KR102613431B1 - 멀티 모드 스타트업을 갖는 스위칭 모드 파워 제어기 - Google Patents

멀티 모드 스타트업을 갖는 스위칭 모드 파워 제어기 Download PDF

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Abstract

스위칭 모드 파워 제어기는 증분하는 듀티비 값을 갖는 고정 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하기 위해 스타트업 동작 모드로 구성된 1 차측 제어기 회로를 포함한다. PWM 신호는 저장된 에너지로 유도성 디바이스를 충전하고 저장된 에너지를 2 차측 상의 커패시터로 방전시켜 파워 제어기 출력 전압을 생성하는 메인 스위치를 구동시킨다. 기준 전압과 파워 제어기의 출력 전압의 비교에 기초하여, 1 차측 제어기 회로는 PWM 신호의 듀티비의 증분을 중지하고, 1 차측 제어기 회로가 하나 이상의 개별 메인 스위치 스위칭 주기에 메인 스위치의 하나 이상의 오프 타임에서 검출된 밸리들의 수를 줄이는 의사 공진 동작 모드를 시작하도록 구성된다.

Description

멀티 모드 스타트업을 갖는 스위칭 모드 파워 제어기
관련 출원
본 출원은 2018 년 9 월 28 일자로 출원되고, 제목이 "Switched-Mode Power Controller with Multi-Mode Startup"인 미국 정규 특허 출원 16/146,615에 대한 우선권을 주장하고; 이는 2018 년 2 월 12 일자로 출원되고 제목이 "Flyback Digital Controller"인 미국 가특허 출원 62/629,337에 대한 우선권을 주장하며, 이들 모두는 모든 목적을 위해 참고로 본 출원에 통합된다.
스위칭 모드 파워 제어기 또는 컨버터는 매우 다양한 상이한 방식으로 디자인될 수 있으며, 입력 전류를 출력 전류로 변환하기 위해 (예를 들어, 입력 교류(alternating current)를 출력 직류(direct current)로 변환하거나, 또는 입력 직류 레벨을 상이한 출력 직류 레벨로 변환) 여러가지 상이한 제어 메커니즘을 사용할 수 있다. 동작시, 의사 공진(quasi-resonant) 스위칭 모드 파워 제어기는 전형적으로 파워 스위치를 주기적으로 턴 온 및 오프하는 펄스 폭 변조(PWM : pulse-width modulation) 신호를 제공 한다. 파워 스위치는 전형적으로 유도성 디바이스(예를 들어, 인덕터 또는 변압기)에 전류를 공급한다. PWM 신호의 2개의 상승 에지 사이의 시간은 온 타임과 오프 타임으로 구성된 스위칭 사이클에 해당한다. 유도성 디바이스는 온 타임 동안 자화되고 오프 타임 동안 자화 해제(demagnetize)된다.
자화 해제가 완료되면, 유도성 및 기생 용량 컴포넌트는 파워 스위치에 걸친 전압이 0 또는 최소값일 때 밸리(valley)를 포함하는 의사 공진 발진 신호를 유도한다. 일부 의사 공진 스위칭 모드 파워 제어기는 오프 타임 사이클 동안 선택된 밸리 시간에 파워 스위치를 턴 온 시켜서 스위칭 손실을 최소화하도록 디자인된다 ("제로 전압 밸리 스위칭(zero-voltage valley switching)”이라고 함). 이 프로세스에서, 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터는 전형적으로 발진 보조 권선 신호에서 검출된 각각의 밸리에 대한 밸리 신호를 생성하는 밸리 검출 회로를 포함한다.
의사 공진 스위칭 모드 파워 제어기의 출력 전압과 기준 전압(reference voltage)의 비교에 기초하여, 보상 회로는 출력 전압을 타겟 레벨로 유지하기 위해 전형적으로 메인 스위치의 온 타임 및 오프 타임의 지속 기간을 조절하는데 사용될 수 있는 보상 신호를 생성한다.
일 예에 따르면, 스위칭 모드 파워 제어기는 증분하는 듀티비(duty-ratio) 값을 갖는 고정 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하기 위해 스타트업(startup) 동작 모드로 구성된 1 차측(primary side) 제어기 회로를 포함한다. PWM 신호는 저장된 에너지로 유도성 디바이스를 충전하고 저장된 에너지를 2 차측 상의 커패시터로 방전시켜 파워 제어기 출력 전압을 생성하는 메인 스위치를 구동시킨다. 기준 전압과 파워 제어기의 출력 전압의 비교에 기초하여, 1 차측 제어기 회로는 PWM 신호의 듀티비의 증분을 중지하고, 1 차측 제어기 회로가 하나 이상의 개별 메인 스위치 스위칭 주기에 메인 스위치의 하나 이상의 오프 타임에 검출된 밸리의 수를 줄이는 의사 공진 동작 모드를 시작하도록 구성된다.
일 예에서, 각각의 메인 스위칭 주기 동안, 1 차측 제어기 회로는 하나씩 검출된 밸리의 수를 감소시킨다.
다른 예에서, 1 차측 제어기 회로는 기준 전압이 미리 정의된 임계 전압에 의해 파워 제어기 출력 전압보다 큰 경우 메인 스위치 스위칭 주기 당 밸리 수의 감소를 중지 시키도록 구성된다. 일 예에서, 미리 정의된 임계 전압은 1 차측 제어기 회로의 보상기 컴포넌트의 에러 윈도우 범위(error window range)이다. 일 예에서, 1 차측 제어기 회로는 파워 제어기 출력 전압이 기준 전압보다 클 때 스타트업 동작 모드를 빠져나가도록(exit) 구성된다.
일 예에서, 2 차측 제어기는 파워 제어기의 출력 전압과 기준 전압의 표현(representation)을 생성하고, 통신 링크를 통해 1 차측 제어기 회로로 표현을 발송하도록 구성된다. 일 예에서, 2 차측 제어기는 제어기 출력 전압이 기준 전압에 도달하기 전에 턴 온되도록 구성된다. 예를 들어, 2 차측 제어기는 통신 링크를 구동시킨다. 일 예에서, 2 차측 제어기는 출력 전압 및 기준 전압의 디지털 표현으로 인코딩된 디지털 데이터 스트림을 생성하도록 구성되고, 통신 링크는 단방향 고속 디지털 데이터 링크이다.
다른 예는 스타트업 모드 동작에서 스위칭 모드 파워 제어기를 동작시키는 방법을 제공한다. 이 방법에 따르면, 1 차측 제어기 회로는 증분하는 듀티비 값을 갖는 고정 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하여 메인 스위치를 구동하고; 상기 메인 스위치는 저장된 에너지로 유도성 디바이스를 충전하고, 상기 메인 스위치는 파워 제어기의 출력 전압을 생성하기 위해서 2 차측 상의 커패시터로 저장된 에너지를 방전시킨다. 파워 제어기 출력 전압과 기준 전압의 비교에 기초하여, 1 차측 제어기 회로는 PWM 신호의 듀티비 증분을 중지하고 의사 공진 동작 모드를 시작한다. 의사 공진 동작 모드 동안, 1 차측 제어기 회로는 하나 이상의 개별 메인 스위치 스위칭 주기에 메인 스위치의 하나 이상의 오프 타임에서 검출된 밸리 수를 감소시킨다.
예는 1 차측 제어기 회로의 각각의 메인 스위칭 주기 동안, 1 차측 제어기 회로는 하나씩 검출된 밸리의 수를 감소시킨다. 일 예에서, 1 차측 제어기 회로는 기준 전압이 미리 정의된 임계 전압에 의해 파워 제어기 출력 전압보다 큰 경우 메인 스위치 스위칭 주기 당 밸리 수의 감소를 중지시킨다.
일 예에서, 미리 정의된 임계 전압은 1 차측 제어기 회로의 보상기 컴포넌트의 에러 윈도우 범위(error window range)이다. 일 예에서, 1 차측 제어기 회로는 파워 제어기 출력 전압이 기준 전압보다 클 때 스타트업 동작 모드를 빠져 나간다.
일 예에서, 2 차측 제어기는 파워 제어기 출력 전압 및 기준 전압의 표현을 생성하고, 통신 링크를 통해 1 차측 제어기 회로에 표현을 발송한다. 일부 예에서, 제어기 출력 전압이 기준 전압에 도달하기 전에 2 차측 제어기가 턴 온된다. 일 예에서, 2 차측 제어기는 통신 링크를 구동시킨다. 일 예에서, 2 차측 제어기는 출력 전압 및 기준 전압의 디지털 표현으로 인코딩된 디지털 데이터 스트림을 생성하고, 통신 링크는 단방향 고속 디지털 데이터 링크이다.
일 예에서, 스위칭 모드 파워 제어기는 플라이 백(flyback) 컨버터 디지털 의사 공진 제어기이다.
개시된 실시예의 의사 공진 스위칭 모드 파워 제어기, 컨버터, 및 방법은 상술한 것에 추가적인 또는 다른 장점을 제공한다. 당업자는 이하의 상세한 설명 및 이하의 도면으로부터 이러한 장점을 쉽게 이해할 것이다.
도 1은 예시적인 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터 및 1 차측 회로 및 2 차측 회로를 포함하는 혼합 신호 제어기의 개략적인 평면도이다.
도 2는 스타트업 출력 전압 (Vout), 평균 메인 스위치 (MS) 게이트 소스 전압 (cavg)에 대한 예시적인 파형 및 도 1에 도시된 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터에 대한 디지털 링크 파형을 도시한다.
도 3은 메인 스위치(MS) 드레인 소스 전압 및 출력 전압(Vout)의 예시적인 파형을 도시한다.
도 4는 1 차 제어기가 저전압(under-voltage) 록 아웃(lockout)에서 나오는 POR(power-on-reset) 상에서 개시되는 예시적인 스타트업 시퀀스의 흐름도이다.
도 5는 스타트업 동안 전형적인 출력 전압 및 메인 스위치 드레인 소스 전압 파형의 예를 도시한다.
이제는 개시된 발명의 실시예에 대한 상세한 설명이 제공될 것이며, 하나 이상의 예가 첨부 도면에 예시된다. 각각의 예는 본 기술의 제한으로서가 아니라 본 기술을 설명하기 위해 제공된다. 실제로, 본 기술의 범위를 벗어나지 않으면서 본 기술에서 수정 및 변형이 이루어질 수 있음은 당업자에게 자명할 것이다. 예를 들어, 일 실시예의 일부로서 예시되거나 설명된 피처는 또 따른 추가 실시예를 산출하기 위해 다른 실시예와 함께 사용될 수 있다. 따라서, 본 주제는 첨부된 특허 청구 범위 및 그 등가물의 범위 내에서 모든 이러한 수정 및 변형을 포함하는 것으로 의도된다.
본 개시는 스타트업 램프 모드(startup ramp mode)에 이어 밸리 감소 모드(valley reduction mode)를 포함하는 의사 공진 스위칭 모드 파워 제어기를 위한 멀티 모드 스타트업 방법을 설명한다. 초기 스타트업 램프 전압은 메인 스위치 온 타임을 증가시켜 파워 제어기 컴포넌트가 빠르게 파워 업하는 것을 가능하게 하는 것을 수반한다. 후속 밸리 감소 모드는 각각의 주기의 밸리 수를 감소시킴으로써 오프 타임을 줄이고, 이는 온 타임을 효율적으로 증가시킨다. 따라서, 각각의 스위칭 사이클에서 하나씩 (또는 그 이상) 밸리(valley)의 수를 줄이면 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터가 더 빠른 스타트업 시간을 가지면서도 동시에 의사 공진 동작 모드의 장점을 획득하는 것을 가능하게 한다.
도 1은 교류(AC)/직류(DC) 플라이 백 컨버터(12) 및 1 차측 제어기 회로(16) 및 2 차측 제어기 회로(18)를 포함하는 혼합 신호 제어기(14), 2 차측 제어기 회로(18)로부터 1 차측 제어기 회로(16)로 변화하는 출력 전압 및 타겟 기준 전압의 디지털 표현을 송신하는 단방향 고속 디지털 링크(20)에 의해 구현되는 예시적인 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터(10)를 도시한다.
1 차측 제어기 회로(16)는 게이트 드라이버(22), 디지털 제어기(24), 디코더(26) 및 POR(power-on-reset) 회로(71)를 포함한다. 1 차측 제어기 회로(16)는 1 차측 메인 스위치(34)(MS)의 게이트(32)에 연결된다. 디지털 제어기(24)는 게이트 드라이버(22)의 입력에 저파워 펄스 폭 변조(PWM) 신호(36)를 공급한다. 게이트 드라이버 (22)는 저전압 PWM 신호를 수신하고 메인 스위치 게이트 (32)에 인가되어 고전류 메인 스위치 (34)를 주기적으로 턴 온 및 턴 오프하는 고전압 PWM 드라이브 입력 신호 (c)를 생성한다. 메인 스위치 (34)는 본 예에서 메인 스위치 (34)를 통해 전류가 흐를 때 함께 유도 성으로 결합된 1 차 권선(winding) (38) 및 2 차 권선 (40)을 포함하는 변압기 (35)에 의해 구현되는 유도성 디바이스를 통해 전류를 제어한다.
의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터(10)는 입력 AC 전압(VAC)을 출력 DC 전압(Vout) 및 출력 DC 전류(IOUT)로 변환하여 부하(R부하)에 파워를 공급한다. 본 예에서, 전원은 입력 전압(VBUS)을 생성하도록 정류되는 교류 전압(VAC) 이다. 1 차측 제어기 회로(16)는 고전류 메인 스위치 (34)가 메인 스위치 (34)를 주기적으로 턴 온 및 턴 오프하도록 고전압 PWM 입력을 제공한다. 1 차 권선 (38)에 흐르는 전류는 부하 (R부하)를 가로 질러 출력 전압 (Vout)을 생성하기 위해 출력 회로 (27)를 통해 전류를 구동시켜 2 차 권선 (40)에서 전류를 유도한다.
일부 예에서, 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터(10)는 또한 1 차 권선 (38) 및 2 차 권선 (40)에 유도성으로 결합되는 보조 권선(auxiliary winding)(41)을 포함한다. 1 차측 제어기 회로 (16)의 피드백 회로 (43) 컴포넌트 (FB)는 보조 권선 커패시터 (CAUX)를 가로 질러 보조 권선 전압 (VAUX)을 수신한다. 보조 권선 전압은 메인 스위치 온 타임과 상관된다. 변압기 또는 인덕터가 자화 해제된 후에, 보조 권선 전압이 신호 피크와 신호 밸리 사이에서 발진하기 시작한다. 피드백 회로 (43)는 보조 권선 전압 (VAUX)에서 검출된 각각의 밸리에 대한 밸리 신호 (45)의 디지털 표현을 생성한다.
2 차측 제어기 회로(18)는 ADC(Analog-to-Digital Converter)(42), 인코더/FSM(finite state machine)(44) 및 UVLO(under-voltage lockout) 회로(47)를 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터(42)는 출력 전압(Vout) 및 기준 전압(Vref)을 디지털 값(예를 들어, Vout[n], Vref[n])으로 변환하고, 인코더/유한 상태 기계(44)는 디지털 값을 출력 전압과 기준 전압(예를 들어, din)의 개별 디지털 표현으로 인코딩한다. 단방향 고속 디지털 링크 (20)는 변화하는 출력 전압 및 인코딩된 기준 전압 (예를 들어, dout)의 인코딩된 디지털 표현을 1 차측 제어기 회로 (16)에 디코더 (26)로 송신한다. 디코더(26)는 전류 출력 전압(Vout) 및 전류 기준 전압(Vref)에 관한 피드백에 기초하여 게이트 드라이버(22)를 제어하는 디지털 제어기(24)로 입력되는 디지털 전압 값(예를 들어, Vout[n], Vref[n])으로 출력 전압 및 기준 전압의 개별 디지털 표현을 변환한다.
도 2는 출력 전압 (49)(Vout), 평균 메인 스위치 (MS) 게이트 소스 전압 (51) (cavg) 및 도 1에 도시된 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터(10)에 대한 디지털 링크 표현 (52) (즉, {din[n], dout[n]})에 대한 예시적인 출력 파형의 그래프를 도시한다.
예시적인 스타트업 동작 모드(46)에서, 1 차측 제어기 회로(16)의 디지털 제어기(24) 및 게이트 드라이버(22) 컴포넌트는 플라이 백 컨버터 메인 스위치(MS) 스위치(34)룰 구동하는 증가하는 듀티비 값을 갖는 고정 스위칭 주파수(fsw) PWM 신호(36)를 생성한다. 메인 스위치의 스위칭은 결국, 변압기 (35)의 변압기 자화 인덕턴스를 정류된 AC 입력 (VBUS)으로 충전하고 저장된 에너지를 출력 전압 커패시터 (COUT)로 방전시킨다. 출력 전압 (Vout)이 타겟 기준 전압 (Vref) 쪽으로 천천히 상승(ramp)하기 시작한다. 일정 주기 후, 출력 전압 (Vout)은 2 차측 제어기 회로 (18)를 턴 온하고 또한 단방향 디지털 링크 (20)를 구동할 수 있게 하는 UVLO 회로 (47)의 저전압 록 아웃 (UVLO) 임계값 (50)에 도달한다. 일부 예들에서, 2 차측 제어기 회로 (18)는 UVLO 회로를 포함하지 않으며, 이 경우 2 차측 제어기 회로 (18)는 스타트업 램프 동작 모드 (46)에서 더 이른 시간에 턴 온될 수 있다.
2 차측 제어기 회로 (18)가 턴 온 되자 마자 (예를 들어, VOUT이 UVLO(50)에 도달할 때), 변화하는 출력 전압 및 타겟 기준 전압 (즉, {Vout[n], Vref[n]})의 디지털 표현 (52)을 디지털 표현 (din, dout)의 인코딩된 버전을 1 차측 제어기 회로 (16)의 디코더 (26) 컴포넌트로 송신하는 디지털 링크(20)로 발송하기 시작한다. 이 정보는 출력 전압(Vout)이 타겟 기준 전압(Vref)에 근접할 때, PWM 듀티비 램프가 더 이상 증분되지 않고 1 차측 제어기 회로(16)는 의사 공진 밸리 감소 모드(58)로 스위칭되는 방식으로 1 차측 제어기 회로(16)의 디지털 제어기(24)에 의해 프로세싱된다. 일부 예들에서, 출력 전압 (Vout)이 출력 전압 (Vout)을 타겟 기준 전압 (Vref)과 비교하는 1 차측 제어기 회로 (16)의 내부 디지털 보상기 컴포넌트의 에러 윈도우 (54)의 범위 내에 있을 때 1 차측 제어기 회로 (16)는 PWM 듀티비 램프 증가를 중지한다. 일부 예에서, 디지털 보상기는 비례 적분 미분(PID : proportional-integral-derivative) 디지털 보상 회로이다. 출력 전압 (Vout)과 기준 전압 (Vref) 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압 (예를 들어, 일부 예에서 대략 150mV)보다 더 큰 한, 1 차측 제어기 회로 (16)는 의사 공진 밸리 감소 모드 (58)에 잔존하고 각각의 스위칭 주기에서 밸리의 수를 계속 감소시킨다. 일부 예에서, 밸리의 수는 하나씩 각각의 스위칭 주기에 감소된다. 이러한 방식으로, 스타트업 시간 및 컴포넌트 피크 전류 및 전압 스트레스를 최소화하면서 스타트업 램프 모드로부터 정상 스테디 스테이트 동작(normal steady-state operation) (60)으로의 원활하고 잘 제어된 전이가 달성될 수 있다.
도 3은 밸리 감소 모드(58) 및 정상 동작 모드(60) 동안 메인 스위치(MS) 드레인 소스 전압(Vds) 및 출력 전압(Vout)의 파형의 예를 도시한다. 밸리 감소 모드(58)에서, 1 차측 제어기 회로(16)의 디지털 제어기(24) 컴포넌트는 자화 해제(demagnetization)가 완료된 후 시작되는 발진 보조 권선 전압(VAUX)에서 검출된 각각의 밸리에 대한 개별 밸리 신호(45)를 피드백 회로(43)로부터 수신한다. 스타트업 동안, 일반적으로 출력 전압이 충분히 높아질 때까지 밸리를 검출할 수 없다. 일부 예들에서, 임계값 출력 전압에 도달된 후, 1 차측 제어기 회로 (16)는 주기의 오프 타임에서 밸리 수를 결정하고 그런 다음 스위칭 주기의 오프 타임 동안 밸리 수를 감소시키기 시작할 것이다. 일부 예들에서, 1 차측 제어기 회로(16)는 스위칭 사이클 당 하나씩 밸리 수를 감소시킴으로써 오프 타임을 감소시킨다 (예를 들어, 밸리 수가 선행하는 주기에 차단된 밸리 수보다 하나 적을 때 메인 스위치를 턴 온함으로써). 일부 예에서, 하나 이상의 주기 동안, 스위칭 사이클마다 하나 초과의 밸리가 차단된다(cut off). 각각의 스위칭 사이클에서 하나씩 (또는 그 이상) 밸리의 수를 줄이면 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터(10)가 더 빠른 스타트업 시간을 가지면서도 동시에 의사 공진 동작 모드의 장점을 획득하는 것을 가능하게 한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 밸리 감소 모드(58) 동안, 1 차측 제어기 회로(16)는 처음에 밸리 감소 모드(58)에서 제 1 주기에 제 4 밸리 신호(VS4)와 일치하는 시간에 메인 스위치(34)를 턴 온 시킨다. 다음 주기에서, 1 차측 제어기 회로(16)는 밸리 감소 모드(58)에서 제 2 주기에 제 3 밸리 신호(VS3)와 일치하는 시간에 메인 스위치(34)를 턴 온 시킨다. 다음 주기에서, 1 차측 제어기 회로(16)는 밸리 감소 모드(58)에서 제 3 주기에 제 2 밸리 신호(VS2)와 일치하는 시간에 메인 스위치(34)를 턴 온 시킨다. 출력 전압(Vout)과 기준 전압(Vref) 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압(예를 들어, 150mV) 아래로 강하된 후에 제 4 주기가 발생한다. 결과적으로, 파워 컨버터(10)는 정상 동작 모드로 진입한다. 일부 예들에서, 정상 동작 모드 동안, 1 차측 제어기 회로(16)는 메인 스위치(34)를 턴 온 시켜서 밸리 감소 동작 모드(58)에서의 신호 밸리 수와 일치시킨다(예를 들어, 도 3에 도시된 예에서 제 2 밸리).
도 4는 1 차측 제어기 회로(16)가 저전압 록 아웃에서 나오는 POR(power-on-reset) 신호의 수신에 의해 개시되는 예시적인 스타트업 시퀀스의 흐름도이다. 이 방법에 따르면, 파워-온-리셋 회로(71)는 1 차측 제어기 회로(16)에 인가된 파워를 검출하고 전체 회로(16)를 알려진 상태로 리셋하는 리셋 임펄스(reset impulse)를 생성한다(도 4, 블록 70). 1 차측 제어기 회로(16)는 PWM 게이트 드라이버 듀티비를 증가시킨다(도 4, 블록 72). 1 차측 제어기 회로(16)는 기준 전압(Vref)과 출력 전압(Vout)의 차이가 PID 에러 윈도우의 폭을 초과할 때까지 PWM 게이트 드라이버 듀티비를 계속 증분시킨다(도 4, 블록 74). 1 차측 제어기 회로(16)는 의사 공진 밸리의 수를 감분시킨다(예를 들어, 주기마다 하나씩)(도 4, 블록 76). 1 차측 제어기 회로(16)는 기준 전압(Vref)과 출력 전압(Vout) 사이의 차이가 미리 결정된 임계값(예를 들어, 일부 예에서, 대략 150mV)을 초과할 때까지 의사 공진 밸리의 수를 계속 감분시킨다 (예를 들어, 주기 당 하나씩) (도 4, 블록 78). 기준 전압(Vref)과 출력 전압(Vout)의 차이가 미리 결정된 임계값을 초과할 때, 1 차측 제어기 회로(16)는 정상 동작 모드로 진입한다(도 4, 블록 80).
도 5는 본 출원에서 설명된 의사 공진 스위칭 모드 파워 컨버터 (10)의 예에 의해 가능한 원활한 모드 전이를 예시하는 스타트업 동안 전형적인 출력 전압 및 메인 스위치 드레인 소스 전압 파형의 예를 도시한다.
본 출원에 설명된 시스템의 실시예는 1 차 스트로크 동안 에너지가 유도성 디바이스(예를 들어, 권선, 인덕터 또는 변압기)에 저장되고 2 차 스트로크 동안 출력으로 전달되는 임의의 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS)와 조합하여 사용될 수 있다. 이러한 SMPS의 예로는 플라이 백 컨버터(flyback converter), 벅 컨버터(Buck converter), 벅-부스트 컨버터(Buck-boost converter)를 포함한다.
본 명세서가 본 발명의 특정 실시예와 관련하여 상세히 설명되었지만, 당업자는 전술한 내용을 이해할 때, 이들 실시예들에 대한 변경, 변형 및 균등물을 용이하게 착상할 수 있음을 이해할 것이다. 본 발명에 대한 이들 및 다른 변형 및 변경은 첨부된 청구 범위에서 보다 상세하게 설명되는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 당업자에 의해 실시될 수 있다. 더욱이, 당업자는 전술한 설명은 단지 예로서, 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아니라는 것을 이해할 것이다.

Claims (20)

  1. 스위칭 모드 파워 컨버터(switched-mode power converter)에 있어서,
    스타트업 램프 동작 모드에서, 증분하는 듀티비(duty-ratio) 값을 갖는 고정 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하여 저장된 에너지로 유도성 디바이스를 충전하고, 파워 컨버터 출력 전압을 생성하기 위해서 2 차측 상의 커패시터로 상기 저장된 에너지를 방전시키는 메인 스위치를 구동시키도록 구성된 1 차측 제어기 회로(primary side controller circuit);를 포함하고,
    기준 전압과 상기 파워 컨버터 출력 전압의 비교에 기초하여, 상기 1 차측 제어기 회로는 스타트업 램프 동작 모드를 빠져나가는(exit) 것에 의해 상기 PWM 신호의 듀티비의 증분을 중지하고, 상기 1 차측 제어기 회로가 하나 이상의 개별 메인 스위치 스위칭 주기에 상기 메인 스위치의 하나 이상의 오프 타임(off-time)에서 검출된 밸리들의 수를 줄이는 의사 공진 밸리 감소 동작 모드(quasi-resonant valley reduction mode of operation)를 시작하도록 구성되며, 그리고
    상기 1 차측 제어기 회로는 상기 기준 전압과 상기 파워 컨버터 출력 전압 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압보다 크지 않은 경우 메인 스위치 스위칭 주기 당 검출된 밸리들의 수의 감소를 중지하도록 구성된,
    스위칭 모드 파워 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 각각의 메인 스위치 스위칭 주기 동안, 상기 1 차측 제어기 회로가 상기 의사 공진 밸리 감소 동작 모드로 구성되는 경우 상기 1 차측 제어기 회로는 하나씩 검출된 밸리들의 수를 감소시키는, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 미리 정의된 임계 전압은 150mV 인, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 1 차측 제어기 회로는 상기 기준 전압과 상기 파워 컨버터 출력 전압 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압보다 크지 않은 경우 정상 작동 모드에 들어가도록 구성된, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 파워 컨버터의 출력 전압과 상기 기준 전압의 표현(representation)을 생성하고, 통신 링크를 통해 상기 1 차측 제어기 회로로 상기 표현을 발송하도록 구성된 2 차측 제어기 회로를 더 포함하는, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 2 차측 제어기 회로는 상기 파워 컨버터 출력 전압이 상기 기준 전압에 도달하기 전에 턴 온되도록 구성된, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 2 차측 제어기 회로가 상기 통신 링크를 구동시키는, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  8. 제 5 항에 있어서, 상기 2 차측 제어기 회로는 상기 파워 컨버터 출력 전압 및 상기 기준 전압의 디지털 표현으로 인코딩된 디지털 데이터 스트림을 생성하도록 구성되고, 상기 통신 링크는 단방향 고속 디지털 데이터 링크인, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 모드 파워 컨버터는 의사 공진 플라이 백(flyback) 컨버터인, 스위칭 모드 파워 컨버터.
  10. 스위칭 모드 파워 컨버터를 동작시키는 방법에 있어서,
    1 차측 제어기 회로가 스타트업 램프 동작 모드로 구성되는 경우 1 차측 제어기 회로가 메인 스위치를 구동시키기 위해 증분하는 듀티비 값을 갖는 고정 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성하는 단계;
    상기 메인 스위치가 저장된 에너지로 유도성 디바이스를 충전하는 단계;
    상기 메인 스위치가 상기 저장된 에너지를 2 차측 상의 커패시터로 방전시켜 파워 컨버터 출력 전압을 생성하는 단계;
    상기 파워 컨버터 출력 전압과 기준 전압의 비교에 기초하여, 상기 1 차측 제어기 회로가 스타트업 램프 동작 모드를 빠져나가는 것에 의해 상기 PWM 신호의 듀티비 증분을 중지하고 의사 공진 밸리 감소 동작 모드를 시작하는 단계;
    상기 의사 공진 밸리 감소 동작 모드 동안, 상기 1 차측 제어기 회로가 하나 이상의 개별 메인 스위치 스위칭 주기에 상기 메인 스위치의 하나 이상의 오프 타임에서 검출된 밸리들의 수를 감소시키는 단계; 및
    상기 1 차측 제어기 회로가 상기 기준 전압과 상기 파워 컨버터 출력 전압 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압보다 크지 않은 경우 상기 의사 공진 밸리 감소 동작 모드를 빠져나가는 것에 의해 메인 스위치 스위칭 주기 당 검출된 밸리들의 수의 감소를 중지하는 단계;를 포함하는, 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 1 차측 제어기 회로의 각각의 메인 스위치 스위칭 주기 동안, 상기 1 차측 제어기 회로가 상기 의사 공진 밸리 감소 동작 모드로 구성되는 경우 상기 1 차측 제어기 회로가 하나씩 검출된 밸리들의 수를 감소시키는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 미리 정의된 임계 전압은 150mV 인, 방법.
  13. 제 10 항에 있어서, 상기 기준 전압과 상기 파워 컨버터 출력 전압 사이의 차이가 미리 정의된 임계 전압보다 크지 않은 경우 상기 1 차측 제어기 회로가 정상 작동 모드에 들어가는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제 10 항에 있어서, 2 차측 제어기 회로가 상기 파워 컨버터의 출력 전압과 상기 기준 전압의 표현(representation)을 생성하고, 통신 링크를 통해 상기 1 차측 제어기 회로로 상기 표현을 발송하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 파워 컨버터 출력 전압이 상기 기준 전압에 도달하기 전에 상기 2 차측 제어기 회로가 턴 온되는 단계를 더 포함하는, 방법.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 2 차측 제어기 회로가 상기 통신 링크를 구동시키는 단계를 포함하는, 방법.
  17. 제 14 항에 있어서, 상기 2 차측 제어기가 상기 파워 컨버터 출력 전압 및 상기 기준 전압의 디지털 표현으로 인코딩된 디지털 데이터 스트림을 생성하는 단계를 포함하고, 상기 통신 링크는 단방향 고속 디지털 데이터 링크인, 방법.
  18. 제 10 항에 있어서, 상기 스위칭 모드 파워 컨버터는 의사 공진 플라이 백 컨버터인, 방법.
  19. 삭제
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