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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Einrichtung zur
Implementierung eines Sprungmodus in Energiequellen, und insbesondere auf
eine Implementierung eines Sprungmodus, der programmierbar ist.
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Hintergrund
der Erfindung
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Schaltnetzteile
(SMPS) werden in vielen Anwendungen eines Verbrauchers und anderen
Produkten verwendet. SMPS mit kleiner Leistung werden z. B. in Fernsehempfängern, Personalcomputern,
Faxgeräten,
Videokassettenrekordern und Computermonitoren verwendet. Diese SMPS
beruhen typischerweise auf einer Sperrwandler-Transformatortechnologie,
es können
jedoch auch andere Technologien verwendet werden.
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Aufgrund
der umfangreichen Verwendung solcher Netzteile in massenhaften Verbraucheranwendungen
ist der Standby- oder Leerlaufverbrauch von großer Bedeutung, da diese Geräte für einen Großteil der
Zeit im Leerlauf betrieben werden. Zusätzlich werden industrielle
Empfehlungen für
die erlaubten Leerlaufverbrauchswerte solcher Geräte zunehmend
strenger. Weiter sind aufgrund der großen Mengen dieser Anwendungen
für diese
Netzteile geringe Kosten und eine kompakte Konstruktion wichtige
Faktoren.
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Im
Allgemeinen ist die Netzteileffizienz äußerst gering bei geringem Leistungspegel.
Die Verwendung eines Sprungmodus ermöglicht es, dass das Netzteil
kontinuierlich bei einer hohen Leistung betrieben werden kann. Dies
wird dadurch erreicht, dass Leistungspakte mit hoher Leistung von
Zeit zu Zeit transportiert werden, so dass die durchschnittlich zugeführte Leistung
der Leistungsanforderung entspricht. Je höher die Leistung der Energiepakete
ist, umso höher
ist die Effizienz.
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Unglücklicherweise
weist der sogenannte „burst"-Modusbetrieb einen
großen
Nachteil auf: Es besteht das Risiko höhrbarer Geräusche in der eingeschalteten
Einrichtung. Der effektivste Weg zur Reduzierung dieses höhrbaren
Geräusches besteht in
der Begrenzung des Spitzenstroms in diesem Modus. Der Paketenergiepegel
muss daher begrenzt werden. Daher ist es nützlich, die Möglichkeit
zu haben, die Sprunggrenze einzustellen, d.h. die Leistungsanforderungsgrenze,
bei der ein neues Leistungspaket an die Belastung geliefert werden
muss, da dies den besten Kompromiss zwischen geringem Standby-Verlust und akzeptablem
Geräusch
in jeglicher Anwendung erreichen lässt. Unterschiedliche Anwendungen
weisen unterschiedliche Toleranzen des Geräusches vom Netzteil auf.
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SMPS
arbeitet allgemein entweder im Spannungs- oder im Strommodus. Die
Regulierung der Ausgangsspannung und der Sprungfunktion wird durch
eine integrierte Schaltung gesteuert, die den Betrieb eines Leistungstransistors
zur Übertragung von
Energie von einer Primärspule
eines Transformators an einen Ausgang steuert. Im Spannungsmodus
steuert ein Fehlerverstärkerausgang
zeitlich einen Leistungsschalter. In diesem Fall werden laufende
Zyklen übersprungen,
wenn die aktuelle Anforderung geringer als ein bestimmter Pegel
ist. Der Spitzenstrom variiert im Hinblick auf die Ausgangsspannung
wie folgt: Ipk = Vin·ton/Lp,wobei
- Ipk
- der Spitzenstrom ist,
- Vin
- die gleichgerichtete
Eingangsspannung ist,
- ton
- die Einschaltzeit
ist und
- LP
- die Primärinduktanz
des Transformators ist.
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Daher
ist der Spitzenstrom proportional zur Eingangsspannung. Wenn der
Sprungmodus in einem Steuergerät
mit Spannungsmodus implementiert ist, ist der Spitzenstrom, der
der Sprunggrenze entspricht, proportional der gleichgerichteten
Eingangsspannung.
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Im
Strommodus steuert der Fehlerverstärker direkt den Spitzenstrom.
In diesem Fall werden Stromzyklen übersprungen, wenn der vom Fehlerverstärker geforderte
Spitzenstrom kleiner als ein gewählter
Pegel ist. Entsprechend bestimmt die Sprunggrenze den Sprungspitzenstrom.
Der Strommodus ist dann der Betriebsmodus, der der Sprungmodustechnik
am Besten entspricht, jedoch kann die Erfindung auch mit einer Spannungsmodusschaltung verwendet
werden.
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In
beiden Fällen
ist es wichtig, die Sprunggrenze zu programmieren. Dieses Merkmal
kann leicht ausgeführt
werden, indem ein zusätzlicher
Stift der Steuerung für
diese Funktion bestimmt wird. Unglücklicherweise ist die Zahl
von Stiften bei integrierten Schaltungen, insbesondere, wenn Kosten
oder Größe eine
Rolle spielen, sehr kritisch und kein Stift kann für eine solche
Funktion zur Verfügung
stehen.
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Es
würde daher
wünschenswert
sein, die Einstellung des Sprungspitzenstroms derart mit einer Stromerfassungsfunktion
zu kombinieren, dass beide Funktionen den gleichen Eingangsstift
der integrierten Schaltung verwenden können.
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Die
Merkmale eines Steuergerätes,
wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben, sind aus Motorola,
MC44608: „Greenline
very high voltage PWM controller" DATA
SHEET, July 1999, http://scgproducts.motorola.com/Collateral/DataSheet/mc44608rev0.pdf
bekannt.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Diagramm eines Schaltnetzteils.
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2 ist
ein schematisches Diagramm eines Teils einer Steuerung von 1,
das den Steuermechanismus für
den Schalttransistor zeigt, der im Strommodus betrieben wird.
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3 ist
ein schematisches Diagramm eines Teils der Steuerung von 1,
das eine Lösung
zur Programmierung des Sprungmodus des Netzteils zeigt, das im Strommodus
betrieben wird.
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4 ist
ein schematisches Diagramm eines Teils der Steuerung von 1,
das eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eines Netzteils zeigt, das im Strommodus
betrieben wird.
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines Teils der Steuerung von 1,
das eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung für
ein Netzteil zeigt, das im Spannungsmodus betrieben wird.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsform
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1 ist
ein schematisches Diagramm eines Sperrwandler-Schaltnetzteils, das
im Sprungmodus arbeiten kann. Obgleich ein Sperrwandler-Schaltnetzteil
zur Darstellung der Erfindung gewählt wurde, kann die Erfindung
auch in anderen Anwendungen verwendet werden, wie z. B. anderen
Arten von Schaltnetzteilen, Gleichspannung/Gleichspannungkonverter
oder ähnliches.
Ein solches Netzteil kann eine Eingangsspannung aus dem Netz beziehen,
die an einen Eingangs-RFI-Filter 10 angelegt wird, dessen
Ausgang über
einen traditionellen Diodenbrückengleichrichter 12 geführt ist.
Die Dioden können zugeordnete
Filterkapazitäten
aufweisen. Ein großer Kondensator
filtert den gleichgerichteten Ausgang des Brückengleichrichters 12,
der an die Primärspule 16 des
Leistungstransformators 18 umgelegt ist. Der Leistungstransformator 18 weist
zusätzlich
eine zweite Windung 20 auf, die eine spannungsregulierte zweite
Windung ist, sowie zwei zusätzliche
Sekundärwindungen 22 und 24,
die nicht unmittelbar geregelt werden, jedoch indirekt als Ergebnis
der Regelung des Spitzenstroms durch die Primärinduktivität 16 des Transformators 18 geregelt
werden. Eine zusätzliche
Windung, die als Aux oder Auxiliary 26 bezeichnet ist,
ist ebenfalls vorhanden.
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Die
zusätzlichen
Sekundärwindungen 22 und 24 können verwendet
werden, um unterschiedliche Schaltungen der Verbrauchereinrichtung
zu versorgen. Im Beispiel eines Fernsehempfängers kann die direkt regulierte
Ausgangsspannung der zweiten Windung 20 verwendet werden,
um Leistung an die Bildröhre
zu liefern, während
einer der zusätzlichen Ausgänge die
Audioschaltung und ein anderer die Bildsteuereinrichtung des Empfängers versorgen kann.
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Ein
Leistungstransistor 30, der ein Leistungsschalt-MOSFET
sein kann, ist mit einer Diode 32 gekoppelt, die ihrerseits
mit der Verbindung eines Widerstandes 34 und eines Kondensators 36 verbunden
ist. Der Widerstand 34 ist mit dem gleichgerichteten Ausgang
der Diodenbrücke 12 gekoppelt.
Die Diode 32, der Widerstand 34 und der Kondensator 36 bilden
eine Klemmschaltung, um den Transistor 30 von Überspannungen
zu schützen.
Das Gate des Leistungstransistors 30 wird durch den Ausgang
einer im Schaltmodus betriebenen Leistungssteuerung 40 (SMPS)
gesteuert. Die Energie der Steuerung 40 wird von der Hilfswindung 26 über die
Diode 42 zugeführt,
die nur die positive Spannung an den Anschluss Vcc der Steuerung
durchlässt
und den Kondensator 44 lädt. Der Ausgang der Hilfswindung 26 wird über den
Widerstand 46 mit der Bezeichnung Rdem auf einen Anschluss
der Steuerung 40 gelegt, deren Funktion später erläutert wird.
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Die
Seite der Primärwindung,
die nicht mit der gleichgerichteten Eingangsspannung gekoppelt ist,
ist mit einer Dämpferschaltung
gekoppelt, die einen Kondensator 50, einen Widerstand 52 und
eine Diode 54 enthält.
Die Dämpferschaltung,
deren Zweck in der Reduzierung der Schaltbelastungen liegt, ist
zur Vervollständigung
dargestellt, ist jedoch nicht notwendigerweise zu verwenden, insbesondere nicht
bei Anwendungen mit geringer Leistung. Die Dämpferschaltung ist ihrerseits
mit dem Widerstand Rsense 56 nach Masse gekoppelt. Der
Widerstand Rsense 56 ist außerdem über den Widerstand Rcs 58 mit
dem Isense-Stift der Steuerung 40 gekoppelt.
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Der
positive Anschluss der geregelten zweiten Sekundärwindung 20 des Leistungstransformators 16,
der die Hauptenergiequelle für
den Verbraucher darstellt, wird durch die Diode 60 und
den Kondensator 62 halbwellengleichgerichtet und durch
den Kondensator 64 gefiltert. Der positive Anschluss ist außerdem an
einen Spannungsteiler 66 angeschlossen (ein Widerstand
kann zum Zwecke des anfänglichen
Festlegens des Ausgangsregelpegels variabel ausgestaltet sein),
der die Ausgangsspannung des Netzteils erfasst. Der Abgriff des
Spannungsteilers wird als Eingang an eine programmierbare Referenz 68 angelegt,
die als Komparator dient. Vom Spannungsteiler 66 wird ein
Teil der Ausgangsspannung an den Eingang der programmierbaren Referenz 68 angelegt,
so dass die programmierbare Referenz einen Strom zieht, der der
Differenz zwischen der tatsächlichen
Ausgangsspannung und der gewünschten
Ausgangsspannung entspricht. Eine geeignete programmierbare Referenz
kann ein Teil Nr. TL 431 sein, das von ON-Semiconductor, Inc. hergestellt wird.
Andere Komparatoren, Operationsverstärker oder Techniken können ebenfalls
verwendet werden. Die angegebene programmierbare Referenz dient nur
als Beispiel.
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Der
Strom durch die programmierbare Referenz 68 wird an eine
Emitterdiode 70 eine Optokopplers angelegt, die Teil eines
Optokopplers ist, der eine Isolation zwischen der Ausgangs- und
der Eingangsschaltung des Netzteils ergibt. Der andere Teil des Optokopplers,
der Empfänger 72,
der eine Kopie des Stroms in der programmierbaren Referenz liefert,
ist auf den Rückkupplungsstift
der Steuerung 40 geschaltet. Der Rückkupplungsstift empfängt daher
ein Signal, das der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und
der gewünschten
Eingangsspannung entspricht. Obgleich eine sekundäre Sensorerfassung
unter Verwendung eines Optokopplers gezeigt ist, können andere
Regel- und Kupplungsmittel verwendet werden, z. B. eine primäre Erfassungsregelung.
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Wenn
im Betrieb eine Eingangsspannung aus dem Netz an den Filter 10 und
den Brückengleichrichter 12 gelegt
wird, wird eine gleichgerichtete Eingangsspannung an die Primärspule 16 des Transformators 18 gelegt.
Gleichzeitig wird eine gleichgerichtete Spannung aus der Diodenbrücke an den
Stift 8 der als integrierte Schaltung ausgeführten Steuerung 40 angelegt.
Diese Spannung ist intern mit dem Steuergerät 40 an den Stift 6 der
Steuerung über
eine Stromgeneratorschaltung verbunden, um eine Ladung am Kondensator 44 zu
erreichen. Wenn die Spannung am Kondensator 44 einen bestimmten Wert überschreitet,
wird die Steuerung 40 aktiv und schaltet den Leistungstransistor 30 an
und aus. Wenn der Transistor 30 den Betrieb beginnt, beginnt der
Strom in der Primärspule 16 zu
fließen,
so dass dann Strom über
die Hilfswindung 26 des Leistungstransformators 18 über die
Diode 42 gelangen kann. Wenn Vcc unter eine zweiten Grenze
fällt (kleiner
als eine erste bestimmte Grenze), beginnt die interne Stromquelle
wieder Strom an den Kondensator 44 zu liefern.
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Die
Steuerung 40 enthält
einen Oszillator, der die nominelle Schaltrate des Transistors 30 bestimmt,
die z. B. 65 kHz sein kann. Während
der etwa 15-Mikrosekunden-Periode,
die einer 65 kHz-Schaltfrequenz entspricht, muss der Leistungsschalter 30 ein-
und ausgeschaltet werden. Im Strommodus wird der Leistungsschalter 30 eingeschaltet,
wenn ein Taktsignal (vom Oszillator) erzeugt wird und ausgeschaltet,
sobald der Primärspulenstrom
eine bestimmte Grenze überschreitet,
was später
im Detail erläutert
wird. Im Spannungsmodus wird die Einschaltzeit des Transistors 30 anstelle
des Spitzenstroms gesteuert. Wenn daher der Takt des Einschaltsignals
des Leistungsschalters produziert hat, wird der Leistungsschalter
ausgeschaltet, wenn die gewünschte
Einschaltzeit erreicht ist. Im Sprungmodus, wie später im Detail
dargestellt wird, kann der Leistungsschalter für mehrere Oszillatorperioden ausgeschaltet
bleiben.
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Der
Primärspulenstrom
steigt während
der Einschaltzeit des Leistungsschalters linear an. Während der
Ausschaltzeit im unterbrochenen Modus, d. h. wenn, solange noch
ein gewisser Strom durch den Transformator fließt, keine Einschaltzeit erlaubt
ist, wird die gespeicherte Energie (½·L·Ipk2)
zum Ausgang übertragen
(wobei L die Induktanz der Primärspule 16 und
Ipk der Spitzenstrom der primären
Induktanz am Ende der Einschaltzeit ist). Im Dauerbetrieb ist die
gespeicherte Energie ½·L·Ipk2-Ipko2, wobei Ipko der anfängliche Stromwert am Beginn
der Einschaltzeit ist. Der Spannungsteiler 66 stellt der programmierbaren
Referenz 68 einen Teil der Ausgangsspannung zur Verfügung, so
dass die programmierbare Referenz 68 einen Strom zieht,
der der Differenz zwischen dem gewünschten Ausgangsspannungspegel
und dem tatsächlichen
Spannungspegel darstellt. Der durch den Komparator 68 erzeugte Strom
wird durch die Optokoppler 70, 72 an den Stift 3,
dem Rückkopplungsstift
der Steuerung 40, übertragen.
Dieser Rückkupplungsweg
stellt den internen Strompegel der Einstellschaltung im Regelblock
der Steuerung 40 ein, welches den Spitzenstrompegel bestimmt,
der erforderlich ist, um die erforderliche Leistung an den Verbraucher
zu liefern.
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Ferner
wird der durch die Primärspule 16 des Transformators 18 führende Strom
durch den Widerstand Rsense 56 erfasst und eine Spannung,
die dem Primärstrom
entspricht, wird durch den Widerstand Rcs 58 an Stift 2 als
Isense der Steuerung 40 geliefert. Bezüglich der Steuerung, wie später erläutert wird,
wird intern die an den Stift 2 gelieferte Spannung mit
dem Regelblockausgang (im Strommodus) verglichen, so dass der Leistungs-MOSFET 30 ausgeschaltet
wird, wenn die erfasste Spannung die Grenze überschreitet. Auf diese Weise
wird der Spitzenstrom und damit die übertragene Leistung eingestellt,
um die geeignete Ausgangsspannung zu liefern.
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Um
die Beschreibung zu vervollständigen, wird über den
Widerstand Rdem 46 die Spannung an aux 26 auf
Stift 1 der Steuerung 40 für einen Entmagnetisierungsschutz
geliefert. Eine Schaltung innerhalb der Steuerung 40, die
keinen Teil der vorliegenden Erfindung darstellt, verwendet die
angelegte Spannung, um zu bestimmen, wann der Strom durch den Transformator 18 durch
Null läuft
und verhindert das Einschalten des Leistungstransistors 30,
bis ein Nullstrom detektiert ist. Der Strom steigt linear im Transformator
an, wenn der Transistor 30 eingeschaltet wird. Wenn der
Transistor eingeschaltet ist und die Leistung abgeschaltet wird,
fällt der
Strom durch den Transformator 18 linear von einer Spitze auf
Null ab. Während
dieser Zeit liegt eine positive Spannung an aux. Wenn der Strom
durch Null geht, durchläuft
die Spannung an aux Null und wird durch die Schaltung an Stift 1 erfasst.
Die Verhinderung des Einschaltens des Transistors 30, bis
der Transformatorstrom Null ist, sichert den diskontinuierlichen
Betrieb des Transistors 30, um Überlastung des Transistors
zu vermeiden, was durch den Betrieb im kontinuierlichen Modus bewirkt
wird.
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Der
Sprungmodus wird erreicht dadurch, dass der Transistor 30 abgeschaltet
bleibt, wenn ein Leistungspaket übersprungen
werden soll. 2 zeigt eine Schaltung zum Betreiben
des Transistors 30 zum Einschalten oder ausgeschaltet bleiben,
in Abhängigkeit
davon, ob ein Verbraucher mehr Leistung fordert. Die Widerstände Rsense 56 und
Rcs 58 sowie der Transistor 30 sind dargestellt.
Hier und in den verbleibenden Figuren werden vergleichbare Schaltungselemente
mit den gleichen Nummern gekennzeichnet. Rcs ist mit dem Isense-Stift
der Steuerung 40 verbunden. Der Rest der Schaltung gemäß 2 und
der anderen Figuren der Schaltung befindet sich in der integrierten
Schaltung der Steuerung 40. Mit dem Eingangsstift ist ein
Stromerfassungskomparator 80 gekoppelt. Als Eingang zum
Komparator 80 ist ferner der Ausgang des Regelblocks, ebenfalls
in der Steuerung 40 gekoppelt. Der Ausgang des Regelblocks
repräsentiert
den Spitzenstrom, der notwendig ist, um die erforderliche Leistung
an den Ausgang zu liefern. Wie zuvor dargestellt, gibt der Spannungsteiler 66 einen
Teil der Ausgangsspannung an den Komparator 68. Wenn die Spannung
oberhalb einer bestimmten Grenze liegt, wird ein Strom durch den
Komparator 68 erzeugt, der mit den Optokopplern 70, 72 am
Stift 3, dem Rückkopplungsstift
der Steuerung 40 gekoppelt ist. Diese Rückkopplung stellt die Einstellschaltung
für den
internen Strompegel in dem Regelblock der Steuerung 40, die
den Spitzenstrompegel bestimmt, der erforderlich ist, um die erforderliche
Leistung an den Verbraucher zu liefern.
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Der
Widerstand Rsense misst den Strom in der Primärspule 16 des Transformators 18,
welcher in eine entsprechende Spannung umgewandelt wird, die als
Isense über
den Widerstand Rcs abfällt.
Diese Spannung wird mit dem Ausgang des Regelblocks im Komparator 18 verglichen.
Wenn die Spannung an Rsense den Ausgang des Regelblocks überschreitet, wird
ein Register 82 rückgesetzt
und das NOR-Gate 84 wird ausgeschaltet. Das NOR-Gate 84 treibt
eine Ausgangsschaltung, die die Spannung und den Strom am Gateausgang
einstellt, um das Gate des Transistors 30 zu treiben. Wenn
der Ausgang des NOR-Gates 84 auf aus liegt oder auf Low,
wird der Transistor 30 abgeschaltet. Wenn der Transistor 30 eingeschaltet
ist, fließt
Strom durch die Primärwindung
des Transformators 18. Wenn der Transistor 30 ausgeschaltet
ist, wird Leistung an den Ausgang übertragen. Ein Taktsignal von
etwa 65 kHz, das am Register 82 anliegt, wie früher angegeben,
versucht, das Register 84 einzustellen und den Transistor
einzuschalten. Das Register weist ein stärkeres Rücksetzen als Einstellen auf,
so dass, wenn ein Resetsignal und ein Taktsignal empfangen werden,
der Komparator den Ausgang auf low setzt. Wenn der erfasste Strom
den erforderlichen Pegel überschreitet,
wird das Register 82 zurückgesetzt und der Ausgang ausgeschaltet.
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Der
Ausgang des Regelblocks steuert den Spitzenstrom in der Primärspule 16 des
Transformators 18. Der Ausgang des Regelblocks wird außerdem im
Komparator 86 mit einem Signal Vsm verglichen, das ein
intern erzeugtes Signal von etwa 0,3 V ist. Das Ausgangssignal des
Regelblocks kann zwischen 0 und 1 V variieren (Diese Spannungen
sind nur repräsentative
Werte für
eine bestimmte Schaltung. Andere Schaltungen können unterschiedliche Werte
erfordern). Wenn Isense den geforderten Pegel überschreitet, wird das Register 82 zurückgesetzt und
der Ausgang ausgeschaltet. Wenn der Ausgang des Regelblocks kleiner
als Vsm ist, liegt der Ausgang des Komparators 86 auf high,
was dazu führt, dass
der Ausgang des NOR-Gates 84 auf Null geht und den Transistor 30 abschaltet.
Wenn die Ausgangsspannung abfällt,
steigt der Ausgang des Regelblocks. Wenn der Ausgang des Regelblocks
höher als
Vsm ist, würde
der Ausgang des Komparators 86 Null sein und würde keinen
Effekt am NOR-Gate 84 haben. Wenn der Ausgang des Regelblocks
kleiner als Vsm ist, liegt der Ausgang des Komparators 86 auf
high und der Ausgang des NOR-Gates 84 wird auf Null gelegt
und der Leistungsschalter ausgeschaltet. Der Sprungmoduskomparator 86 ist
stärker als
der Stromerfassungskomparator 80, so dass, wenn der Ausgang
des Sprungmoduskomparator 86 auf high liegt, der Ausgang
des NOR-Gates 84 auf low liegt, was den Transistor 30 ausgeschaltet
hält, auch
wenn der Ausgang des Komparators 80 auf low liegt und das
Register 82 zurückgesetzt
ist.
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Im
Standby-Modus ist die zu übertragende Leistung
gering und der Regelblock erfordert nur einen kleinen Spitzenstrom
(direkt im Strommodus, über
die erzwungene Einschaltzeit im Spannungsmodus). Im Normalmodus
(d. h. nicht im Sprungmodus) arbeitet das System weiterhin bei hoher
Frequenz, um einen kleinen Strom zu liefern. Dies ist ein besonders
ineffizienter Modus des Betriebs, da jeder Schaltvorgang zu Verlusten
führt (Leistungsschalterverluste,
Ladung und Entladung der Schaltung und parasitäre Kapazitäten, usw.). Der Sprungmodus
erlaubt die Übertragung
von Strompaketen von höherer Energie
bei einer geringeren nominellen Schaltrate des Transistors 30 durch Überspringen
von Schaltzyklen, wenn nur wenig Leistung benötigt wird zum Übertragen.
Unglücklicherweise
wird in der Schaltung von 2 Vsm, welche
eine Referenzspannung ist, die in Teilen die Sprunggrenze bestimmt,
auf dem Chip erzeugt und ist nicht einstellbar, um unterschiedliche
Sprunggrenzen einzustellen, die für unterschiedliche Anwendungen
optimiert werden könnte.
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3 zeigt
eine alternative Ausführungsform
der Schaltung von 2. Schaltung und Betrieb sind
identisch mit der von 2, außer das Vsm außerhalb
des Chips erzeugt wird und daher eingestellt werden kann. Dies erfordert
einen extra Stift auf der integrierten Schaltung, der für diesen
Zweck bestimmt ist. Dies ist jedoch keine optimale Lösung.
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4 zeigt
ein schematisches Diagramm eines Teils des Steuergeräts von 1,
das eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung für
ein Netzteil ist, das im Strommodus arbeitet. In dieser Schaltung
wird die Spannung Vsm über
einen Widerstand Rcs 58 erzeugt, d. h. die Größe des Widerstands 58 wird
so gewählt,
dass der Strom Isense derart vorgespannt wird, dass die Grenze des Komparators gemäß dem zu überspringenden
Spitzenstrom für
eine bestimmte Anwendung eingestellt wird. Diese Wahl der Größe des Widerstands
Rcs erlaubt es, die Sprunggrenze zu programmieren.
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Wenn
der Ausgang der Steuerung auf low liegt (d. h. der Transistor 30 ist
abgeschaltet), injiziert ein Strom Ismp über einen Schalter 88 einen
Strom durch den Stromerfassungsstift Isense. Dieser Strom fließt durch
den externen Widerstand Rcs 58 und den Sensorwiderstand
Rsense 56. Die so produzierte Spannung am Stift Isense
wird verwendet als Sprungspitzenstromgrenze und im Ergebnis ersetzt dies
die Vsm-Spannung von 2 und 3. Diese Spannung
wird im Ergebnis mit dem Ausgang des Regelblocks verglichen, so
dass der Ausgang des Komparators 80 auf high liegt, wenn
der Ausgang des Regelblocks kleiner als diese Grenze ist. Entsprechend
wird das Register 82 zurückgesetzt und wenn das Rücksetzen
stärker
als das Einstellen ist, kann der Registerausgang nicht durch das
Taktsignal eingeschaltet werden. Als Ergebnis ist kein Einschalten
des Transistors 30 möglich,
bis der Ausgang des Regelblocks die Stromgrenze die Überspringstromspitze überschreitet.
Daher ist die Grenze des Übersprungmodus
etwa (Rsense + Rcs)·Ismp.
In der Praxis liegt der Bereich von Rsense 56 bei 1 Ω und Rcs 58 liegt
im Bereich von 1000 Ω,
so dass Rsense im Vergleich zu Rcs vernachlässigt werden kann. Eine gute
Sprungmodusgrenze liegt bei etwa Vsm = Rcs·Ismp. Wenn der Ausgang des
Regelblocks die Grenze überschreitet,
geht der Ausgang des Komparators 80 auf low. Das nächste Taktsignal
bewirkt, dass der Ausgang des NOR-Gate 84 auf high geht, was
den Transistor 30 einschaltet. Wenn der Ausgang des NOR-Gates 84 auf
high geht, wird der Strom Ismp nicht länger über den Widerstand Rcs geführt. Jetzt
erscheint die Isense-Spannung am Eingang des Komparators, um mit
der Ausgangsspannung des Regelblocks wie in dem früheren Fall
verglichen zu werden. Auf diese Weise kann ein Komparator die Funktionen
von zwei Komparatoren der 2 und 3 erfüllen und
kein zusätzlicher
Stift ist notwendig, um eine Programmierung der Sprunggrenze zu
ermöglichen.
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines Teils des Steuergeräts von 1,
das eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung für ein
Netzteil zeigt, das im Spannungsmodus betrieben wird. Im Strommodus
steuert die Steuerung 40 den Spitzenleistungsstrom in der
Primärspule
des Leistungstransformators 18. Im Spannungsmodus steuert
die Steuerung 40 die Einschaltzeit des Leistungsschalters.
In dieser Ausführungsform
wird wie in 4 der Offset des Stromerfassungsstiftes
Isense verwendet, um die Sprunggrenze aufzubauen, wie in der Schaltung
von 4. So wird der Schalter 88 geschlossen,
wenn der Ausgang des Komparators 84 auf low liegt und ein
Grenzstrom über
den Widerständen
Rcs 58 und Rsense 56 etabliert ist. Die erzeugte Spannung
wird an den Komparator 86 geführt und mit dem Ausgang des
Regelblocks verglichen. In diesem Fall muss ein separater Komparator
verwendet werden. Der Ausgang des Regelblocks steuert die Einschaltzeit
des Transistors 30. Wenn die Spannung des Stromerfassungsstiftes
den Ausgang des Regelblocks überschreitet,
geht der Ausgang des Komparators 86 auf high, schaltet
das NOR-Gate 84 ab und den Transistor 30 aus.
Die Leistungsübertragung
wird unterbrochen, die Ausgangsspannung fällt ab und die Ausgangsspannung
des Regelblocks steigt. Wenn der Ausgang des Regelblocks die Spannung
des Isense-Offsets überschreitet,
geht der Ausgang des Komparators 86 auf low und die Leistungsübertragung
wird wieder erlaubt. Die Funktion des Stromerfassungskomparators 80 in
dieser Schaltung dient primär
dem Schutz.
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Die 4 und 5 zeigen
eine Schaltung und ein Verfahren zur Implementierung eines Sprungmodus
jeweils im Strommodus und Spannungsmodus für Schaltnetzteilversorgungen.
Obgleich das exemplarische Ausführungsbeispiel,
bei dem diese Schaltungen beschrieben sind, eine Sperrwandler-SMPS
ist, kann eine Technik zur Implementierung eines programmierbaren
Sprungmodus leicht an andere Typen von SMPS oder andere Spannungswandlergeräte, wie
Gleichspannung-zu-Gleichspannungkonverter, angepasst werden. In
jeder dieser Figuren erlauben entsprechend die Schaltungen die Implementation
des programmierbaren Sprungmodus, ohne dass ein zusätzlicher Eingangsstift
der Steuerung erforderlich ist.