DE10207137A1 - Systeme und Verfahren zum Steuern des Ladungsprofils eines synchronen Schaltransistors - Google Patents
Systeme und Verfahren zum Steuern des Ladungsprofils eines synchronen SchaltransistorsInfo
- Publication number
- DE10207137A1 DE10207137A1 DE10207137A DE10207137A DE10207137A1 DE 10207137 A1 DE10207137 A1 DE 10207137A1 DE 10207137 A DE10207137 A DE 10207137A DE 10207137 A DE10207137 A DE 10207137A DE 10207137 A1 DE10207137 A1 DE 10207137A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- coil
- transistor
- switching transistor
- body diode
- regulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
Abstract
Durch die vorliegende Erfindung werden Systeme und Verfahren zum Reduzieren eines Rückstroms durch eine Bodydiode in einem synchronen Schalttransistor bereitgestellt. Eine Spule ist im Kommutationsweg der Bodydiode des synchronen Schalttransistors angeordnet. Die Spule verlangsamt die Anstiegsrate des Rückstroms, um Lawineneffekte im synchronen Schalttransistor zu reduzieren. Dadurch wird die Rückstromspitze durch die Bodydiode des synchronen Schalttransistors reduziert, wenn die Bodydiode kommutiert, wodurch der Leistungsverlust des Hauptschaltertransisitors reduziert wird. Eine Spule kann mit beiden Schalttransistoren verbunden sein, so daß der Leistungsverlust reduziert wird, wenn der Regler als Abwärts- oder Aufwärtsregler betrieben wird. Eine Diode und ein Recovery Switcher können mit der Spule verbunden sein, um Energie in der Spule zum Eingangs- oder Ausgangskondensator zurückzuübertragen, nachdem die Bodydiode kommutiert hat.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft die Reduzierung des
Leistungsverlusts in einem synchronen Schaltregler. Die vor
liegende Erfindung betrifft insbesondere Systeme und Verfah
ren zum Steuern des in der Bodydiode eines synchronen
Schalttransistors während ihrer durch den Hauptschalttrans
sistor erzwungenen Kommutation verbleibenden Ladungsprofils.
Ein synchroner Schaltregler weist zwei Schalttransisto
ren auf, die durch eine Steuerschaltung relativ zueinander
phasenverschoben ein- und ausgeschaltet werden. Die Schalt
transistoren weisen einen Hauptschalttransistor und einen
synchronen Schalttransistor auf. Wenn der synchrone Schalt
transistor in jedem Zyklus ausgeschaltet ist, wird der der
Kanalstrom des synchronen Schalttransistors in seine Bodydi
ode geleitet. Kurze Zeit später schaltet der Hauptschalt
transistor ein, und ein Reverse-Recovery-Strom oder Rück
strom fließt durch beide Schalttransistoren. Der Rückstrom
steigt rasch auf einen großen Wert an, wodurch ein wesentli
cher Leistungsverlust entsteht, weil die Bodydiode des syn
chronen Schalttransistors noch nicht kommutiert oder umge
schaltet hat.
Es wäre daher wünschenswert, einen synchronen Schalt
regler bereitzustellen, der die Anstiegsrate des Rückstroms
und den maximalen Strom in beiden Schalttransistoren zum
Zeitpunkt der Kommutation der Bodydiode des synchronen
Schalttransistors reduziert.
Es wäre außerdem wünschenswert, einen synchronen
Schaltregler bereitzustellen, der den Leistungsverlust durch
Steuern des Profils der in der Bodydiode eines synchronen
Schalttransistors verbleibenden Ladung zum Zeitpunkt ihrer
durch den Hauptschalttransistor erzwungenen Kommutation re
duziert.
Es wäre außerdem wünschenswert, einen synchronen
Schaltregler bereitzustellen, der den Leistungsverlust in
den Schalttransistoren unabhängig davon reduziert, ob der
Schaltregler als Buck- oder Abwärtregler bzw. als Boost-
oder Aufwärtsregler betrieben wird.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen
synchronen Schaltregler bereitzustellen, der die Anstiegsra
te des Rückstroms und den maximalen Strom in beiden Schalt
transistoren zum Zeitpunkt der Kommutation der Bodydiode des
synchronen Schalttransistors reduziert.
Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen synchronen Schaltregler bereitzustellen, der den Leis
tungsverlust durch Steuern des Profils der in der Bodydiode
eines synchronen Schalttransistors verbleibenden Ladung zum
Zeitpunkt ihrer durch den Hauptschalttransistor erzwungenen
Kommutation reduziert.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen synchronen Schaltregler bereitzustellen, der den Leis
tungsverlust in den Schalttransistoren unabhängig davon re
duziert, ob der Schaltregler als Buck- oder Abwärtregler
bzw. als Boost- oder Aufwärtsregler betrieben wird.
Durch die vorliegende Erfindung werden Systeme und Ver
fahren zum Steuern des durch Bodydioden von Schalttransisto
ren fließenden Stroms bereitgestellt. Erfindungsgemäße
Schaltregler weisen ein induktives Bauelement bzw. eine Spu
le auf, die im Kommutationsweg der Bodydiode des synchronen
Schaltreglers angeordnet ist. Die Spule steuert das Ladungs
profil der Bodydiode des synchronen Schalttransistors zum
Zeitpunkt, an dem die Bodydiode kommutiert, um den Leis
tungsverlust durch Verlangsamen oder Verzögern der Anstiegs
rate des Rückstroms zu reduzieren. Die Spule reduziert den
durch beide Schalttransistoren fließenden maximalen Rück
strom, wodurch der Leistungsverlust insbesondere im Haupt
schalttransistor reduziert wird.
Erfindungsgemäße Schaltregler, die als Abwärts- oder
Aufwärtsregler verwendbar sind, weisen zwei Spulen auf, die
mit den jeweiligen Schalttransistoren verbunden sind. Die
erste Spule reduziert den Leistungsverlust in einem Schalt
transistor, wenn der Regler als Abwärtsregler betrieben
wird. Die zweite Spule reduziert den Leistungsverlust im an
deren Schalttransistor, wenn der Regler als Aufwärtsregler
betrieben wird. Eine Diode und ein Recovery Switcher können
in der vorliegenden Erfindung derart verwendet werden, daß
die in der Spule gespeicherte Energie abgeleitet werden
kann, wenn die Bodydiode ausschaltet.
Die vorstehend erwähnten Aufgaben und Merkmale der vor
liegenden Erfindung werden anhand der folgenden ausführli
chen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeich
nungen verdeutlicht, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche
Bauelemente bezeichnen; es zeigen
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines herkömmli
chen synchronen Abwärtsschaltreglers;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines herkömmli
chen synchronen Aufwärtsschaltreglers;
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines anderen her
kömmlichen synchronen Schaltreglers;
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines noch anderen
herkömmlichen synchronen Schaltreglers;
Fig. 5A eine schematische Darstellung einer exemplari
schen Ausführungsform eines gemäß den Prinzipien der vorlie
genden Erfindung konstruierten synchronen Schaltreglers;
Fig. 5B eine schematische Darstellung einer exemplari
schen Ausführungsform eines gemäß den Prinzipien der vorlie
genden Erfindung konstruierten Recovery Switchers;
Fig. 5C eine schematische Darstellung einer anderen ex
emplarischen Ausführungsform eines gemäß den Prinzipien der
vorliegenden Erfindung konstruierten Recovery Switchers; und
Fig. 6, 7 und 8 schematische Darstellungen weiterer
exemplarischer Ausführungsformen von gemäß den Prinzipien
der vorliegenden Erfindung konstruierten synchronen Schalt
reglern.
Fig. 1 zeigt einen herkömmlichen synchronen Schaltreg
ler 10. Der Schaltregler 10 weist einen n-Kanal-Hauptschalt-
MOSFET 11, einen synchronen Schalt-MOSFET 12, eine Hauptspu
le 13, einen Kondensator 16 bei VOUT, einen Kondensator 18
bei VIN und eine Schaltreglersteuerschaltung 14 auf. Der
Schaltregler 10 ist als Step-Down- oder Abwärtswandler kon
figuriert. Der Ausgangsstrom IOUT des Reglers 10 fließt von
VIN über die Spule 13 zu VOUT. Die Steuerschaltung 14 schaltet
die Schalttransistoren 11 und 12 relativ zueinander phasen
verschoben synchron.
In jedem Schaltzyklus können zwischen dem Zeitpunkt, an
dem ein Schalttransistor ausschaltet, und dem Zeitpunkt, an
dem der andere Schalttransistor einschaltet, Totzeiten vor
gesehen sein. Während einer Totzeit sind beide Schalttran
sistoren ausgeschaltet. Beispielsweise verstreicht, nachdem
der synchrone Schalttransistor 12 ausschaltet, ein als Tot
zeit bezeichnetes Zeitintervall, bevor der Hauptschalttran
sistor 11 einschaltet. Durch die Bodydiode des Transistors
fließt während dieser Totzeit ein Durchlaßstrom. Wenn der
Haupttransistor 11 einschaltet, fließt weiterhin ein Durch
laßstrom in der Bodydiode des Transistors 12. Daher hat die
Bodydiode des Transistors 12 nicht kommutiert. Eine Diode
hat kommutiert, wenn die Diode den durch sie hindurch flie
ßenden Sperrstrom bis zur Durchbruchspannung der Diode blo
ckiert. Weil die Bodydiode des Transistors 12 nicht kommu
tiert hat, wenn der Transistor 11 einschaltet, beginnt ein
großer Rückstrom von VIN über den Transistor 11 und die Body
diode des Transistors 12 zur Masse zu fließen.
Dieser große Rückstrom verursacht mehrere Probleme. Er
stens veranlaßt er, daß im Haupttransistor 11 als Ergebnis
der Widerstandseigenschaften seines Kanals Wärme und ein un
erwünschter Leistungsverlust erzeugt werden. Zweitens tritt
eine lokale Verarmung von Ladungsträgern in der Bodydiode
des synchronen Schalttransistors 12 auf. Diese lokale Verar
mung von Ladungsträgern in der Bodydiode des Transistors ver
anlaßt, daß die Bodydiode den Rückstromfluß relativ früh
unterbricht. Wenn dies der Fall ist, ist die Ladungsvertei
lung in der Bodydiode des Transistors 12 nicht vorteilhaft
dafür, daß die Bodydiode in die Lage versetzt wird, zu ver
hindern, daß unter einer großen Sperrspannung weiterhin ein
Rückstrom durch sie hindurch fließt. Daher kommutiert die
Bodydiode nur eingeschränkt oder bedingt.
Wenn die Bodydiode den Rückstromfluß unterbricht, nimmt
die Sperrspannung über die Bodydiode schnell bis zu einem
Punkt zu, an dem Ladungsträger beginnen, sich lawinenartig
über den vorstehend diskutierten lokalen Verarmungsbereich
auszubreiten. Der große Rückstrom, der zuvor durch die Body
diode geflossen ist, bevor sie den Rückstromfluß unterbro
chen hat, fördert die rasche Anstiegsrate der Sperrspannung
über die Bodydiode. Nachdem die Sperrspannung über die Body
diode ausreichend angestiegen ist, verursacht der Lawinenef
fekt einen großen Stromimpuls durch die Bodydiode und er
zeugt viele unerwünschte Ladungsträger. Dieser große Strom
impuls verursacht einen unerwünschten Leistungsverlust im
Haupttransistor 11. Die unerwünschten Ladungsträger tragen
zur Erwärmung der Transistoren 11 und 12 bei und verursachen
eine Beta-Multiplikation im parasitären bipolaren Übergang
des Transistors 12, wobei durch beide Effekte ein weiterer
unerwünschter Leistungsverlust verursacht wird.
Der in Fig. 2 dargestellte Schaltregler 20 hat die
gleiche Schaltungsstruktur wie der Regler 10, außer daß VIN
und VOUT vertauscht sind. Der Ausgangsstrom IOUT des Reglers 20
fließt von VIN über die Spule 13 zum Kondensator 18 bei VOUT.
Der Schaltregler 20 ist als Step-Up- oder Aufwärtswandler
konfiguriert. Wenn der Schalttransistor 11 ausschaltet,
fließt der Durchlaßstrom weiterhin durch eine Bodydiode des
Transistors 11 zum Kondensator 18. Nachdem der Transistor 12
eingeschaltet hat, fließt ein Rückstrom durch die Transisto
ren 11 und 12 zur Masse. Im Transistor 11 kann ein Lawinen
effekt auftreten, durch den der unerwünschte Leistungsver
lust zunimmt, wie vorstehend unter Bezug auf Fig. 1 disku
tiert wurde.
Die vorstehend beschriebenen herkömmlichen Verfahren
zum Reduzieren der unerwünschten Effekte großer Rückströme
werden anhand des synchronen Schaltreglers 30 in Fig. 3 er
läutert. Der Regler 30 kann als Abwärts- oder Aufwärtsregler
verwendet werden. Der Regler 30 wird durch Verbinden von Wi
derständen 21 und 22 mit den Gate-Elektroden der Transisto
ren 11 und 12 gebildet. Die Widerstände 21 und 22 verzögern
oder verlangsamen die Geschwindigkeit, mit der die Transis
toren 11 und 12 einschalten. Die Widerstände 21 und 22 ver
zögern oder verlangsamen außerdem die Stromanstiegsrate im
Kommutationsweg der Bodydiode. Die Widerstände 21 und 22
können jedoch auch den Einschaltvorgang der Transistoren 11
und 12 derart verlangsamen, daß Shoot-Through-Probleme auf
treten.
Eine andere bekannte Einrichtung zum Reduzieren der un
erwünschten Effekte großer Rückströme ist in Form des syn
chronen Schaltregler 40 in Fig. 4 dargestellt. Der Regler
40, der als Abwärts- oder Aufwärtsregler betreibbar ist,
weist Schottky-Dioden 24 und 25 auf, die mit den Bodydioden
der Transistoren 11 und 12 im Regler 40 parallelgeschaltet
sind. Die Dioden 24 und 25 reduzieren einen Teil des dem
Rückstrom zugeordneten Leistungsverlusts, indem sie einen
Teil des Stroms leiten. Die Leistungseinsparung ist jedoch
vernachlässigbar, weil lediglich etwa 10% des Stroms in die
Schottky-Dioden fließt.
Erfindungsgemäße Schaltregler reduzieren die Anstiegs
rate des Rückstroms, indem eine Spule im Kommutationsweg der
Bodydiode des synchronen Schalttransistors angeordnet ist.
Die Spule veranlaßt, daß Ladungsträger im synchronen Schalt
transistor sich gleichmäßig umverteilen, um eine lokale La
dungsträgerverarmung zu reduzieren. Der Rückstrom und der
durch ihn verursachte Leistungsverlust werden wesentlich re
duziert. Eine Spule kann mit jedem Schalttransistor in einem
synchronen Schaltregler verbunden werden, so daß eine Leis
tungseinsparung unabhängig davon auftritt, ob der Schaltreg
ler als Abwärts- oder Aufwärtsregler verwendet wird. Eine
Diode und ein Recovery Switcher können den erfindungsgemäßen
Schaltreglern hinzugefügt werden, um die durch die Spule
aufgenommene Energie zurückzugewinnen, wenn die Bodydiode
ausschaltet.
Der Schaltregler 50 in Fig. 5A ist eine vereinfachte
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Schaltregler
50 weist n-Kanal-MOSFET-Schalttransistoren 31 und 32, Kon
densatoren 36 und 38, eine Hauptspule 33, Dioden 41 und 42,
Spulen 51 und 52, Recovery Switcher 44 und 46 und eine
Schaltreglersteuerschaltung 34 auf. Die Hauptspule 33 spei
chert Energie, die vom Eingangskondensator zum Ausgangskon
densator übertragen wird. Die Schalttransistoren 31 und 32
werden durch die Steuerschaltung 34 relativ zueinander pha
senverschoben synchron geschaltet, so daß, wenn der eine
Transistor eingeschaltet ist, der andere ausgeschaltet ist.
Die Schalttransistoren 31 und 32 sind zusammen zwischen dem
Kondensator 38 und Masse geschaltet. Erfindungsgemäß können
zwei Schaltungselemente auch dann miteinander verbunden
sein, wenn die beiden Schaltungselemente nicht direkt mit
einander verbunden sind. Beispielsweise ist die Spule 33
über die Spule 51 mit dem Transistor 31 verbunden, und die
Spule 33 ist über die Spule 52 mit dem Transistor 32 verbun
den.
Die Steuerschaltung 34 kann eine beliebige geeignete
Steuerschaltung für einen synchronen Schaltregler sein. Bei
spielsweise kann die Steuerschaltung 34 ein Spanungsmodus-
oder ein Strommodusregler mit einer Rückkopplungsschleifen
schaltung sein, z. B. mit einem Widerstandsteiler (nicht
dargestellt), der mit Vout verbunden ist, und eine konstante
AUS-Zeitsteuerung oder eine konstante EIN-Zeitsteuerung mit
einer variablen Frequenz oder einer Pulsbreitenmodulation
mit einer konstanten Frequenzsteuerung des Tastverhältnisses
der Schalttransistoren aufweisen. Wenn die Steuerungsschal
tung 34 eine Strommodussteuerung aufweist, kann beispiels
weise ein Abtast- oder Meßwiderstand zwischen der Spule 33
und dem Kondensator 36, zwischen dem Transistor 31 und dem
Kondensator 38 oder zwischen dem Transistor 32 und Masse ge
schaltet sein. Ein Stromvergleicher in der Schaltung 34
überwacht den durch den Abtast- oder Meßwiderstand fließenden
Strom in einem Strommoduscontroller. Herkömmlich werden auch
andere Stromerfassungsmechanismen verwendet. Die Steuer
schaltung 34 weist Treiber zum Ein- und Ausschalten der
Transistoren 31 und 32 auf.
Der Schaltregler 50 kann als Abwärtsregler verwendet
werden, in dem VIN größer ist als VOUT, oder als Aufwärtswand
ler, in dem VIN kleiner ist als VOUT. Der Regler 50 ist ein
Abwärtsschaltregler, wenn VIN mit dem Kondensator 38 und VOUT
mit dem Kondensator 36 verbunden ist. Wenn ein MOSFET-
Transistor eingeschaltet ist (z. B. die MOSFETS 31 und 32),
kann zwischen der Source- und der Drain-Elektrode des Tran
sistors Strom fließen. Wenn der MOSFET ausschaltet, kann in
der Bodydiode des Transistors Strom fließen. Die Source-
Elektrode und die Bodydiode der n-Kanal-Transistoren 31 und
32 sind wie in Fig. 5A dargestellt miteinander verbunden.
Daher weist die Bodydiode in jedem der Transistoren 31 und
32 einen pn-Übergang zwischen einem n-dotierten Drain-
Bereich und einem p-dotierten Bodybereich auf. Wenn der MOS-
FET ausgeschaltet und sein Drain-Body-pn-Übergang in Vor
wärts- oder Durchlaßrichtung vorgespannt ist, kann in seiner
Bodydiode Strom fließen.
In der Bodydiode des Transistors 31 kann Strom fließen,
wenn der Regler 50 als Aufwärtsregler betrieben wird. In der
Bodydiode des Transistors 32 kann Strom fließen, wenn der
Regler 50 als Abwärtsregler betrieben wird. Ein Rückstrom
veranlaßt, daß die Bodydiode kommutiert. Wenn der Rückstrom
ansteigt, nimmt auch der Leistungsverlust im Regler 50 (ins
besondere im Hauptschalttransistor) zu. Spulen 51 und 52 im
Regler 50 reduzieren die Rückstromspitze wesentlich, um den
Leistungsverlust zu reduzieren, wie nachstehend beschrieben
wird. Die Spulen 51 und 52 können alternativ Wicklungen ei
nes Transformators oder einer Drosselspule sein.
Wenn der Schalttransistor 31 eingeschaltet ist, fließt
Strom durch den Schalttransistor 31 und die Spulen 51 und
33. Wenn der Schalttransistor 32 eingeschaltet ist, fließt
Strom durch den Schalttranssistor 32 und die Spulen 52 und
33. Diese Stromwege existieren unabhängig davon, ob der Reg
ler als Abwärts- oder als Aufwärtsschaltung konfiguriert
ist. Die Induktivität der Spule 33 kann z. B. 75- bis 300-mal
so groß sein wie die Induktivität der Spule 51. Das Verhält
nis der Induktivitäten zwischen der Spule 52 und der Spule
33 kann einen ähnlichen Wert aufweisen. Diese Induktivitäts
verhältnisse sind exemplarische Werte, und es können gegebe
nenfalls andere Verhältnisse verwendet werden.
Die folgende Diskussion betrifft den als Abwärtsregler
konfigurierten Schaltregler 50, in dem der Kondensator 36
mit VOUT und der Kondensator 38 mit VIN verbunden ist. Es wird
vorausgesetzt, daß der Schalttransistor 31 aus- und der
Schalttransistor 32 eingeschaltet ist und Strom von Masse
über den Transistor 32 und die Spulen 52 und 33 zu VOUT
fließt. Anschließend wird der Schalttransistor 32 ausge
schaltet. In den Schaltkreis der Steuerschaltung 34 kann ei
ne kurze Totzeit eingeführt werden, wenn beide Schalttran
sistoren ausgeschaltet sind, bevor der Transistor 31 ein
schaltet, um einen Querstromfluß durch die Transistoren 31
und 32 zu verhindern. Während dieser Totzeit fließt Strom
von Masse durch die Bodydiode des Transistors 32 und die
Spule 52 zur Spule 33.
Wenn die Totzeit endet, schaltet der Transistor 31 ein,
und nun fließt Strom von VIN am Kondensator 38 durch den
Trasnsistor 31 und die Spule 51. Die Induktivität der Spule
51 und die Größe der Spannung des Kondensators 38 bestimmen
die Stromanstiegsrate im Transistor 31 (gemäß der Gleichung
di/dt = V/L).
Der durch die Spule 51 fließende Strom nimmt zu, nach
dem der Transistor 31 eingeschaltet hat. Wenn der Strom
durch die Spule 51 bis zu einem Punkt angestiegen ist, an
dem er dem Strom durch die Hauptspule 33 gleicht, ist der
Strom durch die Spule 52 gleich null. Nach diesem Punkt
nimmt die Spannung am Knoten 53 zu. Die Bodydiode des Tran
sistors 32 hat zu diesem Zeitpunkt jedoch nicht kommutiert
und blockiert daher den Sperrstromfluß nicht.
Die Spannung zwischen dem Knoten 53 und Masse wird über
die Spule 52 erzeugt. Die Spannung am Knoten 53 ist nun po
sitiv, und die Stromrichtung in der Bodydiode des Transsi
tors 32 hat sich umgekehrt. Ein Rückstrom (d. h. von VIN zu
Masse) fließt durch den Transistor 31, die Spulen 51 und 52
und die Bodydiode des Transistors 32. Der Rückstrom entfernt
Ladungsträger vom Transistor 32, so daß seine Bodydiode kom
mutiert. Die Induktivität der Spulen 51 und 52 steuert die
Anstiegsrate des Rückstroms im Transistor 32. Die Spulen 51
und 52 reduzieren die Anstiegsrate des Rückstroms so, daß
Ladungsträger gleichmäßig aus dem Transistor 32 austreten.
Dadurch werden die lokale Verarmung von Ladungsträgern im
Transistor 32 und die sich dadurch möglicherweise ergebenden
unerwünschten Lawineneffekte reduziert. Der Induktivitäts
wert der Spule 52 wird so gewählt, daß die Ladungsträgerver
teilung in der Bodydiode des Transistors 32 auf eine Weise
umverteilt wird, gemäß der Lawineneffekte reduziert werden.
Wenn der Rückstrom in der Spule 52 zunimmt, werden Mi
noritätsträger im Verarmungsbereich des pn-Übergangs der Bo
dydiode des Transistors 32 entfernt, und der Verarmungsbe
reich wird verbreitert. Schließlich kommutiert die Bodydiode
des Transistors 32 und blockiert den Sperrstromfluß. Durch
Reduzieren der Anstiegsrate des Rückstroms wird das Ladungs
profil des Transistors 32 derart umverteilt, daß die Bodydi
ode des Transistors 32 bei einem niedrigeren Rückstrom kom
mutiert. Dadurch reduziert die Spule 52 die der Kommutierung
der Bodydiode des Transistors 32 zugeordnete Rückstromspitze
wesentlich, wodurch die Verlustleistung des Transistors 31
wesentlich abnimmt. Der Gesamtwirkungsgrad des Reglers 50
nimmt durch die Verwendung der Spule 52 zu.
Es fließt weiterhin Strom in der Spule 52, nachdem die
Bodydiode des Transistors 32 kommutiert hat. Wenn die
Bodydiode einmal kommutiert hat, wird der Strom in der Spule
52 über die Diode 42 zum Recovery Switcher 44 umgeleitet.
Die Diode 42 stellt einen Weg für die Energie in der Spule
52 zum Recovery Switcher 44 bereit. Der Recovery Switcher 44
ist ein Schaltregler, der die Energie von der Spule 52 zu VIN
am Kondensator 38 zurücküberträgt, wodurch eine weitere
Leistungseinsparung und ein höherer Wirkungsgrad erreicht
werden.
Der Recovery Switcher 44 weist einen mit der Diode 42
verbundenen Eingangsanschluß 44A und einen mit dem Kondensa
tor 38 verbundenen Ausgangsanschluß 44B auf. Der Kondensator
38 ist in einer Ausführungsform als Abwärtsregler mit der
Eingangsspannungsquelle des Reglers 50 verbunden. Der Reco
very Switcher 44 weist am Anschluß 44A eine niedrige Ein
gangsimpedanz und am Anschluß 44B eine hohe Ausgangsimpedanz
auf. Der Recovery Switcher 44 regelt seine Eingangsspannung
an der Kathode der Diode 42 auf einen Wert, der höher ist
als die Spannung am Kondensator 38, er regelt jedoch nicht
seine Ausgangsspannung am Kondensator 38. Die Spannung am
Kondensator 38 ist durch die Eingangsspannungsquelle des
Reglers 50 bestimmt. Wenn der Strom durch die Spule 52 auf
null abnimmt, kommutiert die Diode 42.
Der Recovery Switcher 44 kann eine von vielen verschie
denen Topologien aufweisen. Ein Beispiel ist in Fig. 5B dar
gestellt, wobei eine Hochspannungs-Schaltreglerschaltung des
Typs LT1074 so konfiguriert ist, daß sie als Recovery Swit
cher funktioniert. Details der Schaltung LT1074 werden im
Datenblatt der Schaltung LT1074 von 1994 dargestellt und
diskutiert, auf das hierin in seiner Gesamtheit durch Ver
weis Bezug genommen wird. Die LT1074-Steuerschaltung 104 ist
eine nicht-synchrone-Schaltreglerschaltung. Strom fließt vom
Anschluß 44A über einen Schalttransistor und eine Spule 100
zum Anschluß 44B. Ein zwischen einem VIN- und einem VSW-Pin
der Schaltung LT1074 verbundener interner Schalttransistor
wird durch eine PWM- (Pulsbreitenmodulation) Steuerschaltung
ein- und ausgeschaltet. Die PWM-Steuerschaltung wird durch
die Spannung an einem VC- und einem FB-Pin der Steuerschal
tung 104 gesteuert.
Der Recovery Switcher 44 weist Widerstände 105, 109,
110, 111 und 112, eine Schottky-Diode 102, einen Kondensator
113, einen Transistor 107, Zenerdioden 106 und 108, eine Di
ode 115, eine Spule 100, einen Kondensator 103 und einen
Schaltregler 104 auf. Nachstehend werden Beispiele von Bau
element- und Spannungswerten dargestellt. Am Anschluß 44A
können 52 V bereitgestellt werden, wenn die Diode 42 strom
leitend ist, und am Anschluß 44B können 42 V bereitgestellt
werden. Die Durchbruchspannung der Diode 106 kann 7 V betra
gen, die Durchbruchspannung der Diode 108 kann 5,6 V betra
gen, die Widerstände 105 und 109 können 2,2 kΩ-Widerstände
sein, der Widerstand 110 kann ein 100 kΩ-Widerstand sein,
der Widerstand 111 kann ein 3 kΩ2-Widerstand sein und der Wi
derstand 112 kann ein 10 kΩ-Widerstand sein.
Die LT1074-Schaltung weist einen zwischen dem FB-Pin
und dem VC-Pin geschalteten internen Error-Amplifier auf. Der
Eingang des Error-Amplifiers ist mit dem FB-Pin verbunden.
Der FB-Pin ist über die Widerstände 110 und 111 mit dem
Anschluß 44B verbunden, so daß das Frequenzverschiebungs
merkmal der LT1074-Schaltung deaktiviert ist und die Schalt
frequenz des Schalttransistors konstant bleibt. Ein SD-Pin
ist über den Widerstand 110 mit dem Anschluß 44B verbunden,
so daß das Abschaltmerkmal deaktiviert ist.
Der Ausgang des Error-Amplifiers in der Schaltung 104
ist mit dem VC-Pin verbunden. Der mittlere Spulenstrom durch
die Spule 100 ist durch die Induktivität der Spule 100 und
das Tastverhältnis des internen Schalttransistors bestimmt.
Die PWM-Schaltung im Regler 104 bestimmt das Tastverhältnis
des internen Schalttransistors durch Überwachen der Spannung
am VC-Pin. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüs
sen 44A und 44B kleiner ist als eine Schwellenspannung (die
unter Verwendung der vorstehenden exemplarischen Werte
8 Volt beträgt), ist der (bipolare) Transistor 107 ausgeschal
tet, beträgt die Spannung am VC-Pin etwa null Volt, und die
Schaltung 104 gibt einen Nullstrom über die Spule 100 an den
Anschluß 44B aus.
Wenn in der Diode 42 von Fig. 5A ein Durchlaßstrom
fließt, wird die Spannung am Anschluß 44A größer als die
Schwellenspannung, und der bipolare pnp-Transistor 107
schaltet ein. Nun fließt Strom vom Anschluß 44A über den Wi
derstand 105, die Zenerdiode 106, den Transistor 107, die
Zenerdiode 108 und den Widerstand 109 zur Masse, und die
Spannung am VC-Pin, die durch den durch diese Schaltungsele
mente fließenden Strom bestimmt ist, nimmt zu. Die LT1074-
Schaltung erfaßt den Spannungsanstieg am VC-Pin und erhöht
den mittleren Strom in der Spule 100 auf einen Wert über
null. Dadurch führt der Recovery Switcher 44 dem Eingangs
kondensator 38 einen Ausgangsstrom zu, wenn in der Diode 42
ein Durchlaßstrom fließt. Der mittlere Spulenstrom in der
Spule 100 ist durch das Verhältnis der Widerstandswerte der
Widerstände 105 und 109, die Übertragungsfunktion der
LT1074-Schaltung und die Induktivität der Spule 100 be
stimmt.
Nachstehend wird unter Bezug auf Fig. 5A die Funktions
weise der Schaltung als Aufwärtsregler beschrieben. Wenn der
Schaltregler als Aufwärtsregler konfiguriert ist, ist der
Kondensator 38 mit VOUT und der Kondensator 36 mit VIN verbun
den. Wenn der Schalttransistor 31 ein- und der Schalttran
sistor 32 ausgeschaltet ist, fließt Strom von VIN über die
Spule 33, die Spule 51 und den Transistor 31 zu VOUT. Wenn
der Transistor 31 durch die Steuerschaltung 34 ausgeschaltet
wird, fließt weiterhin Strom in der Spule 51 in die gleiche
Richtung, der Spulenstrom wird durch die Bodydiode des Tran
sistors 31 jedoch von seinem Body-Bereich zu seiner Drain-
Elektrode bei VIN umgeleitet. Durch den Schaltkreis in der
Steuerschaltung 34 kann eine kurze Totzeit eingeführt wer
den, bevor der Transistor 32 einschaltet, um einen
Querstromfluß durch die Transistoren 31 und 32 zu verhin
dern. Während der Totzeit sind beide Transistoren 31 und 32
ausgeschaltet.
Wenn die Totzeit endet, schaltet der Transistor 32 ein,
und Strom fließt nun vom Knoten 53 durch die Spule 52 und
den Transistor 32 zur Masse. Die Induktivität der Spule 52
und die Größe der positiven Spannung am Knoten 53 bestimmen
die Stromanstiegsrate im Transistor 32 (gemäß der Gleichung
di/dt = V/L). Der Strom durch die Spule 52 nimmt zu, nachdem
der Transistor 32 eingeschaltet ist. Wenn der Strom durch
die Spule 52 auf einen Punkt ansteigt, an dem er dem Strom
durch die Hauptspule 33 gleicht, wird der Strom durch die
Spule 51 gleich null. Nach diesem Punkt nimmt die Spannung
am Knoten 53 ab. Die Bodydiode des Transistors 31 hat zu
diesem Zeitpunkt jedoch nicht kommutiert und blockiert den
durch sie fließenden Sperrstrom nicht.
Die Spannung zwischen VOUT am Kondensator 38 und dem
Knoten 53 wird über die Spule 51 erzeugt. Die Spannung am
Knoten 53 entspricht nun ungefähr dem Massepotential, und
der Rückstrom (d. h. von VOUT zu Masse) fließt nun durch die
Bodydiode des Transistors 31, die Spulen 51 und 52 und den
Transistor 32. Der Rückstrom entfernt Ladungsträger vom
Transistor 31, so daß seine Bodydiode kommutiert. Die Induk
tivitäten der Spulen 51 und 52 steuern die Anstiegsrate des
Rückstroms in der Spule 51. Die Spulen 51 und 52 reduzieren
die Anstiegsrate des Rückstroms, wodurch eine vorteilhaftere
Umverteilung von Ladungsträgern im Transistor 31 unterstützt
wird. Dadurch wird die lokale Verarmung von Ladungsträgern
im Transistor 31 reduziert, wodurch die vorstehend disku
tierten unerwünschten Lawineneffekte wesentlich reduziert
werden.
Wenn der Rückstrom in der Spule 51 zunimmt, werden Mi
noritätsträger im Verarmungsbereich des pn-Übergangs der Bo
dydiode des Transistors 31 entfernt, und der Verarmungsbe
reich wird verbreitert. Schließlich kommutiert die Bodydiode
des Transistors 31 und blockiert den Sperrstromfluß. Durch
Reduzieren der Anstiegsrate des Rückstroms wird das Ladungs
profil des Transistors 31 derart umverteilt, daß die Bodydi
ode des Transistors 31 bei einem niedrigeren Rückstrom kom
mutiert. Dadurch reduziert die Spule 51 die der Kommutierung
der Bodydiode des Transistors 31 zugeordnete Rückstromspitze
wesentlich, wodurch die Verlustleistung des Transistors 31
wesentlich reduziert wird. Der Gesamtwirkungsgrad des Reg
lers 50 nimmt durch Verwendung der Spule 51 zu.
Es fließt weiterhin Strom in der Spule 51, nachdem die
Bodydiode des Transistors 31 kommutiert hat. Wenn die Body
diode einmal kommutiert hat, wird der Strom in der Spule 51
über die Diode 41 dem Recovery Switcher 46 zugeführt. Die
Diode 41 stellt einen Weg für die Energie in der Spule 51
zum Recovery Switcher 46 bereit. Der Recovery Switcher 46
ist ein Schaltregler, der die durch die Spule 51 aufgenomme
ne Energie zu VOUT am Kondensator 38 zurücküberträgt, wodurch
eine weitere Leistungseinsparung und ein höherer Wirkungs
grad erreicht werden.
Der Recovery Switcher 46 weist einen mit der Diode 41
verbundenen Eingangsanschluß 46A und einen mit dem Kondensa
tor 38 verbundenen Ausgangsanschluß 46B auf. Der Recovery
Switcher 46 weist eine niedrige Eingangsimpedanz (z. B. null)
und eine hohe Ausgangsimpedanz (z. B. unendlich) auf. Der Re
covery Switcher 46 regelt seine Eingangsspannung an der Ano
de der Diode 41 auf einen Wert, der niedriger ist als das
Massepotential. Der Recovery Switcher regelt jedoch nicht
seine Ausgangsspannung am Kondensator 38. Die Spannung am
Kondensator 38 ist durch die Ausgangsspannung des Reglers 50
bestimmt, wenn er als Aufwärtsregler betrieben wird. Wenn
der Strom durch die Spule 51 auf null abnimmt, kommutiert
die Diode 41.
Der Recovery Switcher 46 kann eine von vielen verschie
denen Topologien aufweisen. Ein Schaltregler 204, z. B. ein
Switcher des Typs LT1170, ist so konfiguriert, daß er als
Recovery Switcher arbeitet, wie in Fig. 5C dargestellt. De
tails der Schaltung LT1170 werden im Datenblatt der Schal
tung LT1170 von 1994 dargestellt und diskutiert, auf das
hierin in seiner Gesamtheit durch Verweis Bezug genommen
wird. Die Schaltung LT1170 ist eine nicht-synchrone Schalt
reglerschaltung, die einen zwischen ihrem VSW-PIN und ihrem
GND-Pin geschalteten internen Schaltransistor aufweist. Der
Schalttransistor wird durch eine Strommodus-PWM-Steuer
schaltung ein- und ausgeschaltet, die einen Stromverstärker
aufweist, der den Strom durch den Schalttransistor über
wacht, und einen Error-Amplifier, der die Spannung am FB-Pin
überwacht. Der VSW-Pin ist mit der Spule 200 und der Diode
201 verbunden, und der GND-Pin ist mit dem Anschluß 46A ver
bunden.
Ein Operationsverstärker 210 setzt die Spannung VFB am
FB-Pin in Antwort auf die Spannung V46A am Anschluß 46A gemäß
den Widerstandswerten der Widerstände 208, 212, 214 und 218
und dem Spannungswert V216 der Bezugsspannung 216. Die Be
zugsspannung 216 kann durch eine Zenerdiode definiert sein,
die eine Schwellenspannung setzt (z. B. 1,2 V). Wenn die Dio
de 41 von Fig. 5A kommutiert hat, ist die Spannung am
Anschluß 46A größer als der durch die Bezugsspannung 216
definierte Schwellenwert, und der mittlere Spulenstrom in
der Spule 200 beträgt null. Wenn ein Durchlaßstrom durch die
Diode 41 fließt, fällt die Spannung am Anschluß 46A (z. B.
-7 V) leicht unter den durch die Bezugsspannung 216 definierten
Schwellenwert ab (z. B. um wenige Millivolt), wodurch veran
laßt wird, daß VFB bezüglich dem GND-Pin des Schaltreglers
204 zunimmt, so daß der durch den Schaltregler 204 gesetzte
Spulenstromschwellenwert über den Wert null ansteigt und der
Strom in der Spule 200 allmählich zunimmt. Wenn der Schalt
transistor in der Schaltung 204 in jedem Schaltzyklus aus
schaltet, nimmt die Spannung bei VSW um eine Diodenspannung
der Diode 201 über den Spannungswert am Anschluß 46B zu. Nun
wird VOUT am mit dem Anschluß 46B verbundenen Kondensator 38
über die Diode 201 Strom zugeführt.
Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfin
dungsgemäßen Schaltreglers. Der Schaltregler 60 in Fig. 6
ist ein synchroner Abwärtsschaltregler. Der Regler 60 weist
Schalt-MOSFETs 31 und 32, eine Hauptspule 33, einen mit VOUT
verbundenen Kondensator 36, einen mit VIN verbundenen Konden
sator 38, eine Schaltreglersteuerschaltung 34, eine Spule
61, eine Diode 62 und einen Recovery Switcher 64 auf. Im Ab
wärtsregler 60 kann Strom durch die Bodydiode des Transis
tors 32 fließen, wenn der Transistor 32 ausschaltet. Die
Spule 61 wurde hinzugefügt, um die Anstiegsrate des Rück
stroms zu reduzieren, um die Rückstromspitze und damit den
Leistungsverlust im Transistor 31 zu reduzieren. Alternativ
kann die Spule 61 eine Wicklung in einem Transformator oder
einer Drosselspule sein.
Wenn der Schalttransistor 31 aus- und der Schalttran
sistor 32 eingeschaltet ist, fließt Strom von Masse durch
den Transistor 32 und die Spule 33 zu VOUT. Wenn der Transis
tor 32 einschaltet, beginnt während der Totzeit ein Strom
von Masse über die Bodydiode des Transistors 32 zur Spule 33
zu fließen. Wenn der Transistor 31 einschaltet, fließt nun
Strom von VIN am Kondensator 38 durch die Spule 61 und den
Transistor 31. Die Induktivität der Spule 61 und die Größe
der Spannung am Kondensator 38 bestimmen die Stromanstiegs
rate des Transistors 31 (gemäß der Gleichung di/dt = V/L).
Der Strom durch die Spule 61 nimmt zu, nachdem der
Transistor 31 eingeschaltet hat. Wenn der Strom durch die
Spule 61 bis zu einem Punkt ansteigt, an dem er dem Strom
durch die Hauptspule 33 gleicht, hat der Strom durch die Bo
dydiode des Transistors 32 den Wert null. Nach diesem Punkt
nimmt die Spannung am Knoten 53 zu. Die Bodydiode des Tran
sistors 32 hat jedoch noch nicht kommutiert und blockiert
daher nicht den Sperrstromfluß. Die Spannung am Knoten 53
ist nun positiv, und der Rückstrom (d. h. von VIN zu Masse)
fließt durch die Spule 61, den Transistor 31 und die Bodydi
ode des Transistors 32. Die Spule 61 reduziert die Anstiegs
rate des Rückstroms, so daß Ladungsträger sich im Transistor
32 auf eine Weise umverteilen, gemäß der die vorstehend dis
kutierte lokale Ladungsträgerverarmung und die unerwünschten
Lawineneffekte reduziert werden. Der Induktivitätswert der
Spule 61 wird so ausgewählt, daß die Ladungsträgerverteilung
in der Bodydiode des Transistors 32 auf eine Weise umver
teilt wird, gemäß der Lawineneffekte reduziert werden.
Schließlich kommutiert die Bodydiode des Transistors 32
und blockiert den Sperrstromfluß. Durch Reduzieren der An
stiegsrate des Rückstroms reduziert die Spule 61 die Rück
stromspitze zum Zeitpunkt der Kommutation der Bodydiode des
Transistors 32 wesentlich, wodurch der Leistungsverlust des
Transistors 31 wesentlich reduziert wird. Der Gesamtwir
kungsgrad des Reglers 50 nimmt durch die Verwendung der Spu
le 61 zu.
Es fließt weiterhin ein Ausgangsstrom durch die Spulen
61 und 33 zu VOUT, wenn die Bodydiode des Transistors kommu
tiert hat. Der Strom in der Spule 61 ist jedoch größer als
der Strom in der Spule 33. Dieser Differenzstrom fließt
durch die Catch-Diode 62 in den Recovery Switcher 64. Wenn
die Größe des Stroms in der Spule 61 auf den Strom in der
Spule 33 reduziert ist, kommutiert die Diode 62.
Der Recovery Switcher 64 ist ein Schaltregler, der die
überschüssige Energie von der Spule 61 zu VIN zurückü
berträgt, wodurch eine weitere Leistungseinsparung und ein
höherer Wirkungsgrad erhalten werden. Der Recovery Switcher
64 kann eine von vielen verschiedenen Topologien aufeisen.
Der Recovery Switcher kann ein in Fig. 5B dargestellter Re
covery Switcher sein, wobei der Anschluß 64B mit dem
Anschluß 44B und der Anschluß 64A mit dem Anschluß 44A ver
bunden ist. Wenn die überschüssige Energie aufgrund des
Rückstroms in der Spule 61 zum Eingangskondensator 38 über
tragen wird, kommutiert die Diode 62.
Der Recovery Switcher 64 weist einen mit der Diode 62
verbundenen Eingangsanschluß 64A und einen mit dem Kondensa
tor 38 verbundenen Ausgangsanschluß 64B auf. Der Kondensator
38 ist mit der Eingangsspannungsquelle des Reglers 60 ver
bunden. Der Recovery Switcher 64 weist eine niedrige Ein
gangsimpedanz und eine hohe Ausgangsimpedanz auf. Der Reco
very Switcher 64 regelt seine Eingangsspannung an der Katho
de der Diode 62 auf einen Wert, der höher ist als die Span
nung des Kondensators 38. Der Recovery Switcher 64 regelt
nicht seine Ausgangsspannung am Kondensator 38. Die Spannung
am Kondensator 38 ist durch die Eingangsspannungsquelle des
Reglers 60 bestimmt.
Fig. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform erfindungsge
mäßer Schalttransistoren. Der synchrone Schaltregler 70 in
Fig. 7 weist n-Kanal-Schalt-MOSFETs 31 und 32, eine Steuer
schaltung 34, eine Hauptspule 33, Kondensatoren 38 und 36,
Spulen 61 und 71, Dioden 62 und 72 und einen Recovery Swit
cher 64 auf. Der Schaltregler 70 kann als Abwärts- oder Auf
wärtsregler betrieben werden. Die Spule 61, die Diode 62 und
der Recovery Switcher 64 funktionieren so wie vorstehend un
ter Bezug auf Fig. 6 beschrieben wurde, wenn der Regler als
Abwärtsregler konfiguriert ist.
Wenn der Regler 70 als Aufwärtsregler konfiguriert ist,
reduziert die Spule 71 die Anstiegsrate des Rückstroms in
der Bodydiode des Transistors 31, wie nachstehend diskutiert
wird. Die Spule 71 kann eine Wicklung eines Transformators
oder einer Drosselspule sein. Wenn der Transistor 31 einge
schaltet ist, ist der Transistor 32 ausgeschaltet, und Strom
fließt von VIN am Kondensator 36 durch den Transistor 31 zu
VOUT am Kondensator 38. Wenn der Transistor 31 ausschaltet,
fließt während der Totzeit Strom durch die Bodydiode des
Transistors 31 zu VOUT. Wenn der Transistor 32 anschließend
einschaltet, fließt nun ein Strom durch die Spule 71 und den
Transistor 32 zur Masse. Der durch die Spule 71 und den
Transistor 32 fließende Strom nimmt allmählich zu und
gleicht schließlich dem Gesamtstrom in der Hauptspule 33.
Wenn dies der Fall ist, hat der Strom in der Bodydiode des
Transistors 31 den Wert null, die Bodydiode hat jedoch noch
nicht kommutiert.
Anschließend beginnt der Rückstrom von VOUT über die
Spule 61, die Bodydiode des Transistors 31, die Spule 71 und
den Transistor 32 zur Masse zu fließen. Die Spulen 61 und 62
verlangsamen die Anstiegsrate des Rückstroms, um Lawinenef
fekte im Transistor 31 zu reduzieren. Die Spulen 61 und 71
reduzieren die Rückstromspitze zum Zeitpunkt der Kommutie
rung der Bodydiode des Transistors 31, wodurch der Leis
tungsverlust des Transistors 32 reduziert wird.
Wenn die Bodydiode des Transistors 31 kommutiert,
fließt die überschüssige Energie vom durch die Spule 71 auf
genommenen Rückstrom durch die Diode 72 zum Recovery Swit
cher 64. Der Eingangsanschluß 64A des Recovery Switchers 64
ist mit der Kathode der Diode 72 verbunden. Die überschüssi
ge Energie vom durch die Spule 61 aufgenommenen Rückstrom
fließt durch die Diode 62 zum Recovery Switcher 64. Der Re
covery Switcher 64 überträgt dann diese überschüssige Ener
gie zurück zu VOUT am Kondensator 38. Wenn die in der Spule
71 gespeicherte überschüssige Energie zum Recovery Switcher
64 übertragen worden ist, kommutiert die Diode 62. Wenn die
in der Spule 61 gespeicherte überschüssige Energie zum Reco
very Switcher 64 übertragen worden ist, kommutiert die Diode
62 ebenfalls.
Der in Fig. 8 dargestellte synchrone Abwärts-/Aufwärts
schaltregler 80 ist eine weitere Ausführungsform der vorlie
genden Erfindung. Der Schaltregler 80 weist Schalttransisto
ren 81-84, eine Hauptspule 85, einen Eingangskondensator
91, einen Ausgangskondensator 92, Spulen 95 und 96 und eine
Steuerschaltung 93 auf, die den Ein- und Ausschaltvorgang
der Transistoren 81-84 steuert. Die Schalttransistoren
81-84 sind n-Kanal-MOSFETs. Die Transistoren 81 und 84
sind immer gleichzeitig eingeschaltet, und die Transistoren
82 und 83 sind immer gleichzeitig eingeschaltet. Die Steuer
schaltung 93 schaltet die Transistoren 81 und 84 bezüglich
den Transistoren 82 und 83 mit einer geringfügigen Totzeit
phasenverschoben. Die Eingangsspannung VIN kann höher oder
niedriger sein als die Ausgangsspannung VOUT.
Die zwischen VIN und dem Transistor 81 geschaltete Spule
95 reduziert die der Kommutierung der Bodydiode des Transis
tors 82 zugeordnete Rückstromspitze und vermindert dadurch
den Leistungsverlust im Transistor 81, wie vorstehend unter
Bezug auf die Spule 61 in Fig. 6 diskutiert wurde. Wenn die
Bodydiode im Transistor 82 kommutiert, fließt Strom durch
die Diode 97 in den Recovery Switcher 99, wie vorstehend un
ter Bezug auf die Diode 62 und den Recovery Switcher 64 in
Fig. 6 diskutiert wurde. Die zwischen dem Transistor 84 und
der Spule 85 geschaltete Spule 96 reduziert die der Kommu
tierung der Bodydiode des Transistors 83 zugeordnete Rück
stromspitze und vermindert dadurch den Leistungsverlust im
Transistor 84, wie vorstehend unter Bezug auf die Spule 71
in Fig. 7 diskutiert wurde. Wenn die Bodydiode des Transis
tors 83 kommutiert, fließt Strom durch die Diode 98 zum Re
covery Switcher 99, wie vorstehend unter Bezug auf die Diode
72 und den Recovery Switcher 64 in Fig. 7 diskutiert wurde.
Für Fachleute ist ersichtlich, daß die erfindungsgemäße
Schaltung unter Verwendung von von den vorstehend darge
stellten und diskutierten Schaltungskonfigurationen ver
schiedenen Schaltungskonfigurationen implementiert werden
kann. Beispielsweise können die n-Kanal-MOSFETs 31 und 32 in
den Fig. 5A-7 durch p-Kanal-MOSFETs ersetzt werden. Un
ter Verwendung der vorstehend diskutierten erfindungsgemäßen
Schaltungen und Verfahren können ein höherer Wirkungsgrad
und eine schnellere Ausschaltzeit in p-Kanal-Transistoren
erreicht werden. Außerdem können die erfindungsgemäßen
Schaltungen und Verfahren in SEPIC-Reglern und Fly-Back-
Reglern implementiert werden. All diese Modifikationen lie
gen innerhalb des durch die beigefügten Patentansprüche de
finierten Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung.
Claims (37)
1. Synchroner Schaltregler mit einem Eingangskondensator
und einem Ausgangskondensator, mit:
einem ersten und einem zweiten Schalttransistor, die miteinander verbunden sind und durch eine Synchron schaltreglersteuerschaltung synchron phasenverschoben geschaltet werden;
einer mit dem ersten Schalttransistor verbundenen Hauptspule; und
einer in einem Kommutationsweg einer ersten Body diode des ersten Schalttransistors oder einer zweiten Bodydiode des zweiten Schalttransistors angeordneten zweiten Spule, die einen Rückstrom in der ersten oder in der zweiten Bodydiode reduziert.
einem ersten und einem zweiten Schalttransistor, die miteinander verbunden sind und durch eine Synchron schaltreglersteuerschaltung synchron phasenverschoben geschaltet werden;
einer mit dem ersten Schalttransistor verbundenen Hauptspule; und
einer in einem Kommutationsweg einer ersten Body diode des ersten Schalttransistors oder einer zweiten Bodydiode des zweiten Schalttransistors angeordneten zweiten Spule, die einen Rückstrom in der ersten oder in der zweiten Bodydiode reduziert.
2. Regler nach Anspruch 1, wobei die zweite Spule zwischen
dem ersten oder dem zweiten Schalttransistor und der
Hauptspule verbunden ist.
3. Regler nach Anspruch 1, wobei die zweite Spule zwischen
dem Eingangskondensator und dem ersten oder dem zweiten
Schalttransistor verbunden ist.
4. Regler nach Anspruch 1, 2 oder 3, ferner mit:
einer mit der zweiten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
einer mit der zweiten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
5. Regler nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei die zweite
Spule im Kommutationsweg der zweiten Bodydiode angeord
net ist und den Rückstrom in der zweiten Bodydiode re
duziert, und ferner mit:
einer im Kommutationsweg der ersten Bodydiode an geordneten dritten Spule, die einen Rückstrom in der ersten Bodydiode reduziert.
einer im Kommutationsweg der ersten Bodydiode an geordneten dritten Spule, die einen Rückstrom in der ersten Bodydiode reduziert.
6. Regler nach Anspruch 5, ferner mit:
einer mit der dritten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
einer mit der dritten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
7. Regler nach Anspruch 6, wobei der Recovery Switcher ein
nicht-synchroner Spannungsmodus-Recovery-Switcher ist.
8. Regler nach Anspruch 5, 6 oder 7, ferner mit:
einer mit der zweiten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
einer mit der zweiten Spule verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
9. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, ferner mit:
einer mit dem ersten Schalttransistor verbundenen dritten Spule, die einen Rückstrom in der zweiten Body diode reduziert.
einer mit dem ersten Schalttransistor verbundenen dritten Spule, die einen Rückstrom in der zweiten Body diode reduziert.
10. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Reg
ler ein Abwärts-/Aufwärtsregler ist, wobei ein dritter
und ein vierter Schalttransistor miteinander und mit
der Hauptspule verbunden sind.
11. Regler nach Anspruch 10, ferner mit:
einer in einem Kommutationsweg einer Bodydiode des dritten oder des vierten Schalttransistors angeordneten dritten Spule, die einen Rückstrom in der Bodydiode des dritten oder des vierten Schalttransistors reduziert.
einer in einem Kommutationsweg einer Bodydiode des dritten oder des vierten Schalttransistors angeordneten dritten Spule, die einen Rückstrom in der Bodydiode des dritten oder des vierten Schalttransistors reduziert.
12. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der
Regler ein Abwärtsregler ist.
13. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der
Regler ein Aufwärtsregler ist.
14. Verfahren zum Betreiben eines synchronen Schaltreglers
mit einem Eingangskondensator und einem Ausgangskonden
sator, mit den Schritten:
Schalten eines ersten und eines zweiten synchronen Schalttransistors relativ zueinander phasenverschoben unter Verwendung einer Schaltreglersteuerschaltung, um einer mit dem Ausgangskondensator verbundenen Last Strom zuzuführen;
Verbinden einer ersten Spule mit dem ersten und dem zweiten Schalttransistor; und
Anordnen einer zweiten Spule in einem Kommutati onsweg einer Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalttransistors, die einen Rückstrom in der Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalttransistors redu ziert.
Schalten eines ersten und eines zweiten synchronen Schalttransistors relativ zueinander phasenverschoben unter Verwendung einer Schaltreglersteuerschaltung, um einer mit dem Ausgangskondensator verbundenen Last Strom zuzuführen;
Verbinden einer ersten Spule mit dem ersten und dem zweiten Schalttransistor; und
Anordnen einer zweiten Spule in einem Kommutati onsweg einer Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalttransistors, die einen Rückstrom in der Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalttransistors redu ziert.
15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei die zweite Spule in
einem Kommutationsweg der Bodydiode des ersten Schalt
transistors angeordnet ist und den Rückstrom in der Bo
dydiode des ersten Schaltransistors reduziert.
16. Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit dem Übertragen
von in der zweiten Spule gespeicherter Energie zum Ein
gangskondensator, nachdem die Bodydiode im ersten
Schalttransistor kommutiert hat.
17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Übertragen von in
der zweiten Spule gespeicherter Energie zum Eingangs
kondensator ferner das Schalten eines Recovery Swit
chers zwischen die zweite Spule und den Eingangskonden
sator aufweist.
18. Verfahren nach Anspruch 15, 16 oder 17, ferner mit dem
Schritt zum Anordnen einer dritten Spule im Kommutati
onsweg der Bodydiode des zweiten Schalttransistors, um
den Rückstrom in der Bodydiode des zweiten Schalttran
sistors zu reduzieren.
19. Verfahren nach Anspruch 16, 17 oder 18, ferner mit dem
Übertragen von in der dritten Spule gespeicherter Ener
gie zum Eingangskondensator, nachdem die Bodydiode im
zweiten Schalttransistor kommutiert hat.
20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Übertragen von in
der dritten Spule gespeicherter Energie zum Eingangs
kondensator ferner das Verbinden eines Recovery Swit
chers zwischen der dritten Spule und dem Eingangskon
densator aufweist.
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei die
zweite Spule zwischen dem ersten Schalttransistor und
dem Eingangskondensator verbunden ist.
22. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei die
zweite Spule zwischen der Hauptspule und dem ersten
Schalttransistor verbunden ist.
23. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei die
zweite Spule zwischen der Hauptspule und dem zweiten
Schalttransistor verbunden ist.
24. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 23, wobei der
Regler ein Abwärts-/Aufwärtsregler ist, wobei das Ver
fahren ferner das phasenverschobene Schalten des drit
ten und des vierten synchronen Schalttransistors unter
Verwendung der Steuerschaltung aufweist.
25. Verfahren nach Anspruch 24, ferner mit dem Anordnen ei
ner dritten Spule im Kommutationsweg einer Bodydiode
des dritten oder des vierten Schalttransistors, die ei
nen Rückstrom in der Bodydiode des dritten oder des
vierten Schalttransistors reduziert.
26. Synchroner Schaltregler mit einem Eingangskondensator
und einem Ausgangskondensator, mit:
einer Einrichtung, die einen ersten und einen zweiten Schalttransistor relativ zueinander phasenver schoben synchron schaltet;
einer Einrichtung zum Speichern von vom Eingangs kondensator gespeicherter Energie zum Ausgangskondensa tor; und
einer Einrichtung zum Reduzieren eines Rückstroms in einer Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalt transistors.
einer Einrichtung, die einen ersten und einen zweiten Schalttransistor relativ zueinander phasenver schoben synchron schaltet;
einer Einrichtung zum Speichern von vom Eingangs kondensator gespeicherter Energie zum Ausgangskondensa tor; und
einer Einrichtung zum Reduzieren eines Rückstroms in einer Bodydiode des ersten oder des zweiten Schalt transistors.
27. Regler nach Anspruch 26, ferner mit:
einer mit der Einrichtung zum Reduzieren des Rück stroms verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
einer mit der Einrichtung zum Reduzieren des Rück stroms verbundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
28. Regler nach Anspruch 26 oder 27, ferner mit:
einer Einrichtung zum Reduzieren eines Rückstroms in der Bodydiode des ersten Schalttransistors und in der Bodydiode des zweiten Schalttransistors.
einer Einrichtung zum Reduzieren eines Rückstroms in der Bodydiode des ersten Schalttransistors und in der Bodydiode des zweiten Schalttransistors.
29. Regler nach Anspruch 28, ferner mit:
einer mit der Einrichtung zum Reduzieren des Rück stroms in der Bodydiode des ersten Schalttransistors und in der Bodydiode des zweiten Schalttransistors ver bundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
einer mit der Einrichtung zum Reduzieren des Rück stroms in der Bodydiode des ersten Schalttransistors und in der Bodydiode des zweiten Schalttransistors ver bundenen Diode; und
einem mit der Diode und dem Eingangskondensator verbundenen Recovery Switcher.
30. Regler nach einem der Ansprüche 26 bis 29, wobei der
Schaltregler ein Abwärts-/Aufwärtsregler ist, wobei der
dritte und der vierte Schalttransistor miteinander und
mit der Einrichtung zum Speichern von Energie verbunden
sind.
31. Regler nach Anspruch 30, ferner mit einer Einrichtung
zum Reduzieren eines Rückstroms in der Bodydiode des
dritten oder des vierten Schalttransistors.
32. Regler nach einem der Ansprüche 26 bis 31, wobei der
Regler ein Abwärtsregler ist.
33. Regler nach einem der Ansprüche 26 bis 31, wobei der
Regler ein Aufwärtsregler ist.
34. Regler nach einem der Ansprüche 26 bis 33, wobei die
Einrichtung zum Reduzieren des Rückstroms den Leis
tungsgrad des synchronen Schaltreglers erhöht.
35. Regler nach einem der Ansprüche 26 bis 34, wobei die
Einrichtung zum Speichern von vom Eingangskondensator
zum Ausgangskondensator übertragener Energie eine Spule
aufweist.
36. Schaltreglerschaltung mit einem Eingangsknoten, einem
Ausgangsknoten und einem Masseknoten, wobei die Schal
tung aufweist:
einen ersten Transistor;
einen zweiten Transistor;
eine erste Spule, wobei der erste Transistor, der zweite Transistor und die erste Spule zwischen dem Ein gangsknoten und dem Masseknoten in Serie geschaltet sind;
eine zwischen dem ersten Transistor und dem Aus gangsknoten verbundene zweite Spule; und eine Steuerschaltung, die den ersten und den zwei ten Transistor relativ zueinander phasenverschoben schaltet.
einen ersten Transistor;
einen zweiten Transistor;
eine erste Spule, wobei der erste Transistor, der zweite Transistor und die erste Spule zwischen dem Ein gangsknoten und dem Masseknoten in Serie geschaltet sind;
eine zwischen dem ersten Transistor und dem Aus gangsknoten verbundene zweite Spule; und eine Steuerschaltung, die den ersten und den zwei ten Transistor relativ zueinander phasenverschoben schaltet.
37. Schaltung nach Anspruch 36, ferner mit einer zwischen
dem Eingangsknoten und Masse mit dem ersten und dem
zweiten Transistor und der ersten Spule in Serie ge
schalteten dritten Spule.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/789,960 US6504351B2 (en) | 2001-02-20 | 2001-02-20 | Systems and methods for controlling the charge profile during the commutation event of a synchronous switching transistor in a regulator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE10207137A1 true DE10207137A1 (de) | 2002-08-29 |
Family
ID=25149235
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE10207137A Ceased DE10207137A1 (de) | 2001-02-20 | 2002-02-20 | Systeme und Verfahren zum Steuern des Ladungsprofils eines synchronen Schaltransistors |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6504351B2 (de) |
DE (1) | DE10207137A1 (de) |
GB (1) | GB2375663B (de) |
Families Citing this family (30)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3888895B2 (ja) * | 2001-12-21 | 2007-03-07 | 富士通株式会社 | 正負電源発生装置および半導体装置 |
US6977492B2 (en) * | 2002-07-10 | 2005-12-20 | Marvell World Trade Ltd. | Output regulator |
US6677738B1 (en) * | 2002-08-23 | 2004-01-13 | Texas Instruments Incorporated | Overcurrent sensing using high side switch device in switching power converters |
US6686729B1 (en) * | 2002-10-15 | 2004-02-03 | Texas Instruments Incorporated | DC/DC switching regulator having reduced switching loss |
US6809503B1 (en) | 2003-01-13 | 2004-10-26 | Linear Technology Corporation | Systems and methods for conserving energy in a switching circuit |
US7474857B2 (en) * | 2004-07-21 | 2009-01-06 | Zilog, Inc. | Recovering energy from an IrDA/remote control transmitter circuit |
US6970339B2 (en) * | 2004-04-27 | 2005-11-29 | Texas Instruments Incorporated | Current limit protection scheme for PWM buck converter with synchronous rectifier |
US8682168B2 (en) | 2004-07-21 | 2014-03-25 | Ixys Ch Gmbh | Recovering energy from an IrDA/remote control transmitter circuit |
EP1681761A1 (de) * | 2005-01-14 | 2006-07-19 | Dialog Semiconductor GmbH | Strommesserstruktur für integrierte Leistungsschalter |
JP4671275B2 (ja) * | 2005-01-26 | 2011-04-13 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電源制御装置、電源用電子部品及び電源装置 |
US7368934B2 (en) * | 2005-01-28 | 2008-05-06 | International Rectifier Corporation | Avalanche testing at final test of top and bottom FETs of a buck converter |
EP1703625A2 (de) * | 2005-03-18 | 2006-09-20 | Fujitsu Limited | Gleichstromsteller |
JP4984569B2 (ja) * | 2005-03-18 | 2012-07-25 | 富士通株式会社 | スイッチングコンバータ |
WO2007008202A1 (en) * | 2005-07-11 | 2007-01-18 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Switched capacitor controller and method therefor |
US7177166B1 (en) * | 2005-08-30 | 2007-02-13 | Microchip Technology Incorporated | Pulse width modulation frequency dithering in a switch mode power supply |
JP4768498B2 (ja) * | 2006-04-14 | 2011-09-07 | 日立コンピュータ機器株式会社 | 双方向dc−dcコンバータおよびそれを用いた電源装置 |
JP4825086B2 (ja) * | 2006-09-07 | 2011-11-30 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ |
TW200841565A (en) * | 2007-04-04 | 2008-10-16 | Richtek Techohnology Corp | Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof |
US8054058B2 (en) * | 2007-04-17 | 2011-11-08 | Queen's Univeristy At Kingston | DC-DC converter with improved dynamic response |
US8294438B2 (en) * | 2007-06-30 | 2012-10-23 | Intel Corporation | Circuit and method for phase shedding with reverse coupled inductor |
JP5130542B2 (ja) * | 2008-03-13 | 2013-01-30 | Nec東芝スペースシステム株式会社 | 降圧型スイッチングdc/dcコンバータ |
US8823342B2 (en) * | 2008-07-07 | 2014-09-02 | Advanced Analogic Technologies Incorporated | Multiple-output dual-polarity DC/DC converters and voltage regulators |
EP2230754B1 (de) * | 2009-03-18 | 2015-04-29 | STMicroelectronics (Tours) SAS | Schaltnetzteil |
CN102460924A (zh) * | 2009-06-30 | 2012-05-16 | 富士通株式会社 | Dc-dc转换器、模块、电源装置以及电子设备 |
US9276476B1 (en) * | 2010-09-15 | 2016-03-01 | The Boeing Company | Forced commutating a current through a diode |
CN103036412A (zh) * | 2011-06-29 | 2013-04-10 | 中达电通股份有限公司 | 具有电流缓冲单元的桥式变换电路 |
JP6103874B2 (ja) * | 2012-10-12 | 2017-03-29 | 株式会社日立情報通信エンジニアリング | 電源装置とその運転方法 |
TWI496403B (zh) * | 2013-08-07 | 2015-08-11 | Richtek Technology Corp | 電壓轉換控制器及電壓轉換電路 |
US9281737B2 (en) | 2014-02-03 | 2016-03-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Voltage converter |
US10291128B1 (en) | 2017-12-19 | 2019-05-14 | Linear Technology Holding Llc | Minimizing body diode conduction in synchronous converters |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3582758A (en) | 1969-09-30 | 1971-06-01 | Ibm | Rectifier using low saturation voltage transistors |
US3652874A (en) | 1970-07-30 | 1972-03-28 | Donald F Partridge | Circuit for controlling the conduction of a switching device |
US4395675A (en) * | 1981-10-22 | 1983-07-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Transformerless noninverting buck boost switching regulator |
US4566059A (en) * | 1983-07-21 | 1986-01-21 | Venus Scientific Inc. | Converter with lossless snubbing components |
US4578630A (en) | 1984-11-23 | 1986-03-25 | At&T Bell Laboratories | Buck boost switching regulator with duty cycle limiting |
US4754385A (en) * | 1987-01-30 | 1988-06-28 | Varo, Inc. | Two transistor flyback switching converter with current sensing for discontinuous operation |
US4931716A (en) | 1989-05-05 | 1990-06-05 | Milan Jovanovic | Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter |
FR2668665B1 (fr) * | 1990-10-25 | 1995-06-09 | Dassault Electronique | Convertisseur de tension a decoupage, a commutation perfectionnee. |
FR2668664B1 (fr) * | 1990-10-25 | 1995-06-09 | Dassault Electronique | Convertisseur de tension a decoupage, a commande perfectionnee. |
US5097196A (en) | 1991-05-24 | 1992-03-17 | Rockwell International Corporation | Zero-voltage-switched multiresonant DC to DC converter |
US5408150A (en) | 1992-06-04 | 1995-04-18 | Linear Technology Corporation | Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration |
EP0613242B1 (de) | 1993-02-24 | 1997-10-29 | STMicroelectronics S.r.l. | Selbstkonfigurierbarer Doppelbrückenverstärker |
US5481178A (en) * | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
US5912552A (en) * | 1997-02-12 | 1999-06-15 | Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho | DC to DC converter with high efficiency for light loads |
-
2001
- 2001-02-20 US US09/789,960 patent/US6504351B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-02-20 DE DE10207137A patent/DE10207137A1/de not_active Ceased
- 2002-02-20 GB GB0203942A patent/GB2375663B/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20020113581A1 (en) | 2002-08-22 |
US6504351B2 (en) | 2003-01-07 |
GB2375663A (en) | 2002-11-20 |
GB0203942D0 (en) | 2002-04-03 |
GB2375663B (en) | 2005-06-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE10207137A1 (de) | Systeme und Verfahren zum Steuern des Ladungsprofils eines synchronen Schaltransistors | |
DE69834981T2 (de) | Phasenversetzter Vollbrückenwandler mit sanfter PWM-Umschaltung | |
DE102011077174B4 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur DC/DC-Wandlung mit digital gesteuerter adaptiver Pulsfrequenz-Modulation | |
DE102011078245A1 (de) | Spannungswandler und Spannungswandlungsverfahren | |
DE102014019718B4 (de) | Leistungswandlerschaltung | |
DE102014114160A1 (de) | Halbbrücken-Gate-Treiber-Steuerung | |
DE112009001632T5 (de) | Spannungswandler | |
DE102009045052B4 (de) | Bereitstellen einer Versorgungsspannung für eine Ansteuerschaltung eines Halbleiterschaltelements | |
DE102016104294B4 (de) | Verfahren zum Betreiben einer Leistungswandlerschaltung und Leistungswandlerschaltung | |
DE102005040876A1 (de) | Steuerungsanordnung für einen Spannungskonverter, Spannungskonverter sowie Verfahren zum Konvertieren einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung | |
DE102016214446B4 (de) | Hybrider Abwärtsregler | |
DE102018104446A1 (de) | Induktivitätsschutz während einer schnellen Transientenantwort bei isolierten Spannungswandlern | |
DE112005000026T5 (de) | Gleichspannungswandler und Wandlervorrichtung | |
DE102007015567A1 (de) | Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler vom Typ mit Multiausgang | |
DE102018124818B4 (de) | Leistungswandler, der bidirektionale, aktiv gleichrichtende brücke verwendet | |
DE102014106417A1 (de) | Systeme und Verfahren zum Eliminieren von Übergangsverlusten in DC-DC-Wandlern | |
DE102014117578A1 (de) | Vorsteuerungsschaltung für schnelles Analogdimmen in LED-Treibern | |
DE10231158A1 (de) | Gleichspannungswandler | |
DE112017005404T5 (de) | DC-DC Wandler | |
DE10328782B4 (de) | Steuerschaltung für einen MOSFET zur Synchrongleichrichtung | |
CH673338A5 (de) | ||
DE10207138A1 (de) | Schaltung und Verfahren zum Verbessern des Wirkungsgrades eines Schaltreglers | |
DE3231788A1 (de) | Ansteuerschaltung fuer elektronische leistungsschalter | |
DE112015004169T5 (de) | Schaltverstärker mit nullspannungsschaltung und ausgeglichene-wärme-steuerungsalgorithmus | |
DE4421249A1 (de) | Schaltstromversorgungsgerät mit Snubber-Schaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
R002 | Refusal decision in examination/registration proceedings | ||
R003 | Refusal decision now final |