 VL(604)으로 하강하는 데 걸리는 시간으로 고정된다. 이 고정된 오프-타임은 도 6에서 tOFF3로서 예시된다.
파형들(622, 624, 및 626)에 대해, 일단 스위치 S1(110)가 턴 오프하고 오프-타임이 시작되면, 타이밍 회로(404)(및 결과로서 타이밍 전압 VTIM(602))는 정상 충전 모드로 리턴한다. 위에서 논의되는 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(602)은 상위 기준 전압 VH(606)에 도달할 때까지 기울기 m1(616)로 계속해서 증가한다. 그 다음 타이밍 전압 VTIM(602)은 하위 기준 전압 VL(604)에 도달할 때까지 기울기 m3(619)로 감소한다.
기울기 m2(618)의 값을 선택함으로써, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 위에서 언급한 바와 같이, 기울기 m2(618)와 기울기 m1(616)의 크기 사이의 비율이
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을 엄수할 때, 서브-하모닉 진동이 방지될 수 있다. 일 실시예에서, 기울기 m2(618)는 기울기 m1(616)의 1/2이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 기울기 m1(616)에 대해 기울기 m2(618)의 값이 더 작을수록, 스위칭 주기 TS은 베이스 주기 T0(628) 위로 더 길게 연장된다. 그러나, 에너지 전달 요소의 주어진 코어 사이즈에 대한 전력 공급기(100)의 출력 전력은 스위칭 주파수 fS에 비례한다. 스위칭 주기 TS가 길수록, 스위칭 주파수 fS는 작아지는데, 이는 필요한 출력 전력의 양을 전달하기 위해 더 큰 코어를 필요로 하게 될 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, EMI 방출들(주파수 지터라고도 함)에 대한 주파수 변조가 또한 설명된 실시예들에 따라 스위칭 주파수를 변화시키는 것으로 활용될 수 있다. 일 실시예에서, 주파수 지터는 기울기 m1(616)를 변화시키는 것에 의해 달성될 수 있다. 다른 실시예에서, 주파수 지터는 기울기 m2(618)를 변화시키는 것에 의해 달성될 수 있다.
다음으로 도 7을 참조하면, 예시적인 타이밍 회로(704)(도 4의 타이밍 회로(404)로서 활용될 수 있음)가 하위 기준 전압 VL(702), 상위 기준 전압 VH(701), 최대 듀티비 전압 VDM(705), 비교기들(706 및 708), 래치(710), 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(712), 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(714), 연장 전류 IEXT를 갖는 전류 소스(716), 및 타이밍 전압 VTIM을 갖는 캐패시터(718)(즉, 타이밍 캐패시터)를 포함하여 예시된다. 타이밍 회로(704)는 AND 게이트들(720 및 722), 단안정 멀티바이브레이터들(monostable multivibrators)(724 및 726), 비교기(727) 및 래치(728)를 더 포함한다. 도 7에는 DCMAX 신호(410), 클록 신호(416), 온-타임 신호 UON(418), 크리티컬 신호(CRT)(730), 및 연장 신호(EXT)(732)가 더 예시되어 있다. 스위치들(S2, S3 및 S4)이 더 도시되어 있다.
전류 소스들(712 및 716)은 충전 전류 IC 및 연장 전류 IEXT로 각각 캐패시터(718)를 상위 기준 전압 VH(701)까지 충전한다. 충전 전류 IC 및 연장 전류 IEXT의 크기들은 도 5a, 5b, 5c 및 6과 관련하여 논의된, 기울기들 m1 및 m2의 값을 각각 결정한다. 일단 캐패시터(718)의 타이밍 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)에 도달하면, 캐패시터(718)는 캐패시터(718) 양단의 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달할 때까지 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(714)를 통해 방전된다. 방전 전류 IDIS의 크기는 기울기 m3의 값을 결정한다. 일 실시예에서, 전류 소스들(712 및 716)에 부가하여, 캐패시터(718)에 결합된 부가적인 전류 소스(도시되지 않음)가 주파수 지터를 구현하기 위해 포함될 수 있다. 이 예에서, 부가적인 전류 소스는 기울기 m1의 값을 변화시키기 위해 삼각형 전류 파형(지터 전류)을 제공할 수 있다.
상위 기준 전압 VH(701)과 하위 기준 전압 VL(702) 사이의 차이는 본원에서 타이밍 회로(404)의 진폭 스윙이라고 한다. 일 실시예에서, 타이밍 회로(404)의 진폭 스윙은 고정된다. 진폭 스윙이 고정될 때, 캐패시터(718)의 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)으로 충전하고 하위 기준 전압 VL(702)으로 방전하는 데 걸리는 시간은 타이밍 회로(404)의 주파수 및 기간을 결정한다. 캐패시터(718)의 타이밍 전압 VTIM은 충전 전류 IC, 연장 전류 IEXT, 및 방전 전류 IDIS의 값에 따라 증가하고 감소한다. 다시 말해, 충전 전류 IC, 연장 전류 IEXT, 및 방전 전류 IDIS의 크기들은 타이밍 회로(404)의 주파수를 결정할 수 있고, 따라서 스위칭 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시킬 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 일부 실시예들에서 타이밍 회로(404)는 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시킨다. 더 논의되는 바와 같이, 일 예에서, 스위치 S1(110)의 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 타이밍 회로(404)는 타이밍 회로(404)의 주파수를 변화시키고 따라서 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변화시키기 위해 연장 전류 IEXT를 활용한다. 연장 전류 IEXT의 크기로 인한 타이밍 회로(404)의 변경된 주파수의 예가 도 5a, 5b, 5c, 6 및 8과 관련하여 예시된다.
캐패시터(718)는 타이밍 전압 VTIM이 비교기(706)의 반전 단자 및 비교기(708)의 비-반전 단자에서 수신되도록 비교기들(706 및 708)에 결합된다. 또한, 비교기(706)의 비-반전 단자는 하위 기준 전압 VL(702)을 수신하고, 비교기(708)의 반전 단자는 상위 기준 전압 VH(701)을 수신한다. 타이밍 전압 VTIM 파형이 파형 VTIM으로서 도 8에 예시된다. 타이밍 전압 VTIM 파형의 추가 예들이 도 5a, 5b, 5c 및 6과 관련하여 발견될 수 있다. 비교기들(706 및 708)의 출력들은 래치(710)의 입력들에 결합한다. 도시된 예에서, 비교기(706)의 출력은 래치(710)의 S-입력에서 수신되고, 비교기(708)의 출력은 래치(710)의 R-입력에서 수신된다.
또한, 비교기(706)의 출력은 클록 신호(416)를 발생하기 위해 단안정 멀티바이브레이터(726)에서 수신된다. 일 실시예에서, 단안정 멀티바이브레이터(726)는 비교기(706)의 출력의 상승 에지에서 펄스를 출력한다(다시 말해, 논리 로우 값으로부터 논리 하이 값으로 전이한다). 다시 말해, 단안정 멀티바이브레이터(726)는 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)과 같을 때 펄스를 출력한다. 실시예들에서, 타이밍 회로(704)는 캐패시터(718)가 상위 기준 전압 VH(701)으로 충전하는 속도를 변경하고 따라서 스위치 S1(110)의 스위칭 주파수 fS 및 스위칭 주기 TS을 변경함으로써 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달하는 데 걸리는 시간의 양을 변경한다.
비교기들(706 및 708)의 출력들은 래치(710)의 입력들에서 수신된다. 래치(710)의 하나의 출력은 AND 게이트(722)에서 수신되고, 래치(710)의 다른 출력은 스위치 S3의 스위칭을 제어하도록 결합된다. AND 게이트(722)는 AND 게이트(720)로부터 연장 신호 EXT(732)를 수신하도록 결합된다. 그러나, 연장 신호 EXT(732)를 수신하는 AND 게이트(722)의 입력에서의 작은 원은 AND 게이트(722)가 연장 신호 EXT(732)의 역을 수신함을 표시한다. 도시된 예에서, 연장 신호 EXT(732)는 온-타임 신호 UON(418) 및 단안정 멀티바이브레이터(724)의 출력으로부터 발생된다. 단안정 멀티바이브레이터(724)는 온-타임 신호 UON(418)을 수신하고, 본원에서 크리티컬 신호 CRT(730)라고 하는, 온-타임 신호 UON(418)의 상승에서 펄스를 출력한다. 크리티컬 신호 CRT(730)의 펄스의 길이는 크리티컬 타임 tC과 실질적으로 같고, 크리티컬 신호(730)의 상승 에지들 사이의 시간은 TS의 스위칭 주기와 실질적으로 같다. 크리티컬 신호 CRT(730)는 크리티컬 타임 tC에 관한 정보를 제공한다. 도시된 예에서, 크리티컬 신호(730)를 수신하는 AND 게이트(720)의 입력에 있는 작은 원은 AND 게이트(720)가 크리티컬 신호(730)의 역을 수신함을 표시한다. 도 8에 더 도시되는 바와 같이, 구동 신호(128)가 논리 하이이고 크리티컬 신호 CRT가 논리 로우일 때 연장 신호 EXT(732)는 논리 하이이다. 다시 말해, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크고 논리 하이 부분의 길이가 도 5a, 5b, 5c, 및 6과 논의된 바와 같은 연장된 온-타임 tONX일 때 연장 신호 EXT(732)는 논리 하이이다. EXT 신호(732)는 도 5a, 5b, 5c, 6 및 8과 논의된 바와 같은 연장된 온-타임 tONX에 관한 정보를 제공한다. 연장 신호 EXT(732)는 스위치 S4의 스위칭을 제어하도록 결합된다.
캐패시터(718)는 타이밍 전압 VTIM이 비교기(727)의 비-반전 입력에서 수신되도록 비교기(727)에 결합된다. 또한, 최대 듀티비 전압 VDM(705)은 비교기(727)의 반전 입력에서 수신된다. 위에서 언급한 바와 같이, 최대 듀티비 전압 VDM(705)은 스위치 S1(110)의 최소 오프-타임을 보증한다. 최대 듀티비 전압 VDM(705)은 스위치 S1(110)가 최대 듀티비 DMAX에 도달했을 때 타이밍 전압 VTIM의 값에 대응한다. 일 실시예에서, 최대 듀티비는 62%이다. 온-타임 신호 UON(418)는 래치(728)의 하나의 입력에서 수신된다. 도시된 예에서, 온-타임 신호 UON(418)는 래치(728)의 S-입력에서 수신된다. 래치(728)는 또한 비교기(727)의 출력을 수신한다. 비교기(727)의 출력 및 온-타임 신호 UON(418)을 활용하여, 래치(728)는 DCMAX 신호(410)를 출력한다. 동작에서, 온-타임 신호 UON(418)의 상승 에지에서, DCMAX 신호(410)는 논리 하이 값으로 전이한다. DCMAX 신호(410)는 그 다음에 비교기(708)의 출력이 논리 로우일 때 논리 로우 값으로 전이한다. 다시 말해, DCMAX 신호(410)는 타이밍 전압 VTIM이 최대 듀티비 전압 VDM(705)과 같을 때 논리 로우 값으로 전이한다.
위에서 언급한 바와 같이, 연장 신호 EXT(722)의 역은 AND 게이트(722)의 하나의 입력에서 수신되고, 래치(710)의 출력은 AND 게이트(722)의 다른 입력에서 수신된다. AND 게이트(722)의 출력은 스위치 S2의 스위칭을 제어하도록 결합된다. AND 게이트(722)의 출력은 래치(710)의 출력이 논리 하이이고 연장 신호 EXT(732)가 논리 로우일 때 논리 하이이다(폐쇄된 스위치 S2에 대응한다). 다시 말해, 스위치 S2는 래치(710)의 출력이 논리 하이이고 스위치 S1(110)가 연장된 온-타임 tONX에 있지 않을 때 폐쇄된다.
동작에서, 캐패시터(718)는 스위치 S2가 스위칭 주기의 시작에서 폐쇄될 때 충전하고, 타이밍 전압 VTIM은 충전 전류 IC 및 캐패시터(718)의 사이즈에 의해 결정되는 기울기로 증가한다. 타이밍 전압 VTIM이 상위 기준 전압 VH(701)에 도달할 때, 타이밍 전압 VTIM이 하위 기준 전압 VL(702)에 도달할 때까지 스위치 S2는 턴 오프하고, 스위치 S3은 턴 온하고, 캐패시터(718)는 방전 전류 IDIS 및 캐패시터(718)의 사이즈에 의해 결정되는 기울기로 방전한다.
그러나, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크기 때문에(연장된 온-타임 tONX이라고도 알려짐) 컨트롤러가 대안적인 충전 모드로 전환하는 경우, 연장 신호 EXT(732)는 논리 하이 값으로 전이한다. 타이밍 전압 VTIM이 또한 상위 기준 전압 VH(701)보다 작으면, 스위치 S2는 개방하고, 스위치 S4는 폐쇄하고, 캐패시터(718)는 연장 전류 IEXT에 의해 결정된 기울기로 충전한다. 스위치 S4가 턴 오프하고 스위치 S2가 턴 온할 때 캐패시터(718)는 정상 충전 모드로 리턴할 수 있다(예를 들어, 여기서 캐패시터(718)는 충전 전류 IC에 의해서만 결정된 기울기로 충전한다). 스위치 S1(110)가 턴 오프하거나 또는 최대 듀티비 전압 VDM(705)에 도달될 때 스위치 S4가 턴 오프하고, 스위치 S2가 턴 온한다. 따라서, 예시된 실시예에서, 캐패시터(718)는 타이밍 회로(704)가 정상 충전 모드에 있을 때만 전류 소스(712)로 충전되고 타이밍 회로(704)가 대안적인 충전 모드에 있을 때만 전류 소스(716)로 충전되는데, 여기서 전류 IEXT는 전류 IC보다 작다.
다음으로 도 8을 참조하면, 도 7의 타이밍 회로(704)의 전압들 및 전류들의 다양한 파형들을 예시하는 타이밍도가 스위치 전류 ID(802), 온-타임 신호 UON(804), 크리티컬 신호 CRT(806), 연장 신호 EXT(808), 타이밍 전압 VTIM(810), 클록 신호 CLK(812), 및 DCMAX 신호(814)를 포함하여 도시된다. 도 8에는 스위칭 주기들 TS(816, 818, 및 820)이 더 예시되어 있다. 각각의 스위칭 주기 TS(816, 818, 및 820)에는 각각의 온-타임 tON, 오프-타임 tOFF, 크리티컬 타임 tC, 연장된 온-타임 tONX, 베이스 주기 T0이 예시되어 있다. 스위칭 주기 TS(818, 및 820)은 또한 연장 주기 TX을 예시한다. 타이밍 전압 VTIM(810)은 또한 상위 기준 전압 VH, 최대 듀티비 전압 VDM, 및 하위 기준 전압 VL을 예시한다. 또한, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1 또는 기울기 m2로 상위 기준 전압 VH까지 증가할 수 있다.
스위칭 주기 TS(816) 중에, 온-타임 tON은 크리티컬 타임 tC보다 작다. 스위칭 주기 TS(816)의 시작에서, 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 구동 신호(804)는 논리 하이 값으로 전이한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 클록 신호 CLK(812)는 논리 로우 값으로 빠르게 하강한다. 스위치 S1(110)는 턴 온 하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 스위치 전류 ID(802)가 전류 한계 ILIM에 도달할 때, 스위치 S1(110)는 턴 오프하고 온-타임 신호 UON(804)는 논리 로우 값으로 전이한다. 크리티컬 신호 CRT(806)는 스위칭 주기 TS(816)의 시작에서 논리 하이이고, 크리티컬 타임 tC에서 논리 로우 값으로 전이한다. 그러나, 온-타임 신호 UON(804)가 논리 하이이고 크리티컬 신호 CRT(806)가 논리 로우인 시간의 부분이 존재하지 않기 때문에, 연장 신호 EXT(808)는 스위칭 주기 TS(816)의 전체 동안 논리 로우이다. 결과로서, 상위 기준 전압 VH에 도달할 때까지 스위치 S4는 턴 온 하지 않고 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 증가한다(캐패시터(718)가 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(712)에 의해 충전될 때에 대응한다).
도시된 바와 같이, DCMAX 신호(814)는 스위칭 주기 TS(816)의 시작에서 논리 하이 값으로 전이하고, 최대 듀티비 전압 VDM에 도달할 때 논리 로우 값으로 전이한다. 일단 타이밍 전압 VTIM(810)이 상위 기준 전압 VH에 도달하면, 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 스위치 S2는 턴 오프하고 스위치 S3은 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m3로 감소한다(캐패시터(718)가 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(714)를 통해 방전하는 것에 대응한다). 도 8에 도시된 바와 같이, 기울기 m3의 크기는 기울기 m1의 크기의 3배이다. 하위 기준 전압 VL에 도달할 때 클록 신호 CLK(812)는 스위칭 주기 TS(818)의 시작을 표시하는 논리 하이 값으로 펄싱한다.
스위칭 주기 TS(818) 중에, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크지만, DCMAX 신호(814)가 논리 로우 값으로 전이하기 전에 스위치 전류 ID(802)는 전류 한계 ILIM에 도달한다. 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 스위치 S1(110)는 턴 온한다. 온-타임 신호 UON(418)는 논리 하이 값으로 전이하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 스위치 전류 ID(802)는 크리티컬 타임 tC에서 아직 전류 한계 ILIM에 도달하지 않았다. 크리티컬 타임 tC에 도달될 때, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 로우 값으로 전이한다. 크리티컬 신호(806)가 논리 로우일 때 온-타임 신호 UON(804)가 아직 논리 하이이기 때문에, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 클 때 연장 신호 EXT(808)는 스위칭 주기 TS(818)의 부분 동안 논리 하이이다. 연장 신호 EXT(808)가 논리 하이인 시간의 길이는 연장된 온-타임 tONX과 실질적으로 같다.
스위칭 주기 TS(818)의 시작에서, 연장 신호 EXT(808)가 논리 로우일 때, 스위치 S4는 오프이고 스위치 S2는 온이다. 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 충전하고(캐패시터(718)가 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(712)에 의해 충전되는 때에 대응함), 연장 신호 EXT(808)는 계속해서 논리 로우 상태에 있다. 연장 신호 EXT(808)가 논리 하이 값으로 전이할 때, 스위치 S2는 턴 오프하고 스위치 S4는 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m2로 충전한다(캐패시터(718)가 연장 전류 IEXT를 갖는 전류 소스(716)에 의해 충전되는 때에 대응함). 일단 연장 신호 EXT(808)가 논리 로우 값으로 전이하면(스위치 S1(110)가 턴 오프하고 온-타임 신호 UON(804)가 논리 로우 값으로 전이하는 것에 대응함), 상위 기준 전압 VH에 도달할 때까지 스위치 S4는 턴 오프하고 스위치 S2는 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 충전을 재개한다. 일단 타이밍 전압 VTIM(810)이 상위 기준 전압 VH에 도달하면, 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 스위치 S2는 턴 오프하고 스위치 S3는 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m3로 감소한다(캐패시터(718)가 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(714)를 통해 방전하는 것에 대응한다). 클록 신호 CLK(812)는 하위 기준 전압 VL에 도달할 때 스위칭 주기 TS(820)의 시작을 표시하는 논리 하이 값으로 펄싱한다.
스위칭 주기 TS(820) 중에, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC보다 크지만, DCMAX 신호(814)가 논리 로우 값으로 전이하기 전에 스위치 전류 ID(802)는 전류 한계 ILIM에 도달하지 않는다. 결과로서, 최대 듀티비 DMAX에 도달하였기 때문에 구동 신호(804)는 논리 로우 값으로 전이한다. 스위칭 주기 TS(820)의 시작에서, 클록 신호 CLK(812)는 논리 하이 값으로 펄싱하고 스위치 S1(110)는 턴 온한다. 온-타임 신호 UON(418)는 논리 하이 값으로 전이하고 스위치 전류 ID(802)는 증가하기 시작한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 스위치 전류 ID(802)는 크리티컬 타임 tC에서 전류 한계 ILIM에 도달하지 않았다. 크리티컬 타임 tC에 도달될 때, 크리티컬 신호 CRT(806)는 논리 로우 값으로 전이한다. 크리티컬 신호(806)가 논리 로우일 때 구동 신호(804)가 아직 논리 하이이기 때문에, 연장 신호 EXT(808)는 크리티컬 타임 tC보다 큰 온-타임 tON의 나머지 동안 논리 하이이다. 연장 신호 EXT(808)가 논리 로우일 때, 스위치 S4는 오프이고 스위치 S2는 온이고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 충전한다. 연장 신호 EXT(808)가 논리 하이 값으로 전이할 때, 스위치 S2는 턴 오프하고 스위치 S4는 턴 온하고 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m2로 충전한다. DCMAX 신호(814)는 스위칭 주기 TS(818)의 시작에서 논리 하이 값으로 전이하고, 타이밍 전압 VTIM(810)이 최대 듀티비 전압 VDM에 도달할 때 논리 로우 값으로 전이한다. 스위칭 주기 TS(820)에 예시된 바와 같이, 타이밍 전압 VTIM(810)은 스위치 전류 ID(802)가 전류 한계 ILIM에 도달하기 전에 최대 듀티비 전압 VDM에 도달한다. 결과로서, 구동 신호(128)는 DC MAX 신호(814)에 응답하여 논리 로우 값으로 전이하고, 스위치 S1(110)는 턴 오프한다(스위칭 주기 TS(820)에서 온-타임 신호 UON(418)에 의해 도시된 바와 같이 온-타임 tON의 끝에 대응한다). 또한, 상위 기준 전압 VH에 도달할 때까지 스위치 S4는 턴 오프하고 스위치 S2는 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m1로 증가한다. 일단 타이밍 전압 VTIM(810)이 상위 기준 전압 VH에 도달하면, 하위 기준 전압 VL에 도달할 때까지 스위치 S2는 턴 오프하고 스위치 S3은 턴 온하고, 타이밍 전압 VTIM(810)은 기울기 m3로 감소한다. 온-타임 신호 UON(418)이 논리 로우 값으로 전이하였기 때문에 연장 신호 EXT(808)는 또한 논리 로우 값으로 전이한다.
다음으로 도 9를 참조하면, 다른 예시적인 타이밍 회로(904)(도 4의 타이밍 회로(404)로서 활용될 수 있음)가 상위 기준 전압 VH(901), 하위 기준 전압 VL(902), 크리티컬 전압 VC(903), 최대 듀티비 전압 VDM(905), 비교기들(906 및 908), 래치(910), 충전 전류 IC를 갖는 전류 소스(912), 방전 전류 IDIS를 갖는 전류 싱크(914), 연장 전류 IEXT를 갖는 전류 소스(916), 및 타이밍 전압 VTIM을 갖는 캐패시터(918)를 포함하여 예시된다. 타이밍 회로(904)는 AND 게이트들(920 및 922), 비교기(924), 단안정 멀티바이브레이터(726), 비교기(927) 및 래치(928)를 더 포함한다. 도 9에는 DCMAX 신호(410), 클록 신호(416), 온-타임 신호 UON(418), 크리티컬 신호 CRT(930), 및 연장 신호 EXT(932)가 더 예시되어 있다. 도 9는 크리티컬 타임 tC 및 따라서, 스위치들(S2, S3, 및 S4)을 턴 온 및 오프할 때를 결정하기 위해 전압 임계치들의 이용을 예시한다.
도 9에 예시된 많은 요소들은 도 7의 유사하게 명명되고 번호 붙여진 요소들에 대해 위에서 언급한 바와 같이 결합하고 기능한다. 그러나, 크리티컬 신호 CRT(730)를 발생하기 위한 단안정 멀티바이브레이터(724) 대신에, 비교기(924)가 크리티컬 신호 CRT(930)를 발생하기 위해 활용된다. 비교기(924)는 캐패시터(918)에 결합되고 타이밍 전압 VTIM을 수신한다. 일 실시예에서, 타이밍 전압 VTIM은 비교기(924)의 비-반전 입력에서 수신된다. 비교기(924)는 또한 반전 입력에서 크리티컬 전압 VC(903)을 수신한다. 위에서 언급한 바와 같이, 크리티컬 전압 VC(903)은 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC과 실질적으로 같을 때 타이밍 전압 VTIM의 값에 대응한다. 비교기(924)는 AND 게이트(920)의 하나의 입력에 크리티컬 신호 CRT(930)를 출력하기 위해 타이밍 전압 VTIM 및 크리티컬 전압 VC(903)을 활용한다. 타이밍 전압 VTIM이 크리티컬 전압 VC(903)보다 작을 때, 비교기(924)의 출력은 논리 로우이다. 일단 타이밍 전압 VTIM이 크리티컬 전압 VC(903)에 도달하면, 비교기(924)의 출력은 논리 하이 값으로 전이한다. 크리티컬 신호 CRT(930)가 논리 하이이고 또한 온-타임 신호 UON(418)가 논리 하이일 때, AND 게이트(920)의 출력(연장 신호 EXT(932))은 논리 하이이다.
다음으로 도 10을 참조하면, 도 9의 타이밍 회로(904)의 전압들 및 전류들의 다양한 파형들을 예시하는 다른 타이밍도가 스위치 전류 ID(1002), 온-타임 신호 UON(1004), 크리티컬 신호 CRT(1006), 연장 신호 EXT(1008), 타이밍 전압 VTIM(1010), 클록 신호 CLK(1012), 및 DCMAX 신호(1014)를 포함하여 도시된다. 도 10에는 스위칭 주기들 TS(1016, 1018, 및 1020)이 더 예시되어 있다. 각각의 스위칭 주기 TS(1016, 1018, 및 1020)에는 각각의 온-타임 tON, 오프-타임 tOFF, 크리티컬 타임 tC, 연장된 온-타임 tONX, 및 베이스 주기 T0이 예시되어 있다. 스위칭 주기 TS(1018, 및 1020)은 또한 연장 주기 TX을 예시한다. 타이밍 전압 VTIM(1010)은 또한 상위 기준 전압 VH, 최대 듀티비 전압 VDM, 크리티컬 전압 VC, 및 하위 기준 전압 VL을 예시한다. 또한, 타이밍 전압 VTIM(1010)은 기울기 m1 또는 기울기 m2로 상위 기준 전압 VH까지 증가할 수 있고, 타이밍 전압 VTIM(1010)은 기울기 m3로 하위 기준 전압 VL까지 감소할 수 있다.
도 10에 예시된 파형들은 도 8의 유사하게 명명되고 번호 붙여진 파형들과 비교할 수 있다. 그러나, 비교기(724) 및 크리티컬 전압 VC(903)의 사용으로 인해, 크리티컬 신호 CRT(1006)는 도 8에 예시된 크리티컬 신호 CRT(806)로부터 변한다. 도 8에 예시된 예에서, 도시된 크리티컬 신호 CRT(806)는 각각의 스위칭 주기 TS의 시작에서 논리 하이였고, 온-타임 tON이 크리티컬 타임 tC와 실질적으로 같을 때까지 논리 하이를 유지하였다. 일단 크리티컬 타임과 실질적으로 같은 시간 기간이 경과하였다면, 크리티컬 신호 CRT(806)는 스위칭 주기의 나머지 동안 논리 로우 값으로 전이하였다. 연장 신호 EXT(808)는 오직 크리티컬 신호 CRT(806)가 논리 로우인 동시에 구동 신호(804)가 논리 하이일 때 논리 하이 값으로 전이한다.
도 10에 예시된 예에서, 크리티컬 신호 CRT(1006)는 각각의 스위칭 주기 TS(1016, 1018 및 1020)의 시작에서 논리 로우 값에 있다. 타이밍 전압 VTIM(1010)이 크리티컬 전압 VC에 도달할 때 크리티컬 신호 CRT(1006)는 논리 하이 값으로 전이한다(도 9의 비교기(924)의 출력에 대응한다). 크리티컬 신호 CRT(1006)는 타이밍 전압 VTIM(1010)이 상위 기준 전압 VH까지(기울기 m1, 기울기 m2, 또는 둘다로) 증가할 때 논리 하이 값에서 유지한다. 타이밍 전압 VTIM(1010)이 하위 기준 전압 VL까지 감소할 때, 크리티컬 신호 CRT(1006)는 타이밍 전압 VTIM(1010)이 크리티컬 전압 VC 아래로 떨어질 때까지 논리 하이 값에서 유지한다. 일단 VTIM(1010)이 크리티컬 전압 VC 아래로 떨어지면, 크리티컬 신호 CRT(1006)는 스위칭 주기의 나머지 동안 논리 로우 값으로 전이한다.
본원에 개시된 발명은 그의 특정 실시예들, 예들 및 응용들에 의해 설명되었지만, 청구항들에 기재된 발명의 범위에서 벗어나지 않고 이 기술분야의 통상의 기술자에 의해 그에 대한 다수의 수정들 및 변형들이 만들어질 수 있다.
100: 전력 공급기
104: 에너지 전달 요소
106: 일차 권선
108: 이차 권선
110: 스위치
112: 클램프 회로
114: 정류기
116: 출력 캐패시터
118: 부하
120: 피드백 회로
122: 컨트롤러
402: PWM 블록
404, 704, 904: 타이밍 회로
724, 726, 926: 단안정 멀티바이브레이터

Claims (26)

  1. 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 집적 회로 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 및 스위칭 주기(switching period)를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 타이밍 캐패시터를 포함하고, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간 플러스 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간과 같고, 상기 타이밍 회로는, 상기 스위치의 온 타임(on time)이 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키도록 상기 타이밍 캐패시터가 충전되는 레이트(rate)를 감소시킴으로써 상기 타이밍 캐패시터의 상기 충전 시간을 증가시키는 집적 회로 컨트롤러.
  2. 제1항에 있어서, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 작을 때 고정 스위칭 주기인 집적 회로 컨트롤러.
  3. 제2항에 있어서, 상기 임계 시간은 상기 고정 스위칭 주기의 1/2과 같은 집적 회로 컨트롤러.
  4. 제1항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 시간 차이에 응답하는 시간의 양만큼 상기 스위칭 주기를 증가시키는 집적 회로 컨트롤러.
  5. 제4항에 있어서, 상기 타이밍 회로가 상기 스위칭 주기를 증가시키는 상기 시간의 양은 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 상기 시간 차이에 비례하는 집적 회로 컨트롤러.
  6. 제1항에 있어서, 상기 PWM 회로는 상기 스위치 전류가 전류 한계에 도달하는 것에 응답하여 상기 스위치를 턴 오프(turn off)하도록 결합되는 집적 회로 컨트롤러.
  7. 제6항에 있어서, 상기 PWM 회로는 상기 전력 공급기의 출력을 표현하는 피드백 신호를 수신하도록 결합되고, 상기 전류 한계는 상기 피드백 신호에 응답하는 가변 전류 한계인 집적 회로 컨트롤러.
  8. 제1항에 있어서, 상기 스위치는 상기 집적 회로 컨트롤러에 포함되는 집적 회로 컨트롤러.
  9. 스위칭 전력 공급기로서,
    상기 스위칭 전력 공급기의 입력과 출력 사이에 에너지를 전달하도록 결합된 에너지 전달 요소;
    상기 에너지 전달 요소를 통해 에너지의 전달을 제어하도록 결합된 스위치; 및
    상기 스위칭 전력 공급기의 상기 출력을 조절하기 위해 상기 스위치를 제어하기 위한 구동 신호를 제공하도록 결합된 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 및 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 구동 신호를 발생하도록 결합된 펄스폭 변조(PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 타이밍 캐패시터를 포함하고, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간 플러스 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간과 같고, 상기 타이밍 회로는, 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기를 증가시키도록 상기 타이밍 캐패시터가 충전되는 레이트를 감소시킴으로써 상기 타이밍 캐패시터의 상기 충전 시간을 증가시키는 스위칭 전력 공급기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 작을 때 고정 스위칭 주기인 스위칭 전력 공급기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 임계 시간은 상기 고정 스위칭 주기의 1/2과 같은 스위칭 전력 공급기.
  12. 제9항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 시간 차이에 응답하는 시간의 양만큼 상기 스위칭 주기를 증가시키는 스위칭 전력 공급기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 타이밍 회로가 상기 스위칭 주기를 증가시키는 상기 시간의 양은 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 상기 시간 차이에 비례하는 스위칭 전력 공급기.
  14. 제9항에 있어서, 상기 PWM 회로는 상기 스위치 전류가 전류 한계에 도달하는 것에 응답하여 상기 스위치를 턴 오프하도록 결합되는 스위칭 전력 공급기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 PWM 회로는 상기 전력 공급기의 출력을 표현하는 피드백 신호를 수신하도록 결합되고, 상기 전류 한계는 상기 피드백 신호에 응답하는 가변 전류 한계인 스위칭 전력 공급기.
  16. 제9항에 있어서, 상기 스위치 및 상기 컨트롤러는 집적 회로에 포함되는 스위칭 전력 공급기.
  17. 스위칭 전력 공급기에서 사용하기 위한 집적 회로 컨트롤러로서,
    스위치를 통해 흐르는 스위치 전류에 응답하여 및 스위칭 주기를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 전력 공급기의 출력을 조절하기 위해 스위치를 제어하도록 결합된 펄스폭 변조(PWM) 회로; 및
    상기 클록 신호를 제공하기 위해 상기 PWM 회로에 결합된 타이밍 회로
    를 포함하고,
    상기 타이밍 회로는 타이밍 캐패시터를 포함하고, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 타이밍 캐패시터가 상위 기준 전압으로 충전하는 충전 시간 플러스 상기 타이밍 캐패시터가 하위 기준 전압으로 방전하는 방전 시간과 같고, 상기 타이밍 회로는, 상기 스위치의 온 타임이 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 스위칭 주기를 연장하도록 상기 타이밍 캐패시터가 충전되는 레이트를 감소시킴으로써 상기 타이밍 캐패시터의 상기 충전 시간을 증가시키고, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 작을 때 제1 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하고, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 크거나 같을 때 제2 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하고, 상기 제1 레이트는 상기 제2 레이트보다 큰 집적 회로 컨트롤러.
  18. 제17항에 있어서, 상기 클록 신호의 상기 스위칭 주기는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 작을 때 고정 스위칭 주기인 집적 회로 컨트롤러.
  19. 제17항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 시간 차이에 응답하는 시간의 양만큼 상기 스위칭 주기를 연장하는 집적 회로 컨트롤러.
  20. 제19항에 있어서, 상기 타이밍 회로가 상기 스위칭 주기를 연장하는 상기 시간의 양은 상기 스위치의 상기 온 타임과 상기 임계 시간 사이의 상기 시간 차이에 비례하는 집적 회로 컨트롤러.
  21. 제17항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 오직 상기 스위치가 턴 오프하고 나서 상기 상위 기준 전압까지만 상기 제1 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하는 것을 재개할 때까지 상기 제2 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하는 집적 회로 컨트롤러.
  22. 제17항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 상기 임계 시간에 도달할 때 시작하는 상기 온 타임의 나머지 동안 상기 제2 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하는 집적 회로 컨트롤러.
  23. 제17항에 있어서, 상기 제2 레이트는 상기 제1 레이트의 1/2보다 작거나 같은 집적 회로 컨트롤러.
  24. 제17항에 있어서, 상기 제1 레이트에 대한 상기 제2 레이트의 비율은 상기 스위칭 주기 중에 상기 스위치의 듀티비(duty ratio)에 반비례로 변화하는 집적 회로 컨트롤러.
  25. 제17항에 있어서, 상기 타이밍 회로는,
    상기 하위 기준 전압까지 상기 타이밍 캐패시터를 방전하도록 결합된 제1 전류 소스;
    상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 작을 때 상기 제1 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하도록 결합된 제2 전류 소스; 및
    상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 크거나 같을 때 상기 제2 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전하도록 결합된 제3 전류 소스
    를 더 포함하는 집적 회로 컨트롤러.
  26. 제17항에 있어서, 상기 타이밍 회로는 상기 스위치의 상기 온 타임이 상기 임계 시간보다 크거나 같은 경우 상기 스위치가 턴 오프하고 나서 상기 제1 레이트에서 상기 타이밍 캐패시터를 충전할 때까지 상기 타이밍 캐패시터에 대해 일정한 전압을 유지하는 집적 회로 컨트롤러.
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