DE69401341T2 - Gleichspannungswandler mit niedrigem leistungsverbrauch - Google Patents

Description

• Diese Erfindung bezieht sich auf Gleichspannungswandler mit einer sehr niedrigen Leistung, die mit niedrigen Kosten hergestellt werden ksnnen. Die Erfindung ist insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, auf die Erfordernisse einer Leistungslieferung von Normgrößen des integrierten Dienstieistung-Digitalnetzwerkes (ISDN) anwendbar ist.
• ISDN Normgrößen oder Standarde für ein globales Informationsnetzwerk sind sehr streng und anspruchsvoll. Ein Aspekt ist die Bereitstellung eines Gleichspannungswandlers zur Verwendung in einer Anschlußeinrichtung (TE) und die Bereitstellung einer Trennung zwischen der TE und der Anschlußleitung bzw. dem Bus (S Bus) des Anschlußteilnehmers. Während des normalen Betriebsmodus kann die TE mehrere Leistungsquellen haben, die bis zu 1W von dem S Bus aufweisen bei einer Eingangsspannung in dem Bereich von 24 bis 42V. Unter beschränkten Leistungsbedingungen muß die beabsichtigte TE zwischen 380mW und 24mW arbeiten. Noch mehr kritisch ist das Erfordernis unter der beschränkten Bedingung, daß der Stromkreis zu Erfassung einer Leitungsaktivitat in der TE fortgesetzt arbeiten muß, während er einen Leistungsverbrauch von weniger als 25mW beibehält. Da die erforderlichen Funktionen bei dem beschränkten Zustand eine Leistung von wenigstens 13mW erfordern, ist es augenscheinlich, daß ein minimaler Wirkungsgrad von 55% von dem Wandler gefordert wird. Wenn ein größerer Wirkungsgrad erreicht werden kann, wird die Erhöhung der für die TE zur Verfügung stehenden Leistung die Beschränkungen auf den inneren TE Stromkreis entspannen; ein Wirkungsgrad von 65% würde bspw. 16mW verfügbar machen.
• Es ist bekannt, daß einige Hersteller die Ausführungen solcher Systeme in der Form von ASIC's unter Benutzung der CMOS-Technologie angedacht haben, jedoch erlauben diese generell nicht das Erreichen eines Systems, das mit den CCITT Erfordernissen vollständig übereinstimmt. Die Komponentenkosten nur der integrierten Schaltung würden darüberhinaus in der Größenordnung von 2.00 US-Dollar liegen und die umgebende Schaltung (wie bspw. ein Schaltungs-FET, Transformator, sekundärer Stromkreisausgang und Feedback- Trennung) würde die Einheitskosten auf die Größenordnung von 5.00 US-Dollar erhöhen. Eine solche Größenordnung der Kosten ist wirtschaftlich kaum akzeptabel.
• Die JP-A-2 111 257 beschreibt einen Gleichspannungswandler, bei welchem als eine Einrichtung zum Begrenzen von Überlastströmen der Eingang einer Referenzspannung an einen Fehlerverstärker in Abhängigkeit von der Impulsbreite der Antriebsimpulse verändert wird, die an ein Schaltungselement angelegt werden. Dieser Wandler hat jedoch keine kontinuierliche Regelung durch ein Feedback von der Sekundärseite des Wandlers.
• Die US-A-4 924 369 (=EP-A-0 326 369) weist Ausführungsformen auf, bei denen ein Feedback von der Sekundärseite zu der Primärseite über eine opto-elektronische Verbindung benutzt wird. Eine andere Ausführungsform benutzt Hilfswicklungen an dem Trennungstransformator, jedoch befinden sich diese auf der Primärseite, und der Wandler wird in Abhängigkeit von der Größe der Lieferspannung gesteuert.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Gleichspannungswandler bereitzustellen, welcher bei niedrigen Kosten die ISDN Erfordernisse erfüllen kann.
• Die Erfindung bezieht sich daher auf einen Gleichspannungswandler, bestehend aus: einem Eingang zum Empfang einer Eingangsspannung; einem Transformator mit Primär- und Sekundärwicklungen; einer Schalteinrichtung, die für eine Schaltung der Eingangsspannung über die Primärwicklung des Transformators arbeitet; einer Oszillatoreinrichtung, die mit der Schalteinrichtung verbunden ist, um einen wiederholten Betrieb der Schalteinrichtung zu bewirken; einem Ausgang, der mit der Sekundärwicklung des Transformators über einen Tiefpaßfilter gekuppelt ist; einem Steuerkreis zum Steuern des Betriebs der Oszillatoreinrichtung für ein Regeln der Ausgangsspannung; einer primärseitigen Spannung- Referenzquelle; und einer Feedback-Einrichtung zur Erzeugung eines Feedbacksignals, das sich mit wenigstens einem Parameter der sekundärseitigen Spannung verändert.
• Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Feedback- Einrichtung für die Bereitstellung eines Feedbacksignals arbeitet, das für die Ausgangsspannung und die Einschaltzeit der Schalteinrichtung repräsentativ ist, und daß der Wandler weiterhin eine Einrichtung für die Bereitstellung eines veränderlichen Gleichstrom-Versatzes aufweist, der sich mit der Einschaltzeit der Schalteinrichtung zu der primärseitigen Spannung-Referenzquelle verändert, um deren Ausgang zu modifizieren.
• Ausführungsformen der Erfindung werden nunmehr lediglich als Beispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, bei welchen
• Fig. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
• Fig. 2a und 2b zeigen Wellenformen in dem Betrieb der Schaltung der Fig. 1; und
• Fig. 3 ist ein Schaltbild einer modifizierten Ausführungsform.
• Unter Bezugnahme auf Fig. 1 weist ein Gleichspannungswandler einen Eingang 10 zum Empfang eines Gleichspannung-Eingangs von nominell 40V auf. Die Eingangsspannung wird durch einen Leistung-Schalttransistor Q5 über die Primärwicklung 12 eines Kupplungstransformators geschaltet. Eine Sekundärwicklung 14 des Transformators liefert einen geregelten 5V Gleichspannung-Ausgang bei 16 über eine Gleichrichterdiode 18 und einen Tiefpaßfilter in der Ausbildung von Kondensatoren 20a, 20b.
• Der Leistung-Schalttransistor Q5 kann passend ein MOS-FET- Gerät mit niedriger Torschwelle des Typs ZVNL120A von Zetex sein. Dieses hat passende Id Dauer- und Id Spitzen-Nennleistungen zusammen mit einer 200V Vds Nennleistung. Dieses Gerät ist in einer E-Leitung und in einer SOT23 Format erhältlich und entwickelt typischerweise eine maximale Torschwelle von 1.5V. Die Erfordernisse der Toraufladung bei 2.7Vgs betragen 0.25nC. Bei einem solchen System mit niedriger Leistung und hohem Wirkungsgrad sollte die Schaltfrequenz so niedrig wie möglich sein, um Kernverluste und Schaltverluste zu reduzieren. Ein passender Kompromiß ergibt sich bei etwa 25kHz, um Audiofrequenzen auszuschalten. Die vorliegende Ausführungsform arbeitet bei 26kHz, jedoch sind bis zu 40Hz ausführbar, falls es durch andere Erfordernisse diktiert wird. Bei 26kHz wandelt sich das Erfordernis von 0.25nC der Toraufladung für Q5 zu einem Erfordernis der Torleistung von 17µW.
• Der Leistungsschalter Q5 wird durch einen Oszillator gesteuert, der generell bei 22 angegeben ist und eine integrierte CMOS Schaltung 24 aufweist, die für den Betrieb als ein Dreiringoszillator angeschlossen ist. Diese Form eines Oszillators hat den Vorteil einer niedrigen Leistungsanforderung und einer im wesentlichen konstanten Schaltfrequenz. Jedoch ist eine weitere Modifizierung für eine Minimierung des Leistungsverbrauchs wünschenswert.
• Um minimale Leistungserfordernisse zu versichern, sollten die Komponenten eine sehr hohe Impedanz haben. Das IC Gerät 24 sollte selbst dieses Erfordernis erfüllen, und die Gerätegeschwindigkeit sollte hinreichend, jedoch nicht übermäßig sein, da hohe Geschwindigkeiten niedrige Innenimpedanzwerte implizieren, welche die Leistungserfordernisse unakzeptabel erhöhen würden. Beispiele eines passenden IC Gerätes sind der Typ HCF4049UB.
• Ein weiterer Faktor ist derjenige, daß die Dreierringschaltung als solche nicht die am meisten wünschenswerten Erfordernisse erfüllen würde. Bei Eingangshöhen von 25mW muß die Einschaltzeit des MOS-FET-Schalters Q5 etwa 5% oder weniger betragen als die Schaltperiode, und bei diesem Extrem würde eine Standard-Dreierringschaltung eine Schaltfrequenz haben, die sich an Null annähert. Dies wird bei der vorliegenden Ausführungsform durch die Bereitstellung eines RC-Netzwerkes überwunden, das aus einem Widerstand 26 und einem Kondensator 28 besteht, welche an ein Reservetor angeschlossen sind, um eine solche feste Verzögerung der Übertragung einzuführen, daß Impulsbreiten an dem Ausgang-Antriebspunkt zu dem MOS- FET Q5 auf den kleinen Wert von etwa 1% ohne irgendeine wesentliche Frequenzänderung (typischerweise weniger als 3%) über den Bereich von 50% bis 1% des Arbeitszyklus verringert werden können.
• Der Wandler wird durch Feedback geregelt und arbeitet im wesentlichen in einem Rücklaufmodus.
• Die auf diesem Gebiet als Referenz-Spannungsquellen gewöhnlich verwendeten Geräte haben typischerweise ein Leistungserfordernis in der Größenordnung von mA. Selbst wenn ein Verlust von 1mA angenommen wird, würde dann ein solches Gerät auf der Sekundärseite der niedrigen Spannung einige mW verbrauchen, während eines mit einem Anschluß an die 42V Primärseite 42mW benötigen würde, was größer ist als die gesamte Leistung, die in dem eingeschränkten Zustand verfügbar ist. Es sind Mikroleistung-Referenzspannungen erhältlich, jedoch sind diese teuer, wobei selbst ein 50µA Drain bspw. zu übermäßig wäre, wenn er direkt von der Eingangsleitung abgenommen würde.
• Die Referenz-Spannungsquelle bei dieser Ausführungsform besteht aus einem Paar MOS-FET-Geräten Q1, Q2 einer sehr niedrigen Leistung mit Gate und Drain in Reihe mit einem Widerstand 25 von hohem Wert (typischerweise 20 MEGOHM) Der Gate-Drain-Spannungsabfall, der durch die Torschwelle diktiert wird, wirkt so als eine Referenzspannung.
• Die resultierende Referenzspannung wird zu einem bestimmten Ausmaß abhängig von der Ausbreitung, jedoch kann sie bei Geräten mit einer niedrigen Torschwelle bei 1.5V ± 100mV gehalten werden und wird auf eine engere Toleranz eingestellt lediglich durch ein einfaches Trimmen des Widerstandes an dem Spannungsteiler der Ausgangsseite. Die Temperaturabhängigkeit ist auch ein Faktor: Geräte mit einer niedrigen Torschwelle ergeben einen Wechsel von etwa 1% der Torschwelle bei einer Änderung von 5ºC. Dies kann für eine erste Maßnahme über einen nützlichen Bereich der Temperaturen korrigiert werden durch einen Anschluß der Referenzgeräte Q1, Q2 in der Kombination mit einem Emitter-Nachfolger oder einem Nachfolger der Quelle, wie bspw. dem Transistor Q3, der dazu neigt, die Temperaturabhängigkeit aufzuheben. Eine andere Annäherung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.
• Die vorstehende Gestaltung einer Referenzstufe ergibt eine dramatische Verringerung des Referenz-Betriebsstromes, der einen so kleinen Wert wie bspw. 2µA haben kann. Dies bedeutet, daß die Referenz-Spannungsquelle ständig aus dem 42V (nominell) Eingangbus betrieben werden kann für eine Eingangsleistung von nur 84µW, wobei dafür nur Geräte mit einem niedrigen Preis verwendet werden.
• Was nun die Stabilisierung der Ausgangsspannung anbetrifft, wird bevorzugt, daß der Wandler eine Trennung zwischen der Primär- und der Sekundärseite bereitstellt. Dies ergibt Schwierigkeiten als Folge der sehr niedrigen Belastung von etwa 15mW unter Notfallbedingungen. Eine offensichtliche Lösungwäre die Verwendung von opto-Trenngeräten, jedoch würde dies in dem vorliegenden Zusammenhang unakzeptable Kosten und einen Leistungsverlust ergeben.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform ist die Basis der Bereitstellung einer Steuerung in einer einfachen Art und Weise das Vorsehen einer zusätzlichen Sekundärwicklung, die mit der Sekundär-Hauptwicklung gekuppelt ist, eine Gleichrichtung der Spannung auf dieser und deren Vergleich mit der Referenz.
• Das Feedbacksignal wird folglich von einer zusätzlichen Sekundärwicklung 29 abgeleitet, gleichgerichtet durch eine Diode 32 und zurückgeführt über eine Leitung 30. Die zusätzliche Sekundärwicklung 29 würde vorzugsweise eine zweiadrige Ausführung mit der Sekundär-Hauptwicklung 14 haben. Das Feedbacksignal in der Leitung 30 wird an den Transistor Q4 angelegt, der als ein Komparator wirkt und ein Steuersignal erzeugt, das über einen Widerstand 31 angelegt wird, um die Einschaltzeit des Oszillators 22 zu modifizieren.
• Dies schafft eine Korrektur einer ersten Ordnung, was unter vielen Bedingungen genügend genau wäre, wo plausible mA Belastungen an der Referenzwicklung 29 toleriert werden können. In dem Fall einer extrem niedrigen Leistungsanforderung und eines sehr großen Bereichs der Ausgangsleistung (typischerweise 15mW - 850mW), was durch die vorliegende Erfindung angesprochen wird, ergibt sich jedoch eine große Schwierigkeit bei der Bereitstellung einer guten Regulierung der Ausgangsspannung.
• Die Basis für die Art und Weise, in welcher das System der Fig. 1 dieses Kompensationsproblem überwindet, besteht darin, daß zusätzlich zu der Bereitstellung der Feedback- Referenzspannung durch ein Gleichrichten der Spitze der Spannung in der Referenzwicklung 29 während des Rücklaufzyklus mittels der Diode 32 und dem Kondensator 34 eine Belastung-Informationsreferenz erhalten wird durch eine Benutzung der veränderlichen Impulsbreite, die während der Einschaltzeit des Leistungsschalters Q5 auftritt, wobei diese Einschaltzeit eine Funktion der Belastung ist.
• Eine Zener-Diode 35 greift die Spannung an der Referenzwicklung 29 auf eine 5V Spitze ab. Vorausgesetzt, daß die Spannung an diesem Punkt immer größer ist als 5V, selbst wenn sich die Eingangsversorgung auf einem Minimum befindet (in diesem Beispiel ein 24V Eingang an der Primärseite), dann verbleibt der Einschaltimpuls im wesentlichen bei der 5V Spitze, wenn sich die primärseitige Versorgung erhöht. Dieser Impuls einer konstanten Amplitude, jedoch einer lastabhängigen Breite wird an ein Tiefpaßfilter-Netzwerk angelegt, das aus einem Kondensator 36 und einem Widerstand 38 besteht, um ein in den positiven Bereich gehendes Gleichspannungsniveau zu erzeugen, das an den Boden der Referenzquelle Q1, Q2 in einer solchen Art und Weise angelegt wird, daß ansteigende Belastungen in dem korrekten Verhältnis wirksam erfaßt werden, um die Kombination des getrennten Hauptausganges und der Belastung zu halten.
• Das Nettoergebnis dieses Kompensations- und Regulierungsschemas besteht darin, daß ein Feedback-Netzwerk mit einem sehr niedrigen Verlust und einer engen Reduzierung bei minimalen Kosten erreicht wird. Dies ist ideal für die ISDN Anwendung, jedoch ist es auch über einen weiten Bereich von anderen Anwendungen benutzbar.
• Fig. 2a und 2b zeigen die Wellenformen der Drain-Quellenspannung des Leistung-Schalttransistors Q5 bei einer Belastungsleistung von 17mW und bei einer Belastungsleistung von 854mW.
• Die Ausführungsform der Fig. 3 ist ähnlich zu derjenigen der Fig. 1, und gleiche Bezugsziffern geben gleiche Teile an. Diese Ausführungsform ist jedoch in mehrfacher Hinsicht modifiziert.
• Zuerst besteht die Spannung-Referenzquelle aus einem Bandabstand-Gerät 110 anstelle des MOS-FET-Gerätepaares Q1, Q2.
• Ein besonders geeignetes Bandabstand-Gerät ist von Zetex (UK) erhältlich, welches eine 3.3V Referenz bei einem Referenzstrom von nur 10 bis 15µA ergibt. Die durch ein Bandabstand-Gerät erzeugte Referenzspannung ist viel weniger temperaturveränderlich als diejenige, die von einer MOS- FET-Quelle erhalten wird.
• Um eine engere Steuerung zu erhalten, ist zweitens der Oszillator 22 mit einer Bootstrap-Schaltung von der Sekundär-Regelspule 29 versehen. Nach dem Starten geht die gleichgerichtete Referenzspannung an der Wicklung 29 durch die Leitung 112 hindurch über den Widerstand 114 zu dem positiven Bus-Eingang des Oszillators IC 24, wobei eine Diode 116 zwischen dem positiven Bus-Eingang und seine Stromquelle eingefügt ist. Dies ergibt eine wirksame Bootstrap-Schaltung des primären Bereichs von der Ausgangsreferenz und ergibt eine weitere Verbesserung des Wirkungsgrades.
• Der Transistor 118 bildet zusammen mit dem Widerstand 120, 122 und der Diode 124 eine Konstantstromquelle in Reihe mit dem Bandabstand-Gerät 110 anstelle des einfachen Widerstandes 25 in Fig. 1. Dies hält den Referenzstrom bei einem festen Wert, typischerweise 12µA, wenn sich die Eingangsspannung von 24V nach 60V verändert, und erhöht weiterhin den Wirkungsgrad des Systems. Der Transistor 126 arbeitet als ein Strombegrenzungskeis, der die Einschaltzeit des Oszillators 22 steuert.
• Eine weitere Modifizierung ist die Bereitstellung eines Widerstandes 128 mit niedrigem Wert in Reihe mit der Referenzwicklung 29 und der die Spitze gleichrichtenden Diode 32.
• Bei sehr niedrigen Belastungszuständen führt der Mangel einer Dämpfung von der Belastung zu der Erzeugung von Spannungsspitzen, welche die in der Spitze gleichgerichtete Spannung ungenau machen würde. Der Widerstand 128 beseitigt diese Spitzen.
• Die Ausführungsform der Fig. 3 weist auch einen Thermistor 130 zwischen dem Spannung-Feedbackweg und Erde auf, um die Temperaturstabilität der Schaltung zu verbessern.
• Die Erfindung schafft so einen Gleichspannungswandler, der mit außergewöhnlich niedrigen Leistungen arbeiten kann und mit sehr niedrigen Kosten ausgeführt werden kann.

Claims (11)

1. Gleichspannungswandler, bestehend aus:

einem Eingang (10) zum Empfang einer Eingangsspannung; einem Transformator mit Primär- und Sekundärwicklungen (12, 14); einer Schalteinrichtung (Q5), die für eine Schaltung der Eingangsspannung über die Transformator- Primärwicklung (12) arbeitet; einer Oszillatoreinrichtung (22), die mit der Schalteinrichtung (Q5) verbunden ist, um einen wiederholten Betrieb der Schalteinrichtung zu bewirken; einem Ausgang (16), der mit der Transformator- Sekundärwicklung (14) über einen Tiefpaßfilter (20) gekuppelt ist; einem Steuerkreis (Q3, Q4) zum Steuern des Betriebs der Oszillatoreinrichtung für ein Regeln der Ausgangsspannung; einer primärseitigen Spannung- Referenzquelle (Q1, Q2, 25; 110); und einer Feedback- Einrichtung (29, 30, 32, 34) zur Erzeugung eines Feedbacksignals (30), das sich mit einem Parameter der sekundärseitigen Spannung verändert;

dadurch gekennzeichnet, daß die Feedback-Einrichtung (29, 30, 32, 34) für die Bereitstellung eines Feedbacksignals arbeitet, das für die Ausgangsspannung und die Einschaltzeit der Schalteinrichtung (Q5) repräsentativ ist; und daß der Wandler weiterhin eine Einrichtung (35, 36, 38) für die Bereitstellung eines veranderlichen Gleichstrom-Versatzes aufweist, der sich mit der Einschaltzeit der Schalteinrichtung (Q5) zu der primärseitigen Spannung-Referenzquelle (Q1, Q2, 25; 110) verändert, um deren Ausgang zu modifizieren.

2. Wandler nach Anspruch 1, bei welchem die Feedback-Einrichtung (29, 30, 32, 34) eine Sekundärhilfswicklung (29) aufweist, die mit den Primär- und Sekundärwicklungen (12, 14) auf einen gemeinsamen Kern gewickelt ist, wobei die Sekundärwicklung (14) und die Sekundärhilfswicklung (29) zweiadrig gewickelt sind und die Hilfswicklung (29) für das Anlegen eines gleichgerichteten Feedback-Spitzensignals an die Oszillatoreinrichtung (22) angeschlossen ist.

3. Wandler nach Anspruch 2, bei welchem die Einrichtung zur Bereitstellung eines veränderlichen Versatzes durch die Hilfswicklung (29) vorgesehen ist, die weiterhin mit einer Unterbrecherdiode (35) verbunden ist, um während der Einschaltzeit der Schalteinrichtung (Q5) ein festes Spannungssignal zu liefern, sowie einer Tiefpaß-Filtereinrichtung (36, 38), die mit einem Eingang an die Spannung-Referenzquelle (Q1, Q2, 25; 110) angeschlossen ist, um deren Ausgang zu modifizieren.

4. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem ein Niederwert-Widerstand (128) in Reihe mit der Hilfswicklung (29) und ihrem Spitzengleichrichter (32) verbunden ist, um Stoßspannungsspitzen aus der gleichzurichtenden Spannung zu entfernen.

5. Wandler nach einem der vorhergehenden Anspruche, bei welchem die Spannung-Referenzquelle ein Bandabstand- Gerät (110) ist.

6. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei welchem die Spannung-Referenzquelle aus einem oder mehr MOS-FET- Geräten (Q1, Q2) in Reihe mit einem Hochwert-Widerstand (25) besteht, um von dem Gate-Drain-Spannungsabfall eine Referenz bereitzustellen.

7. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Oszillatoreinrichtung aus einer integrierten Dreierringoszillator-Schaltung besteht.

8. Wandler nach Anspruch 7, bei welchem die integrierte Oszillatorschaltung (22) mit äußeren Komponenten (26, 28) versehen ist, um eine Übertragungsverzögerung bereitzustellen.

9. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche weiterhin eine Bootstrap-Schaltung (112, 114, 116) zwischen der Ausgangsseite und der Oszillatoreinrichtung (22) aufweist.

10. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der Wandler zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsspannung mit einem totalen Last- und Wandlerenergieverbrauch von weniger als 25 mW fähig ist.

11. Wandler nach Anspruch 10, bei welchem der Wandler auch für die Bereitstellung einer geregelten Ausgangsspannung mit einem totalen Energieverbrauch von wenigstens 850 mW fähig ist.