DE3645149C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Videosichtgeräte, wie Fernsehempfänger oder Computermonitore, enthalten Netzteile, die eine oder mehrere Spannungen geregelter Höhe liefern, welche der Versorgung verschiedener Verbraucherkreise des Videosichtgerätes dienen. Bei einem derartigen Netzteil wird ein Schalter, wie ein Transistor, verwendet, der von einer ungeregelten Spannungsquelle unter Steuerung durch Triggerimpulse einer Primärwicklung eines Transformators Energie zuführt. Die Breite der Triggerimpulse wird so geregelt, daß die Transformatorsekundärwicklung eine von Belastungsänderungen und von Änderungen der Höhe der ungeregelten Spannung unabhängig konstant bleibende Spannung erzeugt.

Weite Veränderungen des Leistungsbedarfs von Verbrauchern, wie sie bei den in Videosichtgeräten enthaltenen Schaltungen auftreten, können bewirken, daß die Änderungen der Steuerimpulsbreite des oben beschriebenen Netzteils sehr groß werden. Große Impulsbreitenänderungen können zu großen Flußdichteänderungen in den Transformatorwicklungen führen, womit der Schaltungsaufwand und der Aufwand bei der Transformatorkonstruktion zunimmt. Ein durch Impulsfrequenzmodulation geregeltes Netzteil mit einer festen Impulsbreite vereinfacht zwar Entwurf und Konstruktion des Transformators, kann jedoch zu anderen Schwierigkeiten führen. Zum Beispiel kann die Impulsfrequenz bei sehr geringer Belastung in den hörbaren Bereich absinken. Bei hoher Belastung kann es vorkommen, daß nicht genügend Leistung übertragen wird, um die Regelung der Spannungshöhe aufrechtzuerhalten.

Aus dem Siemens-Fachbuch "Schaltbeispiele", Ausgabe 1982/83, Seiten 90/91 und 105-107 sind geregelte Schaltnetzteile bekannt, bei denen einem Verbraucher der Strom über als Schalter betriebene Transistoren zugeführt wird und über die diese Transistoren steuernden Schaltimpulse die Verbraucherspannung geregelt werden kann.

Aus der US-PS 45 04 779 ist eine geregelte Stromversorgungsschaltung, etwa für einen Motor, bekannt, bei welcher die Gate-Source-Strecke eines als Schalter für die Verbraucherstromzuführung benutzten Feldeffekttransistors mit einem Kondensator überbrückt ist. Durch die Aufladung und Entladung dieses Kondensators werden die Flanken der dem Feldeffekttransistor zugeführten Schaltimpulse abgeflacht, um als Störsignale wirkende Oberwellen gering zu halten. Dabei muß jedoch die Kurvenform der Schaltimpulse sehr sorgfältig bemessen werden, um einerseits möglichst wenig störende Oberwellen zu erzeugen und andererseits die Verlustleistung beim Ein- und Ausschalten des Feldeffekttransistors gering zu halten. Der Kompromiß zwischen langen Schaltzeiten des Feldeffekttransistors im Interesse eines niedrigen Oberwellengehaltes und kurzen Schaltzeiten im Interesse niedriger Verlustleistung führt jedoch bei einer Massenfertigung zu Problemen, weil sich die Eingangskapazität des Feldeffekttransistors zum Wert des Kondensators hinzuaddiert und toleranzbedingte Kapazitätsschwankungen des Feldeffekttransistors ein individuelles Einjustieren des Kondensators auf die günstigste Kurvenform der Schaltimpulse notwendig machen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben, welche unempfindlich gegen Toleranzschwankungen des Schalttransistors ist und somit kein individuelles Einjustieren von dessen Steuerimpulsen erfordert.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung sind im Unteranspruch gekennzeichnet.

Bei der Erfindung werden die Treiberimpulse für den als Schalttransistor benutzten Feldeffekttransistor über einen Verstärker derart zugeführt, daß die Linearität der Impulsflanken erhalten bleibt, so daß die Kapazität des Feldeffekttransistors die Treiberimpulsform nicht mehr beeinflußt und die erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltungen in großen Stückzahlen herstellbar sind, ohne daß individuelle Justierungen für die Kurvenform der Treiberimpulse erforderlich wären.

Entsprechend einem Aspekt der Erfindung, enthält ein Netzteil für Videosichtgeräte eine ungeregelte Spannungsquelle, eine Transformatorwicklung und einen Schalter, um die Spannungsquelle in Abhängigkeit von Eingangsimpulsen mit der Wicklung zu verbinden. Ein Impulsgenerator enthält eine Stromquelle, die einen Strom vorgegebener Höhe liefert. Ein erster, einen Kondensator enthaltender Strompfad ist mit einem zweiten Strompfad verbunden, der eine Steuerschaltung enthält. Eine auf die Höhe der am Kondensator anliegenden Spannung ansprechende Schaltung verbindet die Stromquelle mit dem ersten und dem zweiten Strompfad, wenn der Kondensator unter ein erstes Spannungsniveau entladen wird und trennt die Stromquelle von dem ersten und dem zweiten Strompfad, wenn der Kondensator über ein zweites Spannungsniveau aufgeladen wird. Mit der Steuerschaltung des zweiten Strompfades ist eine Schaltung verbunden, die auf eine Vergleichsspannung zur Steuerung des Stromflusses durch den zweiten Strompfad anspricht. In einem ersten Betriebszustand wird der Strom von der Stromquelle durch den zweiten Strompfad vom Kondensator abgeleitet, um die Ladezeit des Kondensators zu steuern, und in einem zweiten Betriebszustand wird der Kondensator entladen. Die Entladezeit des Kondensators wird durch die Steuerschaltung bestimmt.

Im folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltschema und Blockdiagramm eines Teiles eines Videosichtgerätes, das ein erfindungsgemäßes Netzteil enthält;

Fig. 2 für das Verständnis der Schaltung der Fig. 1 nützliche Wellenformen;

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer in Fig. 1 gezeigten Pulsformungsschaltung.

In Fig. 1 ist ein Teil eines Videosichtgerätes wie eines Fernsehempfängers oder eines Computermonitors, gezeigt, bei dem eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsnetzversorgung (10) an eine Gleichrichterschaltung (11) und einen Filterkondensator (12) angelegt ist, um eine ungeregelte Gleichspannung zu erzeugen. Diese Gleichspannung wird an einen Anschluß einer Primärwicklung (13) eines Transformators (14) angelegt. Der Transformator (14) kann etwa für die elektrische Trennung zwischen der Wechselstromversorgung (10) und den für den Anwender zugänglichen (nicht dargestellten) Anschlüssen, wie Audio- und Video-Eingangs- und Ausgangsbuchsen, sorgen. Diese Trennung wird, durch die elektrische Isolierung z. B. der Video- und Audio-Verbraucherkreise von der Versorgung (10) durch den Transformator (14) bewirkt. Der andere Anschluß der Primärwicklung (13) ist mit der Drainelektrode eines MOSFET (15) verbunden, der gemäß einem Aspekt der Erfindung in einer später beschriebenen Weise erzeugte Gateeingangsimpulse veränderlicher Breite und Frequenz erhält. Die Gateeingangsimpulse veranlassen den MOSFET 15 Wirkungszustände so zu schalten, daß an einer Sekundärwicklung (16) des Transformators (14) eine geregelte Spannung erzeugt wird. Es können zusätzliche Sekundärwicklungen vorgesehen sein, um weitere Spannungen geregelter Höhe zu erzeugen, die zur Versorgung verschiedener Verbraucherkreise des Videosichtgerätes verwendet werden können. Die an einer Fühlwicklung (34) erzeugte Spannung wird gleichgerichtet und gefiltert, um an einem Anschluß (35) eine Spannung zu erzeugen, deren Größe die Höhe der durch die Wicklung (16) erzeugten geregelten Spannung anzeigt. Die Spannung am Anschluß (35) bewirkt eine Rückkopplung zu einer Impulsgeneratorschaltung, die das Schalten des MOSFET 15 steuert.

Die an der Wicklung (16) erzeugte Spannung wird durch eine Diode (17) und einen Kondensator (20) gleichgerichtet bzw. gefiltert und an einen Anschluß einer Primärwicklung (21) eines Hochspannungstransformators (22) angelegt. Der andere Anschluß der Primärwicklung (21) ist mit einer üblichen Horizontalablenkschaltung (23) verbunden, die eine einen Horizontalendstufentransistor (25) mit Schaltimpulsen versorgende Horizontaltreiberschaltung (24) enthält. Die Horizontalablenkschaltung (23) enthält auch eine Dämpfungsdiode (26), einen Rücklaufkondensator (27), eine Horizontalablenkwicklung (30) und einen S-Formungskondensator (31). Die Horizontalablenkschaltung (23) erzeugt einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung (30), die um den Hals einer (nicht dargestellten) Kathodenstrahlröhre angeordnet ist, um die Horizontalablenkung der Elektronenstrahlen der Kathodenstrahlröhre zu bewirken. Das Schalten des Horizontalendstufentransistors (25) erzeugt an der Wicklung (21) Horizontalrücklaufimpulse, die durch eine Hochspannungswicklung (32) hochtransformiert und gleichgerichtet werden, um an einem Hochspannungsanodenanschluß (33) eine Hochspannung in der Größenordnung von 30 000 Volt zu erzeugen. Die Hochspannung wird an den (nicht dargestellten) Hochspannungsanodenanschluß der Kathodenstrahlröhre angelegt. Der Hochspannungstransformator (22) kann auch zusätzliche Wicklungen enthalten, wie eine Wicklung (48), die eine gleichgerichtete und gefilterte Spannung zur Versorgung einer oder mehrerer Videosichtgeräteschaltungen über einen Anschluß (39) erzeugen kann.

Die Eingangsimpulse für den MOSFET (15) werden auf folgende Weise erzeugt. Es wird bewirkt, daß die erzeugten Impulse bezüglich der Impulsbreite wie der Frequenz variieren. Da die Impulsfrequenz ebenfalls variiert werden kann, ist die zulässige Variation der Impulsbreite geringer als die entsprechende Variation bei einem impulsbreitenmodulierten Netzteil fester Frequenz. Beim Betrieb der in Fig. 1 dargestellten Schaltung variiert die Impulsbreite zwangsläufig lediglich innerhalb eines Bereiches von der Größenordnung von 4 µs bis 8 µs, während die Pulsfrequenz innerhalb eines Bereiches von der Größenordnung von 5 kHz bis 80 kHz variieren kann. Bei normalem Betrieb variiert die Pulsfrequenz üblicherweise von 40 bis 50 kHz. Die in Fig. 2a als durchgezogene Wellenform dargestellte Lade- und Entladegeschwindigkeit eines Kondensators (36) bestimmen die Pulsbreite und -frequenz. Die Pulsbreite wird durch die Ladezeit des Kondensators (36) zwischen zwei Schwellwerten TH1 und TH2 bestimmt, während die Impulszwischenzeit, aus der sich die Pulsfrequenz ergibt, aus der Entladezeit des Kondensators (36) zwischen den Schwellwerten TH2 und TH1 bestimmt wird. Die Schwellwerte TH1 und TH2 werden durch eine Flipflop-Schaltung (37) gesetzt, bei der es sich um ein R-S-Flipflop handeln kann, das konstruktionsgemäß bei Schwellwerten, die bei 1/3 und 2/3 der Versorgungsspannung liegen, schaltet. Die am Kondensator (36) erzeugte, am Anschluß (40) vorliegende Spannung wird an die S- und R-Eingänge des Flipflop (37) angelegt. Der Q- und Ausgangsanschluß des durch die Höhe der Spannung am Anschluß (40) gesteuerten Flipflop (37) schaltet in Abhängigkeit von dem während des Ladens und Entladens die jeweiligen Schwellwerte annehmenden Kondensator (36). Das Q-Ausgangssignal des Flipflop (37), das ein Signal, wie durch die ausgezogene Wellenform in Fig. 2B dargestellt, erzeugt, wird der Pulsformungsschaltung (81) zugeführt. Das als durchgezogene Wellenform in Fig. 2C dargestellte Ausgangssignal der Pulsformungsschaltung (81) wird an das Gate des MOSFET (15) angelegt.

Der Kondensator (36) wird von einer Spannungsquelle +V₁ über einen einen Widerstand (41), einen Transistor (42) und einen Transistor (43) eines Differenzverstärkers (44) enthaltenden Ladepfad aufgeladen. Der Eingang zum Gate- oder Basisanschluß des Transistors (43) ist mit einer Bezugsspannungsquelle V_REF6 verbunden, deren Spannung gleich der Hälfte der Logikschwingung des Flipflop (37) ist, d. h. der Hälfte der Spannungsschwingung des Q-Ausgangssignals. Die Gate- oder Basis-Elektrode eines Transistors (45) des Differenzverstärkers (44) ist mit dem Q-Ausgang des Flipflop (37) verbunden. Der Entladepfad des Kondensators (36) enthält einen Transistor (46) und einen Widerstand (47). Der Ladestrom durch den Widerstand (41) und den Transistor (42) repräsentiert einen Strom bekannter Höhe, die in einer später erklärten Weise bestimmt wird. Dieser Strom wird entweder durch den Transistor (43) oder den Transistor (45) geleitet, was durch den Pegelzustand, d. h. das Q-Ausgangssignal des Flipflop (37) am Eingangsanschluß (49) des Transistors (45) bestimmt wird. Die Lade- und Entladegeschwindigkeit des Kondensators (36) werden durch das Maß der Leitfähigkeit des Transistors (46) bestimmt. Solange der Transistor (43) durchgeschaltet ist, steuert der Transistor (46) die Ableitung des Ladestromes vom Kondensator (36), wodurch die Ladezeit erhöht wird. Der vom Transistor (46) abgeleitete Maximalstrom ist, in einer später zu beschreibenden Weise so eingerichtet, daß er die Hälfte des Ladestromes beträgt, so daß der Kondensator (36) so lange weitergeladen wird, solange der Transistor (43) leitend ist. Wenn der Transistor (43) gesperrt ist, bewirkt die Leitfähigkeit des Transistors (46), daß der Kondensator (36) entladen wird. Daher wird das Maß der Leitfähigkeit (d. h., der Stromfluß) des Transistors (46) sowohl die Lade- wie die Entladegeschwindigkeit des Kondensators (36) bestimmen und folglich die Breite und Frequenz der Impulse für den MOSFET (15). Die Höhe der Spannung an der Basis des Transistors (46), die das Maß der Leitfähigkeit des Transistors (46) steuert, wird durch einen Differenzverstärker (50) bestimmt, der im wesentlichen Transistoren (51, 52, 53 und 54) und einen Stromquellentransistor (66) enthält. Das Eingangssignal des einen Eingangs des Differenzverstärkers (50) am Transistor (54) wird aus einer sorgsam kontrollierten Vergleichsspannung V_REF1 abgeleitet. Das andere Eingangssignal des Differenzverstärkers (50) am Transistor (51) erhält vom Anschluß (35) ein Rückkopplungssteuersignal, das aus der an der Fühlwicklung (34) erzeugten Spannung abgeleitet ist, welche ihrerseits aus der vom Transformator (14) gewonnenen geregelten Spannung abgeleitet ist. Sowie die Rückkopplungsspannung gegenüber V_REF1 abnimmt, wodurch ein Absinken der Höhe der geregelten Spannung angezeigt wird, wird der Transistor (52) stärker leitend, wodurch über einen als Diode geschalteten Transistor (58) die Basisspannung des Transistors (46) erhöht wird, so daß dieser ebenfalls stärker leitet. Dies führt zu einer geringeren Ladegeschwindigkeit des Kondensators (36), wie als gestrichelte Wellenform in Fig. 2A dargestellt, so daß die Breite des MOSFET-Eingangsimpulses zunimmt, wie als gestrichelte Wellenform in Fig. 2C dargestellt, wenn der Ladestrom über den Transistor (43) durchgeschaltet ist. Wenn der Ladestrom abgeschaltet ist, und der Strom über den Transistor (45) abfließt, führt die erhöhte Leitfähigkeit des Transistors (46) zu einer höheren Entladegeschwindigkeit des Kondensators (36), so daß die Frequenz der MOSFET- Eingangsimpulse erhöht wird, wie ebenfalls aus Fig. 2C ersichtlich ist. Der MOSFET (15) leitet daher länger und öfter, wie durch die gestrichelte Wellenform in Fig. 2D dargestellt, wodurch die geregelte Spannung erhöht wird. Umgekehrt bewirkt eine Zunahme der geregelten Spannung eine Zunahme der an den Transistor (51) angelegten Spannung, so daß dieser weniger leitet, wodurch die Transistoren (52) und (56) weniger leiten, womit Impulsbreite und -frequenz abnehmen, so daß die geregelte Spannung abnimmt. Die Schaltung bewirkt in dieser Weise durch gleichzeitiges Variieren der Impulsbreite und -frequenz, daß die geregelte Spannung auf einer konstanten Höhe gehalten wird.

Wie oben beschrieben, hat der über den Transistor (42) und den Transistor (43) zugeführte Ladestrom einen bekannten Wert, wobei der maximale Entladestrom über den Transistor (26) in einer Beziehung steht zum Ladestrom, wie im folgenden beschrieben. Ein Differenzverstärker (60), der Transistoren (61), (62) und (63) enthält, ist mit einem Eingang, der Basis des Transistors (62), mit einer Bezugsspannung V_REF2 verbunden. Beim Leiten des Transistors (62) sinkt seine Kollektorspannung, wodurch der Transistor (64) stärker leitend wird, da dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors (62) verbunden ist. Die erhöhte Leitfähigkeit des Transistors (64) erhöht den Stromfluß durch den Widerstand (65) und damit den Spannungsabfall an diesem, so daß die Basisspannung des Transistors (61) angehoben wird und dieser stärker leitfähig wird. Die erhöhte Leitung des Transistors (61) senkt die Leitung des Transistors (62), so daß die Leitung des Transistors (64) und schließlich die des Transistors (61) abnimmt. Durch diese Art der Rückkopplung wird die Spannung an der Basis des Transistors (61) im wesentlichen der Spannung an der Basis des Transistors (62) gleich gehalten, welche V_REF2 gleich ist. Da die Kollektorspannung des Transistors (64) bekannt ist, wird durch die Wahl des Wertes für den Widerstand (65) der Stromfluß durch den Transistor (64) bestimmt. Die Basis des Transistors (64) ist ebenfalls mit den Basen der Transistoren (42) und (66) verbunden, so daß deren Stromfluß ebenfalls bestimmt ist. Der Transistor (42) leitet den Ladestrom über den Widerstand (41), während der Transistor (66) den Entladestrom des Transistors (46) über einen Widerstand (67) steuert. Deshalb wird das maximale Verhältnis von Ladestrom zu Entladestrom durch das Verhältnis der Werte der Widerstände (41) und (67) bestimmt. Zur Veranschaulichung kann der Ladestrom z. B. zweimal so hoch wie der Entladestrom bei maximaler Leitfähigkeit des Transistors (52) gewählt werden. Dieser Fall führt zu gleichen Lade- und Entladeströmen für den Kondensator (36), so daß dem MOSFET (15) Eingangsimpulse mit einem Tastverhältnis von 50% zugeführt werden, was für eine optimale Leistungsübertragung zweckmäßig ist.

Während der Anlaufphase des Netzteiles, wenn das Videosichtgerät zum Beispiel nach dem Einschalten mit Energie versorgt wird, ist es wünschenswert, die Breite und Frequenz der erzeugten Impulse zu begrenzen, um es den Versorgungsspannungen für die Schaltung zu erlauben, ohne Fehlbelastung auf ihre Normalwerte anzuwachsen. Es ist eine Anlaufverzögerungsschaltung vorgesehen, die es erlaubt, die Breite und Frequenz der Impulse langsam anwachsen zu lassen. Beim Abschalten des Videosichtgerätes bewirkt eine Logikschaltung (70) ein kurzzeitiges Leiten eines Transistors (71), so daß ein Kondensator (72) entladen wird.

Wenn das Videosichtgerät mit Energie versorgt wird, ist der Kondensator (72) daher entladen, aber er beginnt durch die langsam anwachsende Versorgungsspannung +V₁ über einen Widerstand (73), der zusammen mit einem Widerstand (74) einen Spannungsteiler bildet, geladen zu werden. Ist der Kondensator (72) entladen, so bewirkt der Spannungspegel an der Basis eines Transistors (75), daß dieser durchgeschaltet ist, so daß ein Transistor (76) über einen als Diode geschalteten Transistor (67) durchgeschaltet wird. Der Transistor (76) leitet den Entlade- Steuerstrom vom Transistor (52) um oder ab, so daß die erzeugten MOSFET-Eingangsimpulse geringe Breiten und eine niedrige Frequenz haben. Wenn die Betriebsversorgungsspannung +V₁ anwächst, bewirkt die am Kondensator (72) erzeugte Spannung ein Sinken der Leitung des Transistors (75) und damit ein Sinken der Leitung des Transistors (76). Der Entlade-Steuerstrom beginnt dann die Basisspannung des Transistors (46) auszusteuern, so daß Breite und Frequenz der erzeugten Impulse anwachsen. Wenn die Betriebsversorgungsspannung +V₁ ihre normale Höhe im wesentlichen erreicht, bewirkt die Spannung am Kondensator (72), daß die Transistoren (75) und (76) gesperrt werden, so daß die verzögerte Startphase beendet wird und der Impulsgenerator im Normalbetrieb arbeitet.

Die Logikschaltung (70) kann ebenso verwendet werden, um das Netzteil und damit das Videosichtgerät unter bestimmten Fehlerbedingungen außer Betrieb zu setzen. Zum Beispiel, wenn von MOSFET (15) über eine Leitung (80) ein Überstromanzeigesignal an die Logikschaltung (70) gesendet wird. Im Falle eines Überlaststromes wird der erhöhte Spannungsabfall am Widerstand (79) über die Leitung (80) der Logikschaltung (70) zugeführt, so daß der Transistor (71) leitend wird, wodurch der Kondensator (72) entladen wird. Dadurch wird bewirkt, daß der Transistor (76) leitet, wodurch das Netzteil effektiv außer Betrieb gesetzt wird. Auch durch andere Fehlerbedingungen kann bewirkt werden, daß die Logikschaltung (70) in einer ähnlichen Weise arbeitet, so daß das Videosichtgerät davor bewahrt wird, bei Fehlerzuständen zu arbeiten.

Das in Fig. 2B dargestellte Ausgangssignal des Flipflop (37) ist ein dem gewünschten Schaltsignal für den MOSFET (15) entsprechender Rechteckimpuls. Um mögliche Probleme durch Radiofrequenzstörungen zu vermeiden, die durch die Versorgung des MOSFET (15) mit scharf geformten Impulsen hervorgerufen werden können, ist eine Pulsformschaltung (81) vorgesehen, welche die Ausgangssignale des Flipflop (37) so verarbeitet, daß ein Signal mit definierten Anstiegs- und Abfallszeiten erzeugt wird, wie in Fig. 2B dargestellt. Eine Ausführungsform der Pulsformschaltung (81) ist in Fig. 3 dargestellt. Das Ausgangssignal des Q-Ausgangs des Flipflop (37) wird einem Anschluß (82), der Basis eines Transistors (83), zugeführt. Die positiv ansteigenden Impulse des Flipflop (37) schalten den Transistor (83) durch, wodurch über einen Stromfluß durch eine Diode (84) und einen Widerstand (85) die Basisspannung eines Transistors (86) angehoben und dieser durchgeschaltet wird. Durch das Leiten des Transistors (86) wird ein Kondensator (87) entladen, der normalerweise aus einer Konstantstromquelle mit einem Transistor (90) und einem Widerstand (91) geladen wird. Dioden (92) und (93) klemmen die Ladespannung des Kondensators (87). Die Entladegeschwindigkeit des Kondensators (87) wird durch die Werte des Widerstandes (85) und von Widerständen (94) und (95) bestimmt. Das Entladen des Kondensators (87) bewirkt eine Abnahme der Basisspannung eines Transistors (96), wodurch dieser weniger leitet und eine Abnahme des Stromes durch Widerstände (97) und (100) zurückgeht. Wenn die Spannung am Widerstand (100) sinkt, leitet ein Transistor (101) weniger, was zu einem linearen Anstieg der Spannung an Widerständen (102) und (106) führt. Der Spannungsanstieg ist linear, weil nur ein verhältnismäßig kleiner Ausschnitt der RC-Ladespannungskennlinie des Kondensators (87) durch die Transistoren (96) und (101) verstärkt wird. Die Emitterspannung eines Transistors (103) steigt ebenfalls linear auf eine Höhe, die der Höhe der Versorgungsspannung +V₁ abzüglich den Basis-Emitter-Spannungsabfällen an Transistoren (104) und (105) gleich ist. Der Emitter des Transistors (103) ist mit dem Gate des MOSFET (15) verbunden und liefert die tatsächlichen Schaltimpulse für diesen.

Die negativen Flanken der Impulse des Flipflop (37) am Anschluß (82) sperren die Transistoren (83) und (86). Der Kondensator (87) wird dann durch die Spannungsversorgung +V₁ über den Widerstand (91) und den Transistor (90) geladen. Dies bewirkt, daß die Transistoren (96) und (101) stärker leiten, was zu einem linearen Rückgang der Spannung am Widerstand (102) führt. Der Transistor (103) leitet stärker, so daß dessen Emitterspannung, und damit der MOSFET-Eingangsimpuls, linear abfallen. Die Pulsanstiegszeit wird durch die Wahl der Werte für die Widerstände (85) und (95) bestimmt, während die Pulsabfallzeit durch die Wahl des Widerstandes (91) bestimmt wird.

Im Falle einer Stromüberlastung führt die Logikschaltung (70) z. B. einem Anschluß (110) der Pulsformschaltung (81) ein Signal zu, so daß der MOSFET (15) gesperrt und das Netzteil außer Betrieb gesetzt bleibt. Wie Fig. 3 zeigt, ist der Anschluß (110) mit dem Kollektor des Transistors (101) verbunden.

Claims (4)

1. Stromversorgungsschaltung für ein Videogerät mit

• - einer Eingangsspannungsquelle (11),
• - einer mit einer Lastschaltung (23) gekoppelten Induktivität (13),
• - einem mit der Eingangsspannungsquelle und der Induktivität gekoppelten Feldeffekttransistor (15)
• - und einer Eingangsimpulsquelle (37) zur Lieferung von Schaltimpulsen für den Feldeffekttransistor zur Energieübertragung von der Eingangsspannungsquelle zur Lastschaltung über die Induktivität,

dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpulsquelle (37) mit einer Steuerelektrode (Gate) des Feldeffekttransistors (15) über eine eine Kapazität (87) und einen Verstärker (96, 101, 103-105) enthaltende Impulsformerschaltung (81) verbunden ist, deren Kapazität (87)

• - aufgeladen wird in Abhängigkeit von Eingangsimpulsübergängen einer ersten Polarität zur Erzeugung von ersten Flanken geformter Impulse, deren Steilheit entsprechend der Aufladungsgeschwindigkeit der Kapazität bestimmt ist,
• - und entladen wird in Abhängigkeit von Eingangsimpulsübergängen einer entgegengesetzten Polarität zur Erzeugung von zweiten Flanken geformter Impulse, deren Steilheit entsprechend der Entladegeschwindigkeit der Kapazität bestimmt ist,

und deren Verstärker (96, 101, 103-105) die geformten Impulse an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors (15) derart koppelt, daß die Linearität der Impulsflanken erhalten bleibt.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der die geformten Impulse koppelnde Verstärker (96, 101, 103-105) nur einen Teil des Ladespannungsverlaufs des Kondensators (87) verstärkt, derart, daß die geformten Impulse praktisch linear verlaufende Flanken haben.