DE10328782A1 - Steuerschaltung für einen MOSFET zur Synchrongleichrichtung - Google Patents

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Abstract

Beschrieben wird eine Steuerschaltung für einen MOSFET für synchrone Gleichrichtung zum Anlegen einer Gatespannung zwischen Gate und Source des MOSFETs während einer Zeitspanne, in welcher Strom von der Source des MOSFETs zur Drain fließt. Die Steuerschaltung umfaßt eine erste Stromliefereinheit, eine erste Diode, deren Anode mit dem Ausgang der Stromliefereinheit verbunden ist, und deren Kathode mit der Drain des MOSFETs verbunden ist, einen Widerstand zwischen der Anode der ersten Diode und der Source des MOSFETs, eine Spannungsvergleichseinheit zum Vergleich der Spannung über dem Widerstand und einer ersten Referenzspannung, und eine Gatetreibereinheit zur Verstärkung des Ausgangssignals der Spannungsvergleichseinheit zum Anlegen einer Gatespannung zwischen Gate und Source des MOSFETs.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen MOSFET, der als Gleichrichterelement in einem Synchrongleichrichter zur Gleichrichtung oder Regeneration eines Ausgangsstroms eines Schaltnetzteils oder dergleichen verwendet wird.
  • 16 zeigt einen ersten Stand der Technik einer Synchrongleichrichterschaltung, bei der eine Diodengleichrichterschaltung an die Sekundärseite eines Vorwärtsstromrichters angeschlossen ist, und 17 ist ein Zeitdiagramm, das die Arbeitsweise der Schaltung von 16 darstellt. In 16 bezeichnet die Bezugszahl 101 eine Gleichstromversorgung, 102 bezeichnet einen MOSFET (n-Kanal-Verarmungs-MOSFET), 103 bezeichnet einen Transformator, 104, 108 und 109 bezeichnen Dioden, 105 bezeichnet eine Steuerschaltung für den MOSFET, 102, 106 bezeichnet eine Glättungsdrossel, 107 bezeichnet einen Glättungskondensator, und N1, N2 und N3 bezeichnen eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung bzw. eine Tertiärwicklung eines Transformators 103 (mit N1, N2 und N3 werden zugleich die zugehörigen Windungszahlen der Wicklungen bezeichnet). Außerdem ist über den Glättungskondensator 107 eine nicht gezeigte Last geschaltet.
  • Bei dem in den 16 und 17 dargestellten Stand der Technik wird der MOSFET 102 einer Ein/Aus-Steuerung durch die Steuerschaltung 105 unterzogen, derart, daß die Ausgangsspannung konstant wird. Der in einem Zeitabschnitt (1) in 17 eingeschaltete MOSFET 102 sorgt dafür, daß die Spannung Vin der Gleichstromquelle an die Primärwicklung N1 des Transformators 103 angelegt wird. In der Sekundärwicklung N2 des Transformators 103 wird eine Spannung gleich dem (N2/N1)fachen der Spannung VP1 der Primärwicklung erzeugt, was unter Speicherung von Energie in der Glättungsdrossel 106 über die Diode 108 die Energie an die Lastseite abgibt. Ein Erregerstrom Im1 fließt in der (nicht gezeigten) Erregerinduktivität des Transformators 103.
  • Wenn der MOSFET 102 in einem Zeitabschnitt (2) in 17 ausgeschaltet wird, wird die in der Erregerinduktivität des Transformators 103 gespeicherte Erregerenergie über die Tertiärwicklung N3 des Transformators 103 und die Diode 104 an die Gleichstromquelle 101 abgegeben. In der Sekundärwicklung N2 des Transformators 103 entsteht dabei eine Spannung gleich dem -(N2/N1)fachen der Spannung an der Primärwicklung, und eine Sperrspannung wird an die Diode 108 angelegt, wodurch der Strom ID1 von der Diode 108 auf die Diode 109 kommutiert.
  • In diesem Moment wird die in der Glättungsdrossel 106 gespeicherte Energie über die Diode 109 an die Lastseite abgeführt.
  • In einem Zeitabschnitt (3) in 17, wenn der Erregerstrom Im1 null wird, wird eine Sperrspannung Vin an die Diode 104 angelegt, um diese zu sperren, was dazu führt, daß die Spannung VP1 an der Primärwicklung des Transformators 103 null wird. Im Zeitabschnitt (3) wird die in der Glättungsdrossel 106 gespeicherte Energie kontinuierlich über die Diode 109 an die Lastseite abgegeben.
  • Anschließend wird der MOSFET 102 im Zeitabschnitt (1) erneut eingeschaltet, was dazu führt, daß eine Spannung gleich dem (N2/N1)-fachen der Primärspannung VP1 in der Sekundärwicklung N2 des Transformators 103 erzeugt und eine Sperrspannung an die Diode 109 anlegt wird, wodurch der Strom ID2 von der Diode 109 auf die Diode 108 kommutiert.
  • Danach werden die Zeitabschnitte (1) bis (3) wiederholt, so daß sich die Wellenform des Stroms IL, der in der Glättungsdrossel 106 fließt, aus den Wellenformen von ID1 und ID2 zusammensetzt.
  • 18 zeigt einen zweiten Stand der Technik einer Synchrongleichrichterschaltung, in der anstelle der Dioden 108 und 109 im Vorwärtsstromrichter von 16 MOSFETs (n-Kanal-Verarmungs-MOSFETs) eingesetzt sind. 19 ist ein Zeitdiagramm, das die Arbeitsweise der in 18 gezeigten Schaltung darstellt. In 18 sind Komponenten mit der gleichen Funktion wie in 16 mit denselben Bezugszeichen versehen und werden nicht noch einmal beschrieben.
  • In 18 bezeichnen die Bezugszahlen 110 und 111 MOSFETs, 113 und 114 Widerstände, die jeweils zwischen dem Gate eines jeweiligen MOSFETs und einem jeweiligen Ende der Sekundärwicklung N2 des Transformators 103 liegen.
  • Wenn die Ausgangsspannung der Synchrongleichrichterschaltung eine Spannung von nur 3,3 V bis 5 V ist, bewirkt in einer Gleichrichterschaltung, die wie die von 16 Dioden verwendet, der Dioden-Durchlaßspannungsabfall (in der Größenordnung von 0,5 bis 1 V), daß der Anteil des Leitungsverlusts sehr groß wird.
  • Im Fall eines negativen Drainstroms im MOSFET fließt der Drainstrom in einer Körperdiode des MOSFETs, wenn keine Spannung zwischen Gate und Source anliegt. Dies bewirkt einen Spannungsabfall in der Größenordnung von 0,5 V. Der Spannungsabfall kann jedoch durch Anlegen einer positiven Spannung zwischen Gate und Source verringert werden, da dies zum selben spezifischen Wiederstand wie dem des Durchlaßwiderstands führt. Der Stand der Technik von 18 wird hier unter Hinweis auf diesen Punkt dargestellt.
  • Die Unterschiede der Schaltung von 18 gegenüber der von 16 liegen, wie in 19 gezeigt, darin, daß im Zeitabschnitt (1) eine Spannung VQ3, die zwischen Drain und Source des MOSFETs 111 anliegt, als dessen Gatesignal an den MOSFET 110 angelegt wird, damit ein negativer Drainstrom IQ2 zur Verringerung des Leitungsverlusts des MOSFETs 110 fließt, sowie darin, daß im Zeitabschnitt (2) eine Spannung VQ2, die zwischen der Drain und der Source des MOSFETs 110 anliegt, als dessen Gatesignal an den MOSFET 111 angelegt wird, damit ein negativer Drainstrom IQ3 fließt, um den Leitungsverlust des MOSFETs 111 zu verringern. Schraffierte Teile in IQ2 und IQ3 in 19 stellen Zeitabschnitte dar, in denen die Leitungsverluste reduziert werden.
  • Bei dem in 18 gezeigten Stand der Technik tritt im Zeitabschnitt (3), die in 19 gezeigt ist, eine Zeitspanne auf, während derer keine Gatespannung an den MOSFET 111 angelegt wird, was die Wirkung der Verringerung des Leitungsverlustes abschwächt. Dies verursachte Probleme der Abnahme des Wirkungsgrads der gesamten Einrichtung sowie einer Vergrößerung einer Kühlvorrichtung infolge des Erfordernisses nach mehr Kühlkapazität, um die erzeugte Hitze abzuführen, und resultierte in dem Mangel, daß die gesamte Einrichtung nicht kompakt und leicht gemacht werden konnte.
  • Demgemäß ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuerschaltung für einen MOSFET zur Synchrongleichrichtung zu schaffen, bei dem eine Gatespannung an dem MOSFET über nahezu die gesamte Zeitspanne, in welcher ein Strom in dem MOSFET fließt, angelegt wird, um dadurch den Minderungseffekt des Leitungsverlustes zu erhöhen und es zu ermöglichen, daß der Wirkungsgrad der Einrichtung vergrößert wird und diese kompakt und mit geringem Gewicht ausgebildet werden kann.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Steuerschaltung gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • Zur Lösung der Aufgabe ist die Kathode einer ersten Diode mit der Drain des MOSFETs für synchrone Gleichrichtung verbunden, eine erste Stromliefereinheit ist mit der Anode der ersten Diode verbunden, und ein Widerstand liegt zwischen der Anode der ersten Diode und der Source des MOSFETs, um eine Spannung über dem Widerstand zu messen. Die Spannung über dem Widerstand ändert sich abhängig vom Spannungsabfall, wenn ein Strom in dem MOSFET fließt. Ob die Spannung über dem Widerstand relativ zu einer ersten Referenzspannung groß oder klein ist, wird mittels einer Spannungsvergleichseinheit festgestellt, deren Ausgangssignal verstärkt wird. Eine Gatespannung wird zwischen Gate und Source des MOSFETs von einer Gatetreibereinheit angelegt, durch die eine Zeitsteuerung zur Ansteuerung des Gates des MOSFETs mit einem bestimmten Stromwert als Referenz erhalten werden soll.
  • Durch Einstellen dieses Referenzstromwerts auf einen kleinen Wert wird es somit möglich, eine Gatespannung nahezu in allen Zeitabschnitten, in denen Strom in dem MOSFET fließt anzulegen, was es ermöglicht, den Leitungsverlust stärker als beim Stand der Technik gemäß 18 zu verringern.
  • Die Weiterbildung gemäß Anspruch 3 erlaubt eine Temperaturkompensation der Durchlaßspannung der ersten Diode zur Verbesserung der Strommeßgenauigkeit.
  • Durch die Weiterbildung des Anspruchs 4 kann die Strommeßgenauigkeit noch weiter verbessert werden.
  • Wenn ein negativer Strom in dem MOSFET absinkt, und die Spannung über dem Widerstand die erste Referenzspannung übersteigt, wird an das Gate des MOSFETs Abschaltpotential angelegt. In diesem Moment fließt ein Strom in der Körperdiode des MOSFETs, um den Durchlaßspannungsabfall zu vergrößern, was von der ersten Spannungsvergleichseinheit als Anstieg des Stroms angese hen wird, woraufhin an das Gate des MOSFETs wieder Einschaltpotential angelegt wird. Als Folge davon wiederholen sich der Ein- und Auszustand, was den Leitungsverlust im MOSFET erhöht. Die Weiterbildung gemäß Anspruch 5 sorgt dafür, daß das Gate des MOSFETs, wenn es einmal in den Auszustand versetzt wurde, nicht wieder angesteuert wird, bis der MOSFET in den Ausschaltzustand gebracht wurde. Dies unterdrückt einen Anstieg des Treiberverlusts.
  • Die Weiterbildung des Anspruchs 6 verringert einen Sperrerholvorgang, wenn ein Strom, der in der Körperdiode des MOSFETs fließt, in die Sperrerholung gebracht wird. Zusammen damit wird, wenn infolge einer Verzögerung der Steuerschaltung des MOSFETs ein Nulldurchgang des negativen Stroms in der Drain des MOSFETs auftritt, bevor das Gatepotential des MOSFETs einen Ausschaltwert annimmt, um einen großen Stromfluß in positiver Richtung in der Drain zu bewirken, bevor der MOSFET abgeschaltet wird, die Anstiegsrate des Stroms nach dem Nulldurchgang auf einen niedrigen Wert begrenzt, um eine Verringerung des Abschaltverlusts zu ermöglichen.
  • Die Weiterbildung des Anspruchs 7 verringert die Anzahl von Komponenten und verkleinert die Komponentenmontagefläche, wodurch die Vorrichtung kompakt gemacht werden kann.
  • Durch die Weiterbildung des Anspruchs 8 oder 9 kann eine Wirkung ähnlich der des Anspruchs 6 erzielt werden.
    •
  • Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen. Es zeigen:
  • 1 ein Schaltbild einer Synchrongleichrichterschaltung, anhand derer die verschiedenen Ausführungsbeispiele der Erfindung erläutert werden,
  • 2 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 2,
  • 4 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 5 ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Diodenkennlinie im Durchlaßbereich zeigt,
  • 6 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 4,
  • 7 ein Schaltbild einer Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 8 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 9 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 8,
  • 10 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 8,
  • 11 ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 12 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 11,
  • 13 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 11,
  • 14 eine schematische Darstellung eines fünften Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 15 eine schematische Darstellung eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
  • 16 ein Schaltbild eines ersten Standes der Technik,
  • 17 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 16,
  • 18 ein Schaltbild eines zweiten Standes der Technik, und
  • 19 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von 18.
  • 1 ist ein Schaltbild, das eine Synchrongleichrichterschaltung zeigt, bei der die einzelnen Ausführungsbeispiele der Erfindung eingesetzt werden können. Die Synchrongleichrichterschaltung besitzt zwischen den Elektroden (Gate, Source und Drain) jedes von zwei MOSFETs 110 und 111 für synchrone Gleichrichtung eine Steuerschaltung 112 gemäß der vorliegenden Erfindung. Komponenten gleicher Funktion wie im Stand der Technik von 18 sind mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht noch einmal erläutert.
  • Erstes Ausführungsbeispiel
  • 2 ist ein Schaltbild einer Steuerschaltung 112a gemäß eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Die nachfolgende Erläuterung dieses und der folgenden Ausführungsbeispiele erfolgt vornehmlich unter Bezugnahme auf den MOSFET 110 gilt aber für beide MOSFETS gleichermaßen, sofern sich im Einzelfall nichts anderes ergibt.
  • In 2 ist eine erste Diode 1 eine Sperrdiode, die verhindert, daß ein hohes elektrisches Potential an das Signalsystem innerhalb der Steuerschaltung 112a angelegt wird, wenn der MOSFET 110 im Sperrzustand ist. Die Anode der Diode 1 ist mit einer ersten Stromliefereinheit 2 verbunden, während ihre Kathode mit der Drain des MOSFETs 110 verbunden ist.
  • Die Stromliefereinheit 2 umfaßt eine Stromquelle zur Lieferung eines Stroms an die Diode 1 und einen Widerstand 3, eine Reihenschaltung aus einer Stromquelle und einem Widerstand oder dergleichen.
  • Eine erste Spannungsvergleichseinheit 5 ermittelt, ob die Spannung V1 über dem Widerstand 3 größer oder kleiner ist als eine Referenzspannung Vref1, die von einer ersten Referenzspannungsquelle 4 stammt, um ein Gatesignal für den MOSFET 110 zu erzeugen. Eine Gatetreiberschaltung 6 dient der Verstärkung des von der Spannungsvergleichseinheit 5 erzeugten Gatesignals und legt das verstärkte Gatesignal an das Gate des MOSFETs 110 an, um diesen anzusteuern.
  • In 2 bezeichnet Vcomp1 die Ausgangsspannung der Spannungsvergleichseinheit 5, VGS die Gate-Source-Spannung des MOSFETs 110, VDS die Drain-Source-Spannung des MOSFETs 110, VF1 die Spannung über der Diode 1 und IF den Durchlaßstrom (ein negativer Drainstrom ID).
  • Als nächstes wird die Arbeitsweise der Schaltung von 2 unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm in 3 erläutert.
  • Die Arbeitsweise soll dabei unterteilt in Zeitabschnitte (1) bis (7) erläutert werden, die den Betriebsablauf umfassen bis ein Strom, der in dem MOSFET 110 in 1 geflossen ist, auf den MOSFET 111 kommutiert, wenn der MOSFET 102 mit einem Stromfluß im MOSFET 110 gesperrt wird, und dann der Strom, der in dem MOSFET 111 geflossen ist, auf den MOSFET 110 kommutiert, wenn der MOSFET 102 erneut eingeschaltet wird.
  • 3 zeigt alle Spannungs- und Stromverläufe an Abschnitten auf Seiten des MOSFETs 111.
  • Zeitabschnitt (1)
  • Der MOSFET 110 befindet sich im Durchlaßzustand, der MOSFET 111 ist gesperrt, und die Diode 1 ist aufgrund einer an ihr anliegenden Sperrspannung ebenfalls gesperrt. Die Spannung V1 über dem Widerstand 3 wird gleich der Spannung einer nicht gezeigten Stromversorgung für die Stromliefereinheit 2. Die Ausgangsspannung Vcomp1 der Spannungsvergleichseinheit 5 auf Seiten des MOSFETs 111 befindet sich auf niedrigem Pegel, und die Gate-Source-Spannung VGS des MOSFETs 111 liegt ebenfalls auf niedrigem Pegel.
  • Zeitabschnitt (2)
  • Wenn der MOSFET 102 eingeschaltet wird, wird der MOSFET 110 abgeschaltet, was dessen Drain-Source-Spannung VDS ansteigen läßt, wodurch die Drain-Source-Spannung VDS des MOSFETs 111 auf null abgesenkt wird.
  • Zeitabschnitt (3)
  • Wenn die Drain-Source-Spannung VDS des MOSFETs 111 null wird, wird eine Körperdiode des MOSFETs 111 in den Leitzustand gebracht, womit ein Durchlaßstrom IF zu fließen beginnt.
  • Außerdem wird die Diode 1 in den Leitzustand gebracht, womit die Spannung V1 über dem Widerstand 3 zu sinken beginnt.
  • Zeitabschnitt (4) Wenn die Spannung V1 über dem Widerstand 3 unter die Referenzspannung Vref1 fällt, wechselt die Ausgangsspannung Vcomp1 der Spannungsvergleichseinheit 5 zu dem hohen Pegel, und die Gate-Source-Spannung VGS des MOSFETs 111 nimmt ebenfalls den hohen Pegel an. Dadurch sinkt der spezifische Widerstand des MOSFETs 111, was den Leitungsverlust verringert. Die Durchlaßspannung Von des MOSFETs nimmt einen Wert an, der durch das Produkt aus dem Durchlaßstrom IF und dem Durchlaßwiderstand Ron bestimmt wird.
  • Zeitabschnitt (5)
  • Der erneut eingeschaltete MOSFET 102 bewirkt, daß der bis dahin im MOSFET 111 geflossene Strom mit einer Abnahmerate (-di/dt = VS1/LS) abzunehmen beginnt, die von einer erzeugten Spannung VS1 und einer nicht gezeigten Induktivität LS der Verdrahtung des Transformators 103 bestimmt wird.
  • In diesem Moment wird eine Spannung in einer parasitären Induktivität zwischen Drain und Source des MOSFETs 111 erzeugt, welche die Drain-Source-Spannung VDS von negativ nach positiv ändert, wodurch eine Sperrspannung an die Diode 1 angelegt wird und diese sperrt. Daher beginnt die Spannung V1 über dem Widerstand 3 zu steigen.
  • Zeitabschnitt (6)
  • Wenn die Spannung V1 über dem Widerstand 3 über die Referenzspannung Vref1 ansteigt, wechselt die Ausgangsspannung Vcomp1 der Spannungsvergleichseinheit 5 zum niedrigen Pegel, und die Gate-Source-Spannung VGS des MOSFETs 111 nimmt ebenfalls den niedrigen Pegel an. Dies verursacht, daß der MOSFET 111 die Eigenschaften einer Körperdiode annimmt.
  • Zeitabschnitt (7)
  • Der MOSFET 111 gelangt in einen Sperrzustand, wobei die Körperdiode in die Sperrerholung kommt, wodurch die Drain-Source-Spannung VDS auf die erzeugte Spannung VS1 des Transformators 103 ansteigt.
  • Danach wiederholen sich die Vorgänge der Zeitabschnitte (1) bis (7). Dies ermöglicht es, an den MOSFET 111 eine Gatespannung über die Zeitabschnitte (4) und (5) anzulegen, die den größten Teil der Zeitabschnitte ausmachen, in denen der Strom IF in dem MOSFET 111 fließt, wodurch eine Verringerung des Leitungsverlusts ermöglicht wird.
  • Zweites Ausführungsbeispiel
  • 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung. Komponenten mit gleicher Funktion wie beim ersten Ausführungsbeispiel von 2 sind mit denselben Bezugszeichen versehen und werden nicht noch einmal erläutert.
  • Bei der Steuerschaltung 112b in 4 ist die Referenzspannungsquelle 4 von 2 durch eine zweite Diode 8 ersetzt. Der Durchlaßspannungsabfall der Diode 8, der sich einstellt, wenn ein Strom von einer zweiten Stromliefereinheit 7 hindurchfließt, dient als erste Referenzspannung Vref1.
  • Die Strom-Spannungs-Kennlinie der Diode im Durchlaßbereich ändert sich abhängig von der Temperatur Tj des pn-Übergangs, wie in 5 gezeigt. Allgemein gilt, je höher die Temperatur Tj des pn-Übergangs wird, umso kleiner wird die Durchlaßspannung bei gleichem Durchlaßstrom IF1 (VFh < VFc)• Wenn, wie im Fall von 2, die Referenzspannung Vref1 für die Spannungsvergleichseinheit 5 konstant gemacht wird, ändert sich deshalb die Spannung V1 über dem Widerstand 3 in Abhängigkeit von der Temperatur, und zwar aufgrund der Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung der Diode 1.
  • 6 zeigt ein Zeitdiagramm, das die Arbeitsweise bei einer Temperaturänderung zeigt. Das Zeitdiagramm von 6 zeigt Zustände, wenn ein Strom in der Glättungsdrossel 106 in 1, etwa im Zustand geringer Last, intermittierend fließt. In 6 ist ein idealer Zustand bei niedriger Temperatur in ausgezogenen Linien gezeichnet, während der Zustand bei hoher Temperatur gestrichelt gezeichnet ist.
  • Eine Gatespannung soll in einem Zeitabschnitt angelegt werden, in dem ein negativer Drainstrom im jeweiligen MOSFET fließt. Dies verringert die Spannung V1 über dem Widerstand 3, wie gestrichelt gezeichnet, wenn die Temperatur hoch wird, und die Durchlaßspannung der Diode 1 geringer wird. Selbst wenn daher ein Durchzündstrom, welches ein Drainstrom ist, der einen Nulldurchgang in positiver Richtung macht (ein in 6 gestrichelt gezeichneter Teil von 1F), erzeugt wird, ist eine Gatespannung kontinuierlich an den MOSFET anzulegen, bis V1 über die Referenzspannung Vref1 steigt. Wenn dann das Gatepotential des MOSFETs den Ausschaltwert annimmt, soll der MOSFET aufgrund des Durchzündstroms abgeschaltet werden, was einen Abschaltverlust verursacht und den Wirkungsgrad verringert. Außerdem wird eine große Stoßspannung erzeugt, was zusätzliche Probleme, wie etwa eine Zunahme von Störsignalen hervorruft.
  • Zur Verhinderung dieser Probleme ist eine Schaltungsanordnung gemäß 4 vorgesehen, bei der zusammen mit einer Minderung der Spannung V1 aufgrund eines Temperaturanstiegs, auch die Referenzspannung Vref1 der Diode 8 verringert wird. Daher bleibt die Relation zwischen der Spannung V1 und der Referenzspannung Vref1 nahezu temperaturunabhängig. Als Folge davon kann die Erzeugung eines Durchzündstroms verhindert werden oder dieser klein gehalten werden. Insbesondere dann, wenn die erste Diode 1 und die zweite Diode 8 nahezu gleiche Temperaturab hängigkeit ihrer Durchlaßkennlinien aufweisen, kann die Erzeugung des Durchzündstroms nahezu vollständig verhindert werden.
  • Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels
  • 7 zeigt eine Modifikation des oben beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiels. Bei der Steuerschaltung 112c dieser Modifikation ist eine Anordnung vorgesehen, bei der der Durchlaßspannungsabfall der Diode 8 über einen Spannungspuffer 9 an den Eingangsanschluß der Spannungsvergleichseinheit 5 angelegt wird. Die Arbeitsweise dieser Modifikation ist ähnlich der der in 4 gezeigten Schaltung, so daß eine weitergehende Erläuterung unterbleiben kann.
  • Drittes Ausführungsbeispiel
  • In 8 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. Komponenten gleicher Funktionen wie beim ersten Ausführungsbeispiel von 2 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht noch einmal beschrieben.
  • In 8 ist die Ausbildung der Steuerschaltung 112a die gleiche wie in 2. Bei dem Ausführungsbeispiel von 8 ist jedoch eine sättigungsfähige Drossel 10 zwischen die Drain des MOSFETs 110 (bzw. 111) und die Kathode der Diode 1 der Schaltung von 2 geschaltet. Eine solche sättigungsfähige Drossel 10 kann in ähnlicher Weise bei den Schaltungen der 4 und 7 vorgesehen werden.
  • Die 9 und 10 sind Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkung der Drossel 10.
  • 9 zeigt einen Betriebsablauf, bei dem infolge einer Zeitverzögerung der Steuerschaltung 112a der MOSFET gesperrt wird, indem seine Gatespannung zu einem Zeitpunkt T2 nach einem Nulldurchgang des in dem MOSFET fließenden Stroms einen niedrigen Pegel annimmt, so daß ein Durchzündstrom in dem MOSFET fließt, wie durch eine Schraffur angedeutet. 10 zeigt den Betriebsablauf, wenn die Drossel 10 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel von 8 vorgesehen ist.
  • Die Drossel 10 gelangt bei einem im MOSFET 110 (bzw. 111) in positiver Richtung (IF > 0) fließenden Strom in die Sättigung, so daß ihre Induktivität einen Wert von nahezu Null annimmt. Anschließend nimmt der Strom ab bis zu einem Nulldurchgang, wonach die Sättigung verschwindet und der Wert der Induktivität ansteigt. In diesem Moment zeigt der in dem MOSFET fließende Strom eine plötzliche Verringerung seiner Änderung infolge der Zunahme der Induktivität der Drossel 10. Durch Vorsehen der Drossel 10 zwischen der Drain des MOSFETs und der Kathode der Diode 1, kann somit der Durchzündstrom unterdrückt oder klein gehalten werden, selbst wenn die Gatespannung des MOSFETs etwas verzögert in den Abschaltzustand gelangt.
  • Viertes Ausführungsbeispiel
  • 11 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Komponenten gleicher Funktion wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel von 2 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht noch einmal erläutert.
  • Bei der Steuerschaltung 112d in 11 bezeichnet eine Bezugszahl 11 eine zweite Referenzspannungsquelle, die eine zweite Referenzspannung Vref2 liefert. 12 bezeichnet eine zweite Spannungsvergleichseinheit, an der die zweite Referenzspannung Vref2 und die Spannung V1 über dem Widerstand 3 anliegen. 13 bezeichnet eine Verzögerungsschaltung, an die die Ausgabe der zweiten Spannungsvergleichseinheit 12 angelegt wird. 14 bezeichnet ein ODER-Glied, an dem die Ausgabe Vcomp1 der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 und die Ausgabe der Verzögerungsschaltung 13 anliegen. 15 bezeichnet ein RS-Flipflop, an welches die Ausgabe des ODER-Glieds 14 und die Ausgabe der zweiten Spannungsvergleichseinheit 12 als Setzsignal bzw. Rücksetzsignal angelegt sind. 16 schließlich bezeichnet ein UND-Glied, an dem die Ausgabe des RS-Flipflops und diejenige der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 anliegen. Die Ausgabe des UND-Glieds 16 wird der Gatetreibereinheit 6 zugeführt.
  • 12 zeigt ein Zeitdiagramm für den Fall, daß der Durchlaßstrom IF allmählich abnimmt von einem Zustand, bei dem die Gatespannung VGS des MOSFETs unter einer solchen Voraussetzung wie etwa einer geringen Last angelegt wird und der Betrieb durchgeführt wird mit der Spannung V1 über dem Widerstand 3 im Bereich der ersten Referenzspannung Vref1. Wenn die Spannung V1 über dem Widerstand über die erste Referenzspannung Vref1 ansteigt, bewirkt sie, daß die Ausgabe der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 den niedrigen Pegel annimmt, was die Gatespannung des MOSFETs auf einen niedrigen Pegel bringt. Dadurch wird die Drain-Source-Spannung VDS des MOSFETs zur Durchlaßspannung einer Körperdiode, die zunimmt. In diesem Moment bewirkt die unter die erste Referenzspannung Vref1 gefallene Spannung V1 über dem Widerstand 3, daß die Gatespannung des MOSFETs wieder den hohen Pegel annimmt. Dies bewirkt, daß die Drain-Source-Spannung VDS des MOSFETs zu einem Spannungsabfall Von wird, der von dem Produkt des Durchlaßwiderstands Ron und des Durchlaßstroms IF bestimmt wird und klein ist.
  • Die Wiederholung dieser Vorgänge bewirkt, daß das Gate des MOSFETs mit hoher Frequenz einund ausgeschaltet wird, was ro einem Anstieg des Treiberverlusts und damit zur Verringerung des Wirkungsgrads der Vorrichtung führt.
  • Bei dem in 11 gezeigten vierten Ausführungsbeispiel ist zur Verhinderung, daß das Gate des MOSFETs in dieser Weise mit hoher Frequenz ein- und ausgeschaltet wird, eine Anordnung vorgesehen derart, daß, wenn die Spannung V1 über dem Wiederstand 3 einmal über die erste Referenzspannung Vref1 angestiegen ist, keine Gatespannung erzeugt wird, bis V1 auf die zweite Referenzspannung Vref2 ansteigt. 13 zeigt ein Zeitdiagramm, was den Betriebsablauf für diesen Fall darstellt.
  • Das RS-Flipflop 15 in 11 wird zu dem Zeitpunkt der Abfallflanke der Ausgabe Vcomp1 der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 gesetzt und zum Zeitpunkt der Abfallflanke der Ausgabe Vcomp2 der zweiten Spannungsvergleichseinheit 12 zurückgesetzt.
  • Um zu verhindern, daß das RS-Flipflop 15 in einem Zeitabschnitt gesetzt wird, in dem die Spannung V1 über dem Widerstand 3 unterhalb der ersten Referenzspannung Vref1 liegt, werden die Ausgabe Vcomp2 der zweiten Spannungsvergleichseinheit 12, durch die Verzögerungsschaltung 13 verzögert, als ein Signal, und die Ausgabe Vcomp1 der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 als ein weiteres in das ODER-Glied 14 eingegeben. Die Ausgabe des ODER-Glieds 14 wird dann als Setzsignal für das RS-Flipflop 15 verwendet.
  • Außerdem dienen das Ausgangssignal des RS-Flipflops 15 und die Ausgabe Vcomp1 der ersten Spannungsvergleichseinheit 5 als Eingaben für das UND-Glied 16, damit das Ausgangssignal des UND-Glieds 16 erneut zu einem Gatetreibersignal wird. Dies führt im Fall, daß die Spannung V1 über dem Widerstand 3 einmal über die erste Referenzspannung Vref1 angestiegen ist, dazu, daß das Gatesignal nicht erzeugt wird, bis die Spannung V1 über der zweiten Referenzspannung Vref2 liegt. Daher ist es möglich zu verhindern, daß das Gatesignal mit hoher Frequenz ein- und ausschaltet, und die Gatetreiberleistung erhöht.
  • In der Schaltung von 11 wird die erste Referenzspannung Vref1 als konstant angenommen. Sie kann jedoch unter Verwendung des Durchlaßspannungsabfalls der Diode 8 temperaturabhängig sein, wie dies bei den 4 und 7 der Fall ist.
  • Fünftes Ausführungsbeispiel
  • 14 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung. 14 ist eine Darstellung, bei der die Steuerschaltung 112 (112a bis 112d) der Erfindung als IC-Chip zur Montage auf dem Chip des MOSFETs 110 bzw. 111 ausgebildet ist. Die Bezugszahl 18 bezeichnet ein gedrucktes Leitungsmuster, und 19 bezeichnet Drähte.
  • Das Gate des MOSFETs ist mit einem Ausgangsanschluß der Gatetreibereinheit 6 in der Steuerschaltung 112 verbunden, und Anschlüsse sind vorgesehen für die Verbindung der Source des MOSFETs mit Masse der Steuerschaltung 112, zur Verbindung der Kathode der Diode 1 mit der Drain des MOSFETs, und zur Entnahme einer Stromversorgungseingabe für die Steuerschaltung 112 (man beachte, daß hier die Bezugszahl 112 stellvertretend für die Bezugszahlen 112a bis 112d verwendet wird). Dies schafft eine Verbundeinrichtung mit drei Anschlüssen unter Verwendung eines Standardgehäuses wie etwa TO220 oder TO3P, das seit langem verwendet wird, und ermöglicht damit, daß die Vorrichtung durch Verringerung der Anzahl von Komponenten kompakt gemacht wird.
  • Sechstes Ausführungsbeispiel
  • 15 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein magnetisches Material 17 mit einer Sättigungscharakteristik um den Chip des MOSFETs 110 (bzw. 111) herum angeordnet. Die Arbeitsweise dieses Ausführungsbeispiels ist die gleiche wie die des dritten Ausführungsbeispiels von 8, so daß eine weitergehende Erläuterung unterbleiben kann.
  • Durch Einsetzen des magnetischen Materials 17 mit Sättigungscharakteristik in einem Halbleitergehäuse in dieser Weise wird es möglich, die Anzahl von Komponenten zu verringern.
  • Wie voranstehend beschrieben, kann gemäß der Erfindung in nahezu allen Zeitabschnitten, in denen ein negativer Strom in einem MOSFET für synchrone Gleichrichtung fließt, eine Spannung an das Gate angelegt werden. Dadurch kann ein Gleichrichtungsverlust unterdrückt oder auf einen geringen Wert beschränkt werden, um den Wirkungsgrad der Vorrichtung zu erhöhen. Zusammen damit kann eine Kühlvorrichtung kompakt ausgebildet werden, weil die Kühlkapazität der gesamten Vorrichtung kleiner sein kann. Schließlich kann die Vorrichtung kompakt und mit geringem Gewicht ausgebildet werden.

Claims (9)

  1. Steuerschaltung für einen MOSFET (110; 111) für synchrone Gleichrichtung zum Anlegen einer Gatespannung zwischen Gate und Source des MOSFETs während einer Zeitspanne, in welcher Strom von der Source des MOSFETs zur Drain fließt, gekennzeichnet durch: eine erste Stromliefereinheit (2), eine erste Diode (1), deren Anode mit dem Ausgang der Stromliefereinheit (2) verbunden ist, und deren Kathode mit der Drain des MOSFETs (110; 111) verbunden ist, einen Widerstand (3) zwischen der Anode der ersten Diode (1) und der Source des MOSFETs, eine Spannungsvergleichseinheit (5) zum Vergleich der Spannung über dem Widerstand (3) und einer ersten Referenzspannung (Vref 1), und eine Gatetreibereinheit (6) zur Verstärkung des Ausgangssignals der Spannungsvergleichseinheit zum Anlegen einer Gatespannung zwischen Gate und Source des MOSFETs (110; 111).
  2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Referenzspannung von einer Konstantspannungsquelle (11) angelegt wird.
  3. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als erste Referenzspannung der Durchlaßspannungsabfall einer von einer zweiten Stromliefereinheit (7) mit Strom versorgten zweiten Diode (8) verwendet wird.
  4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperaturabhängigkeiten der Durchlaßkennlinie der ersten Diode (1) und derjenigen der zweiten Diode (8) nahezu gleich sind.
  5. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung so getroffen ist, daß, falls die Differenz zwischen der Spannung über dem Widerstand (3) und der ersten Referenzspannung (Vref1) gleich oder kleiner als ein bestimmter Wert wird, keine Gatespannung für den MOSFET (110; 111) erzeugt wird.
  6. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine sättigungsfähige Drossel (10) zwischen die Drain des MOSFETs (110; 111) und die Kathode der ersten Diode (1) geschaltet ist.
  7. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß sie als ein IC-Chip zur Montage auf dem Chip des MOSFETs (110; 111) ausgebildet ist.
  8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein magnetisches Material (17) mit Sättigungscharakteristik um die als ein IC-Chip, montiert auf dem Chip des MOSFETs, ausgebildete Steuerschaltung (112) herum angeordnet ist.
  9. Steuerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein magnetisches Material (17) mit Sättigungscharakteristik um den MOSFET (110, 111) herum angeordnet ist.
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