DE3645149C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3645149C2 DE3645149C2 DE3645149A DE3645149A DE3645149C2 DE 3645149 C2 DE3645149 C2 DE 3645149C2 DE 3645149 A DE3645149 A DE 3645149A DE 3645149 A DE3645149 A DE 3645149A DE 3645149 C2 DE3645149 C2 DE 3645149C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- voltage
- capacitor
- pulse
- pulses
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
- H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
- H04N3/1853—Maintaining dc voltage constant using regulation in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Indicators Other Than Cathode Ray Tubes (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung mit den
im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.
Videosichtgeräte, wie Fernsehempfänger oder Computermonitore,
enthalten Netzteile, die eine oder mehrere Spannungen geregelter
Höhe liefern, welche der Versorgung verschiedener Verbraucherkreise
des Videosichtgerätes dienen. Bei einem derartigen
Netzteil wird ein Schalter, wie ein Transistor, verwendet,
der von einer ungeregelten Spannungsquelle unter
Steuerung durch Triggerimpulse einer Primärwicklung eines
Transformators Energie zuführt. Die Breite der Triggerimpulse
wird so geregelt, daß die Transformatorsekundärwicklung eine
von Belastungsänderungen und von Änderungen der Höhe der ungeregelten
Spannung unabhängig konstant bleibende Spannung
erzeugt.
Weite Veränderungen des Leistungsbedarfs von Verbrauchern,
wie sie bei den in Videosichtgeräten enthaltenen Schaltungen
auftreten, können bewirken, daß die Änderungen der Steuerimpulsbreite
des oben beschriebenen Netzteils sehr groß werden.
Große Impulsbreitenänderungen können zu großen Flußdichteänderungen
in den Transformatorwicklungen führen, womit
der Schaltungsaufwand und der Aufwand bei der Transformatorkonstruktion
zunimmt. Ein durch Impulsfrequenzmodulation
geregeltes Netzteil mit einer festen Impulsbreite vereinfacht
zwar Entwurf und Konstruktion des Transformators, kann jedoch
zu anderen Schwierigkeiten führen. Zum Beispiel kann die
Impulsfrequenz bei sehr geringer Belastung in den hörbaren
Bereich absinken. Bei hoher Belastung kann es vorkommen, daß
nicht genügend Leistung übertragen wird, um die Regelung der
Spannungshöhe aufrechtzuerhalten.
Aus dem Siemens-Fachbuch "Schaltbeispiele", Ausgabe 1982/83,
Seiten 90/91 und 105-107 sind geregelte Schaltnetzteile bekannt,
bei denen einem Verbraucher der Strom über als Schalter
betriebene Transistoren zugeführt wird und über die diese
Transistoren steuernden Schaltimpulse die Verbraucherspannung
geregelt werden kann.
Aus der US-PS 45 04 779 ist eine geregelte Stromversorgungsschaltung,
etwa für einen Motor, bekannt, bei welcher die
Gate-Source-Strecke eines als Schalter für die Verbraucherstromzuführung
benutzten Feldeffekttransistors mit einem Kondensator
überbrückt ist. Durch die Aufladung und Entladung
dieses Kondensators werden die Flanken der dem Feldeffekttransistor
zugeführten Schaltimpulse abgeflacht, um als Störsignale
wirkende Oberwellen gering zu halten. Dabei muß jedoch
die Kurvenform der Schaltimpulse sehr sorgfältig bemessen
werden, um einerseits möglichst wenig störende Oberwellen
zu erzeugen und andererseits die Verlustleistung beim Ein-
und Ausschalten des Feldeffekttransistors gering zu halten.
Der Kompromiß zwischen langen Schaltzeiten des Feldeffekttransistors
im Interesse eines niedrigen Oberwellengehaltes
und kurzen Schaltzeiten im Interesse niedriger Verlustleistung
führt jedoch bei einer Massenfertigung zu Problemen, weil
sich die Eingangskapazität des Feldeffekttransistors zum Wert
des Kondensators hinzuaddiert und toleranzbedingte Kapazitätsschwankungen
des Feldeffekttransistors ein individuelles Einjustieren
des Kondensators auf die günstigste Kurvenform der
Schaltimpulse notwendig machen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben,
welche unempfindlich gegen Toleranzschwankungen des
Schalttransistors ist und somit kein individuelles Einjustieren
von dessen Steuerimpulsen erfordert.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs
1 angegebenen Merkmale gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind im Unteranspruch gekennzeichnet.
Bei der Erfindung werden die Treiberimpulse für den als
Schalttransistor benutzten Feldeffekttransistor über einen
Verstärker derart zugeführt, daß die Linearität der Impulsflanken erhalten bleibt, so daß die Kapazität des
Feldeffekttransistors die Treiberimpulsform nicht mehr beeinflußt
und die erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltungen
in großen Stückzahlen herstellbar sind, ohne daß
individuelle Justierungen für die Kurvenform der Treiberimpulse
erforderlich wären.
Entsprechend einem Aspekt der Erfindung, enthält ein Netzteil
für Videosichtgeräte eine ungeregelte Spannungsquelle, eine
Transformatorwicklung und einen Schalter, um die Spannungsquelle
in Abhängigkeit von Eingangsimpulsen mit der Wicklung zu verbinden.
Ein Impulsgenerator enthält eine Stromquelle, die einen Strom
vorgegebener Höhe liefert. Ein erster, einen Kondensator enthaltender
Strompfad ist mit einem zweiten Strompfad verbunden, der
eine Steuerschaltung enthält. Eine auf die Höhe der am Kondensator
anliegenden Spannung ansprechende Schaltung verbindet die Stromquelle
mit dem ersten und dem zweiten Strompfad, wenn der Kondensator
unter ein erstes Spannungsniveau entladen wird und trennt
die Stromquelle von dem ersten und dem zweiten Strompfad, wenn
der Kondensator über ein zweites Spannungsniveau aufgeladen
wird. Mit der Steuerschaltung des zweiten Strompfades ist eine
Schaltung verbunden, die auf eine Vergleichsspannung zur Steuerung
des Stromflusses durch den zweiten Strompfad anspricht. In
einem ersten Betriebszustand wird der Strom von der Stromquelle
durch den zweiten Strompfad vom Kondensator abgeleitet, um
die Ladezeit des Kondensators zu steuern, und in einem zweiten
Betriebszustand wird der Kondensator entladen. Die Entladezeit
des Kondensators wird durch die Steuerschaltung bestimmt.
Im folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung
unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Schaltschema und Blockdiagramm eines Teiles eines
Videosichtgerätes, das ein erfindungsgemäßes Netzteil
enthält;
Fig. 2 für das Verständnis der Schaltung der Fig. 1 nützliche
Wellenformen;
Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform
einer in Fig. 1 gezeigten Pulsformungsschaltung.
In Fig. 1 ist ein Teil eines Videosichtgerätes wie eines
Fernsehempfängers oder eines Computermonitors, gezeigt, bei
dem eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsnetzversorgung
(10) an eine Gleichrichterschaltung (11) und einen Filterkondensator
(12) angelegt ist, um eine ungeregelte Gleichspannung zu erzeugen.
Diese Gleichspannung wird an einen Anschluß einer Primärwicklung
(13) eines Transformators (14) angelegt. Der Transformator
(14) kann etwa für die elektrische Trennung zwischen der
Wechselstromversorgung (10) und den für den Anwender zugänglichen
(nicht dargestellten) Anschlüssen, wie Audio- und Video-Eingangs-
und Ausgangsbuchsen, sorgen. Diese Trennung wird, durch die
elektrische Isolierung z. B. der Video- und Audio-Verbraucherkreise
von der Versorgung (10) durch den Transformator (14) bewirkt.
Der andere Anschluß der Primärwicklung (13) ist mit der
Drainelektrode eines MOSFET (15) verbunden, der gemäß einem
Aspekt der Erfindung in einer später beschriebenen Weise erzeugte
Gateeingangsimpulse veränderlicher Breite und Frequenz erhält.
Die Gateeingangsimpulse veranlassen den MOSFET 15 Wirkungszustände
so zu schalten, daß an einer Sekundärwicklung (16) des
Transformators (14) eine geregelte Spannung erzeugt wird. Es
können zusätzliche Sekundärwicklungen vorgesehen sein, um weitere
Spannungen geregelter Höhe zu erzeugen, die zur Versorgung
verschiedener Verbraucherkreise des Videosichtgerätes verwendet
werden können. Die an einer Fühlwicklung (34) erzeugte Spannung
wird gleichgerichtet und gefiltert, um an einem Anschluß (35)
eine Spannung zu erzeugen, deren Größe die Höhe der durch die
Wicklung (16) erzeugten geregelten Spannung anzeigt. Die Spannung
am Anschluß (35) bewirkt eine Rückkopplung zu einer
Impulsgeneratorschaltung, die das Schalten des MOSFET 15 steuert.
Die an der Wicklung (16) erzeugte Spannung wird durch eine
Diode (17) und einen Kondensator (20) gleichgerichtet bzw.
gefiltert und an einen Anschluß einer Primärwicklung (21) eines
Hochspannungstransformators (22) angelegt. Der andere Anschluß
der Primärwicklung (21) ist mit einer üblichen
Horizontalablenkschaltung (23) verbunden, die eine einen
Horizontalendstufentransistor (25) mit Schaltimpulsen versorgende
Horizontaltreiberschaltung (24) enthält. Die Horizontalablenkschaltung
(23) enthält auch eine Dämpfungsdiode (26), einen Rücklaufkondensator
(27), eine Horizontalablenkwicklung (30) und einen
S-Formungskondensator (31). Die Horizontalablenkschaltung (23)
erzeugt einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung (30), die um
den Hals einer (nicht dargestellten) Kathodenstrahlröhre angeordnet
ist, um die Horizontalablenkung der Elektronenstrahlen der
Kathodenstrahlröhre zu bewirken. Das Schalten des
Horizontalendstufentransistors (25) erzeugt an der Wicklung
(21) Horizontalrücklaufimpulse, die durch eine Hochspannungswicklung
(32) hochtransformiert und gleichgerichtet werden, um an einem
Hochspannungsanodenanschluß (33) eine Hochspannung in der
Größenordnung von 30 000 Volt zu erzeugen. Die Hochspannung
wird an den (nicht dargestellten) Hochspannungsanodenanschluß
der Kathodenstrahlröhre angelegt. Der Hochspannungstransformator
(22) kann auch zusätzliche Wicklungen enthalten, wie eine Wicklung
(48), die eine gleichgerichtete und gefilterte Spannung zur
Versorgung einer oder mehrerer Videosichtgeräteschaltungen
über einen Anschluß (39) erzeugen kann.
Die Eingangsimpulse für den MOSFET (15) werden auf folgende
Weise erzeugt. Es wird bewirkt, daß die erzeugten Impulse bezüglich
der Impulsbreite wie der Frequenz variieren. Da die Impulsfrequenz
ebenfalls variiert werden kann, ist die zulässige Variation
der Impulsbreite geringer als die entsprechende Variation bei
einem impulsbreitenmodulierten Netzteil fester Frequenz. Beim
Betrieb der in Fig. 1 dargestellten Schaltung variiert die
Impulsbreite zwangsläufig lediglich innerhalb eines Bereiches
von der Größenordnung von 4 µs bis 8 µs, während die Pulsfrequenz
innerhalb eines Bereiches von der Größenordnung von 5 kHz bis
80 kHz variieren kann. Bei normalem Betrieb variiert die
Pulsfrequenz üblicherweise von 40 bis 50 kHz. Die in Fig. 2a
als durchgezogene Wellenform dargestellte Lade- und
Entladegeschwindigkeit eines Kondensators (36) bestimmen die
Pulsbreite und -frequenz. Die Pulsbreite wird durch die Ladezeit
des Kondensators (36) zwischen zwei Schwellwerten TH1 und TH2
bestimmt, während die Impulszwischenzeit, aus der sich die
Pulsfrequenz ergibt, aus der Entladezeit des Kondensators (36)
zwischen den Schwellwerten TH2 und TH1 bestimmt wird. Die
Schwellwerte TH1 und TH2 werden durch eine Flipflop-Schaltung
(37) gesetzt, bei der es sich um ein R-S-Flipflop handeln kann,
das konstruktionsgemäß bei Schwellwerten, die bei 1/3 und 2/3
der Versorgungsspannung liegen, schaltet. Die am Kondensator
(36) erzeugte, am Anschluß (40) vorliegende Spannung wird an
die S- und R-Eingänge des Flipflop (37) angelegt. Der Q- und
Ausgangsanschluß des durch die Höhe der Spannung am Anschluß
(40) gesteuerten Flipflop (37) schaltet in Abhängigkeit von
dem während des Ladens und Entladens die jeweiligen Schwellwerte
annehmenden Kondensator (36). Das Q-Ausgangssignal des Flipflop
(37), das ein Signal, wie durch die ausgezogene Wellenform
in Fig. 2B dargestellt, erzeugt, wird der Pulsformungsschaltung
(81) zugeführt. Das als durchgezogene Wellenform in Fig. 2C
dargestellte Ausgangssignal der Pulsformungsschaltung (81)
wird an das Gate des MOSFET (15) angelegt.
Der Kondensator (36) wird von einer Spannungsquelle +V₁ über
einen einen Widerstand (41), einen Transistor (42) und einen
Transistor (43) eines Differenzverstärkers (44) enthaltenden
Ladepfad aufgeladen. Der Eingang zum Gate- oder Basisanschluß
des Transistors (43) ist mit einer Bezugsspannungsquelle VREF6
verbunden, deren Spannung gleich der Hälfte der Logikschwingung
des Flipflop (37) ist, d. h. der Hälfte der Spannungsschwingung
des Q-Ausgangssignals. Die Gate- oder Basis-Elektrode eines
Transistors (45) des Differenzverstärkers (44) ist mit dem
Q-Ausgang des Flipflop (37) verbunden. Der Entladepfad des
Kondensators (36) enthält einen Transistor (46) und einen Widerstand
(47). Der Ladestrom durch den Widerstand (41) und den Transistor
(42) repräsentiert einen Strom bekannter Höhe, die in einer
später erklärten Weise bestimmt wird. Dieser Strom wird entweder
durch den Transistor (43) oder den Transistor (45) geleitet,
was durch den Pegelzustand, d. h. das Q-Ausgangssignal des Flipflop
(37) am Eingangsanschluß (49) des Transistors (45) bestimmt
wird. Die Lade- und Entladegeschwindigkeit des Kondensators
(36) werden durch das Maß der Leitfähigkeit des Transistors
(46) bestimmt. Solange der Transistor (43) durchgeschaltet
ist, steuert der Transistor (46) die Ableitung des Ladestromes
vom Kondensator (36), wodurch die Ladezeit erhöht wird. Der
vom Transistor (46) abgeleitete Maximalstrom ist, in einer
später zu beschreibenden Weise so eingerichtet, daß er die
Hälfte des Ladestromes beträgt, so daß der Kondensator (36)
so lange weitergeladen wird, solange der Transistor (43) leitend
ist. Wenn der Transistor (43) gesperrt ist, bewirkt die
Leitfähigkeit des Transistors (46), daß der Kondensator (36)
entladen wird. Daher wird das Maß der Leitfähigkeit (d. h.,
der Stromfluß) des Transistors (46) sowohl die Lade- wie die
Entladegeschwindigkeit des Kondensators (36) bestimmen und
folglich die Breite und Frequenz der Impulse für den MOSFET
(15). Die Höhe der Spannung an der Basis des Transistors (46),
die das Maß der Leitfähigkeit des Transistors (46) steuert,
wird durch einen Differenzverstärker (50) bestimmt, der im
wesentlichen Transistoren (51, 52, 53 und 54) und einen
Stromquellentransistor (66) enthält. Das Eingangssignal
des einen Eingangs des Differenzverstärkers (50) am Transistor
(54) wird aus einer sorgsam kontrollierten Vergleichsspannung
VREF1 abgeleitet. Das andere Eingangssignal des Differenzverstärkers
(50) am Transistor (51) erhält vom Anschluß (35) ein
Rückkopplungssteuersignal, das aus der an der Fühlwicklung
(34) erzeugten Spannung abgeleitet ist, welche ihrerseits aus
der vom Transformator (14) gewonnenen geregelten Spannung abgeleitet
ist. Sowie die Rückkopplungsspannung gegenüber VREF1 abnimmt,
wodurch ein Absinken der Höhe der geregelten Spannung angezeigt
wird, wird der Transistor (52) stärker leitend, wodurch über
einen als Diode geschalteten Transistor (58) die Basisspannung
des Transistors (46) erhöht wird, so daß dieser ebenfalls stärker
leitet. Dies führt zu einer geringeren Ladegeschwindigkeit
des Kondensators (36), wie als gestrichelte Wellenform in Fig. 2A
dargestellt, so daß die Breite des MOSFET-Eingangsimpulses
zunimmt, wie als gestrichelte Wellenform in Fig. 2C dargestellt,
wenn der Ladestrom über den Transistor (43) durchgeschaltet
ist. Wenn der Ladestrom abgeschaltet ist, und der Strom über
den Transistor (45) abfließt, führt die erhöhte Leitfähigkeit
des Transistors (46) zu einer höheren Entladegeschwindigkeit
des Kondensators (36), so daß die Frequenz der MOSFET-
Eingangsimpulse erhöht wird, wie ebenfalls aus Fig. 2C ersichtlich
ist. Der MOSFET (15) leitet daher länger und öfter, wie durch
die gestrichelte Wellenform in Fig. 2D dargestellt, wodurch
die geregelte Spannung erhöht wird. Umgekehrt bewirkt eine
Zunahme der geregelten Spannung eine Zunahme der an den Transistor
(51) angelegten Spannung, so daß dieser weniger leitet, wodurch
die Transistoren (52) und (56) weniger leiten, womit Impulsbreite
und -frequenz abnehmen, so daß die geregelte Spannung abnimmt.
Die Schaltung bewirkt in dieser Weise durch gleichzeitiges
Variieren der Impulsbreite und -frequenz, daß die geregelte
Spannung auf einer konstanten Höhe gehalten wird.
Wie oben beschrieben, hat der über den Transistor (42) und
den Transistor (43) zugeführte Ladestrom einen bekannten Wert,
wobei der maximale Entladestrom über den Transistor (26) in
einer Beziehung steht zum Ladestrom, wie im folgenden beschrieben.
Ein Differenzverstärker (60), der Transistoren (61), (62) und
(63) enthält, ist mit einem Eingang, der Basis des Transistors
(62), mit einer Bezugsspannung VREF2 verbunden. Beim Leiten
des Transistors (62) sinkt seine Kollektorspannung, wodurch
der Transistor (64) stärker leitend wird, da dessen Basis mit
dem Kollektor des Transistors (62) verbunden ist. Die erhöhte
Leitfähigkeit des Transistors (64) erhöht den Stromfluß durch
den Widerstand (65) und damit den Spannungsabfall an diesem,
so daß die Basisspannung des Transistors (61) angehoben wird
und dieser stärker leitfähig wird. Die erhöhte Leitung des
Transistors (61) senkt die Leitung des Transistors (62), so
daß die Leitung des Transistors (64) und schließlich die des
Transistors (61) abnimmt. Durch diese Art der Rückkopplung
wird die Spannung an der Basis des Transistors (61) im wesentlichen
der Spannung an der Basis des Transistors (62) gleich gehalten,
welche VREF2 gleich ist. Da die Kollektorspannung des Transistors
(64) bekannt ist, wird durch die Wahl des Wertes für den Widerstand
(65) der Stromfluß durch den Transistor (64) bestimmt. Die
Basis des Transistors (64) ist ebenfalls mit den Basen der
Transistoren (42) und (66) verbunden, so daß deren Stromfluß
ebenfalls bestimmt ist. Der Transistor (42) leitet den Ladestrom
über den Widerstand (41), während der Transistor (66) den
Entladestrom des Transistors (46) über einen Widerstand (67)
steuert. Deshalb wird das maximale Verhältnis von Ladestrom
zu Entladestrom durch das Verhältnis der Werte der Widerstände
(41) und (67) bestimmt. Zur Veranschaulichung kann der Ladestrom
z. B. zweimal so hoch wie der Entladestrom bei maximaler
Leitfähigkeit des Transistors (52) gewählt werden. Dieser Fall
führt zu gleichen Lade- und Entladeströmen für den Kondensator
(36), so daß dem MOSFET (15) Eingangsimpulse mit einem
Tastverhältnis von 50% zugeführt werden, was für eine optimale
Leistungsübertragung zweckmäßig ist.
Während der Anlaufphase des Netzteiles, wenn das Videosichtgerät
zum Beispiel nach dem Einschalten mit Energie versorgt wird,
ist es wünschenswert, die Breite und Frequenz der erzeugten
Impulse zu begrenzen, um es den Versorgungsspannungen für die
Schaltung zu erlauben, ohne Fehlbelastung auf ihre Normalwerte
anzuwachsen. Es ist eine Anlaufverzögerungsschaltung vorgesehen,
die es erlaubt, die Breite und Frequenz der Impulse langsam
anwachsen zu lassen. Beim Abschalten des Videosichtgerätes
bewirkt eine Logikschaltung (70) ein kurzzeitiges Leiten eines
Transistors (71), so daß ein Kondensator (72) entladen wird.
Wenn das Videosichtgerät mit Energie versorgt wird, ist der
Kondensator (72) daher entladen, aber er beginnt durch die
langsam anwachsende Versorgungsspannung +V₁ über einen Widerstand
(73), der zusammen mit einem Widerstand (74) einen Spannungsteiler
bildet, geladen zu werden. Ist der Kondensator (72) entladen,
so bewirkt der Spannungspegel an der Basis eines Transistors
(75), daß dieser durchgeschaltet ist, so daß ein Transistor
(76) über einen als Diode geschalteten Transistor (67)
durchgeschaltet wird. Der Transistor (76) leitet den Entlade-
Steuerstrom vom Transistor (52) um oder ab, so daß die erzeugten
MOSFET-Eingangsimpulse geringe Breiten und eine niedrige Frequenz
haben. Wenn die Betriebsversorgungsspannung +V₁ anwächst, bewirkt
die am Kondensator (72) erzeugte Spannung ein Sinken der Leitung
des Transistors (75) und damit ein Sinken der Leitung des Transistors
(76). Der Entlade-Steuerstrom beginnt dann die Basisspannung
des Transistors (46) auszusteuern, so daß Breite und Frequenz
der erzeugten Impulse anwachsen. Wenn die
Betriebsversorgungsspannung +V₁ ihre normale Höhe im wesentlichen
erreicht, bewirkt die Spannung am Kondensator (72), daß die
Transistoren (75) und (76) gesperrt werden, so daß die verzögerte
Startphase beendet wird und der Impulsgenerator im Normalbetrieb
arbeitet.
Die Logikschaltung (70) kann ebenso verwendet werden, um das
Netzteil und damit das Videosichtgerät unter bestimmten
Fehlerbedingungen außer Betrieb zu setzen. Zum Beispiel, wenn
von MOSFET (15) über eine Leitung (80) ein Überstromanzeigesignal
an die Logikschaltung (70) gesendet wird. Im Falle eines
Überlaststromes wird der erhöhte Spannungsabfall am Widerstand
(79) über die Leitung (80) der Logikschaltung (70) zugeführt,
so daß der Transistor (71) leitend wird, wodurch der Kondensator
(72) entladen wird. Dadurch wird bewirkt, daß der Transistor
(76) leitet, wodurch das Netzteil effektiv außer Betrieb gesetzt
wird. Auch durch andere Fehlerbedingungen kann bewirkt werden,
daß die Logikschaltung (70) in einer ähnlichen Weise arbeitet,
so daß das Videosichtgerät davor bewahrt wird, bei Fehlerzuständen
zu arbeiten.
Das in Fig. 2B dargestellte Ausgangssignal des Flipflop (37)
ist ein dem gewünschten Schaltsignal für den MOSFET (15) entsprechender
Rechteckimpuls. Um mögliche Probleme durch
Radiofrequenzstörungen zu vermeiden, die durch die Versorgung des MOSFET
(15) mit scharf geformten Impulsen hervorgerufen werden können,
ist eine Pulsformschaltung (81) vorgesehen, welche die
Ausgangssignale des Flipflop (37) so verarbeitet, daß ein Signal
mit definierten Anstiegs- und Abfallszeiten erzeugt wird, wie
in Fig. 2B dargestellt. Eine Ausführungsform der Pulsformschaltung
(81) ist in Fig. 3 dargestellt. Das Ausgangssignal des Q-Ausgangs
des Flipflop (37) wird einem Anschluß (82), der Basis eines
Transistors (83), zugeführt. Die positiv ansteigenden Impulse
des Flipflop (37) schalten den Transistor (83) durch, wodurch
über einen Stromfluß durch eine Diode (84) und einen Widerstand
(85) die Basisspannung eines Transistors (86) angehoben und
dieser durchgeschaltet wird. Durch das Leiten des Transistors
(86) wird ein Kondensator (87) entladen, der normalerweise
aus einer Konstantstromquelle mit einem Transistor (90) und
einem Widerstand (91) geladen wird. Dioden (92) und (93) klemmen
die Ladespannung des Kondensators (87). Die Entladegeschwindigkeit
des Kondensators (87) wird durch die Werte des Widerstandes
(85) und von Widerständen (94) und (95) bestimmt. Das Entladen
des Kondensators (87) bewirkt eine Abnahme der Basisspannung
eines Transistors (96), wodurch dieser weniger leitet und eine
Abnahme des Stromes durch Widerstände (97) und (100) zurückgeht.
Wenn die Spannung am Widerstand (100) sinkt, leitet ein Transistor
(101) weniger, was zu einem linearen Anstieg der Spannung an
Widerständen (102) und (106) führt. Der Spannungsanstieg ist
linear, weil nur ein verhältnismäßig kleiner Ausschnitt der
RC-Ladespannungskennlinie des Kondensators (87) durch die
Transistoren (96) und (101) verstärkt wird. Die Emitterspannung
eines Transistors (103) steigt ebenfalls linear auf eine Höhe,
die der Höhe der Versorgungsspannung +V₁ abzüglich den
Basis-Emitter-Spannungsabfällen an Transistoren (104) und (105)
gleich ist. Der Emitter des Transistors (103) ist mit dem Gate
des MOSFET (15) verbunden und liefert die tatsächlichen
Schaltimpulse für diesen.
Die negativen Flanken der Impulse des Flipflop (37) am Anschluß
(82) sperren die Transistoren (83) und (86). Der Kondensator
(87) wird dann durch die Spannungsversorgung +V₁ über den Widerstand
(91) und den Transistor (90) geladen. Dies bewirkt, daß die
Transistoren (96) und (101) stärker leiten, was zu einem linearen
Rückgang der Spannung am Widerstand (102) führt. Der Transistor
(103) leitet stärker, so daß dessen Emitterspannung, und damit
der MOSFET-Eingangsimpuls, linear abfallen. Die Pulsanstiegszeit
wird durch die Wahl der Werte für die Widerstände (85) und
(95) bestimmt, während die Pulsabfallzeit durch die Wahl des
Widerstandes (91) bestimmt wird.
Im Falle einer Stromüberlastung führt die Logikschaltung (70)
z. B. einem Anschluß (110) der Pulsformschaltung (81) ein Signal
zu, so daß der MOSFET (15) gesperrt und das Netzteil außer
Betrieb gesetzt bleibt. Wie Fig. 3 zeigt, ist der Anschluß
(110) mit dem Kollektor des Transistors (101) verbunden.
Claims (4)
1. Stromversorgungsschaltung für ein Videogerät mit
- - einer Eingangsspannungsquelle (11),
- - einer mit einer Lastschaltung (23) gekoppelten Induktivität (13),
- - einem mit der Eingangsspannungsquelle und der Induktivität gekoppelten Feldeffekttransistor (15)
- - und einer Eingangsimpulsquelle (37) zur Lieferung von Schaltimpulsen für den Feldeffekttransistor zur Energieübertragung von der Eingangsspannungsquelle zur Lastschaltung über die Induktivität,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsimpulsquelle (37) mit einer Steuerelektrode
(Gate) des Feldeffekttransistors (15) über eine eine Kapazität
(87) und einen Verstärker (96, 101, 103-105) enthaltende
Impulsformerschaltung (81) verbunden ist, deren Kapazität (87)
- - aufgeladen wird in Abhängigkeit von Eingangsimpulsübergängen einer ersten Polarität zur Erzeugung von ersten Flanken geformter Impulse, deren Steilheit entsprechend der Aufladungsgeschwindigkeit der Kapazität bestimmt ist,
- - und entladen wird in Abhängigkeit von Eingangsimpulsübergängen einer entgegengesetzten Polarität zur Erzeugung von zweiten Flanken geformter Impulse, deren Steilheit entsprechend der Entladegeschwindigkeit der Kapazität bestimmt ist,
und deren Verstärker (96, 101, 103-105) die geformten Impulse
an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors (15) derart
koppelt, daß die Linearität der Impulsflanken erhalten
bleibt.
2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der die geformten Impulse koppelnde Verstärker
(96, 101, 103-105) nur einen Teil des Ladespannungsverlaufs
des Kondensators (87) verstärkt, derart, daß die geformten
Impulse praktisch linear verlaufende Flanken haben.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/733,447 US4679131A (en) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | Regulating power supply for video display apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3645149C2 true DE3645149C2 (de) | 1991-12-12 |
Family
ID=24947643
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863615901 Granted DE3615901A1 (de) | 1985-05-10 | 1986-05-12 | Geregeltes netzteil fuer videosichtgeraete |
DE3645149A Expired - Fee Related DE3645149C2 (de) | 1985-05-10 | 1986-05-12 |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863615901 Granted DE3615901A1 (de) | 1985-05-10 | 1986-05-12 | Geregeltes netzteil fuer videosichtgeraete |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4679131A (de) |
JP (1) | JP2608880B2 (de) |
KR (1) | KR930006187B1 (de) |
CA (1) | CA1280204C (de) |
DE (2) | DE3615901A1 (de) |
FR (1) | FR2581818B1 (de) |
GB (2) | GB2175108B (de) |
HK (2) | HK2595A (de) |
SG (1) | SG25592G (de) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4772995A (en) * | 1987-01-08 | 1988-09-20 | Veeco Instruments Inc. | Switching supply with pulse width and rate modulation |
US4814684A (en) * | 1987-09-30 | 1989-03-21 | Trw Inc. | Apparatus for extending the Vout/Vin ratio of a DC-to-DC converter |
US4808906A (en) * | 1988-04-15 | 1989-02-28 | Tektronix, Inc. | High voltage regulator for CRT anode voltage supply |
US4931920A (en) * | 1989-06-16 | 1990-06-05 | Ncr Corporation | Circuit and method for regulating output voltage of a switch mode power supply having a current mode magnetic amplifier |
US5008796A (en) * | 1990-06-06 | 1991-04-16 | International Business Machines Corporation | Apparatus and method for improving load regulation in switching power supplies |
NL9100445A (nl) * | 1991-03-13 | 1992-10-01 | Philips Nv | Voedingsschakeling. |
GB2280071A (en) * | 1993-07-01 | 1995-01-18 | Thomson Consumer Electronics | Protection circuit for a power supply within a TV receiver |
GB2283135A (en) * | 1993-10-20 | 1995-04-26 | Thomson Consumer Electronics | Switch mode power supply circuit |
KR0182921B1 (ko) * | 1996-05-02 | 1999-04-15 | 김광호 | 발진 전압 안정화 회로를 구비한 디스플레이 장치 |
US5959853A (en) * | 1998-08-24 | 1999-09-28 | Kos; Marek John | Closed-loop switched capacitor network power supply |
US6462971B1 (en) * | 1999-09-24 | 2002-10-08 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller |
US7046528B2 (en) * | 2002-12-31 | 2006-05-16 | Intel Corporation | Load-dependent variable frequency voltage regulator |
JP5404991B2 (ja) * | 2006-02-07 | 2014-02-05 | スパンション エルエルシー | Dc−dcコンバータの制御回路、dc−dcコンバータ、およびdc−dcコンバータの制御方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2461654C3 (de) * | 1974-12-27 | 1979-04-19 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Fremdgesteuerter Sperrumrichter mit geregelter Ausgangsspannung |
US4504779A (en) * | 1983-03-11 | 1985-03-12 | Hewlett-Packard Company | Electrical load drive and control system |
Family Cites Families (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3487234A (en) * | 1963-12-27 | 1969-12-30 | Gen Electric | Time ratio control and inverter power circuits |
NL7507437A (nl) * | 1975-06-23 | 1976-12-27 | Philips Nv | Schakeling voor het omzetten van een ingangsgelijk- spanning in een uitgangsgelijkspanning. |
US4037271A (en) * | 1976-12-03 | 1977-07-19 | Boschert Associates | Switching regulator power supply |
NL7803661A (nl) * | 1978-04-06 | 1979-10-09 | Philips Nv | Afgestemde geschakelde voedingsspanningsschakeling. |
NL7809226A (nl) * | 1978-09-11 | 1980-03-13 | Philips Nv | Geschakelde spanningsomzetter. |
US4302803A (en) * | 1980-01-16 | 1981-11-24 | Sperry Corporation | Rectifier-converter power supply with multi-channel flyback inverter |
US4316242A (en) * | 1980-09-04 | 1982-02-16 | General Electric Company | Wide input range, transient-immune regulated flyback switching power supply |
US4429259A (en) * | 1980-09-12 | 1984-01-31 | Rca Corporation | Horizontal deflection circuit with a start-up power supply |
US4347559A (en) * | 1981-03-02 | 1982-08-31 | Texas Instruments Incorporated | Switching power supply |
US4385264A (en) * | 1981-05-07 | 1983-05-24 | Rca Corporation | Start-up circuit for a power supply |
US4400767A (en) * | 1981-06-30 | 1983-08-23 | Honeywell Information Systems Inc. | Self start flyback power supply |
DE3366391D1 (en) * | 1982-04-07 | 1986-10-30 | Sanyo Electric Co | Improved power supply circuit of switching regulator type |
US4460951A (en) * | 1982-07-01 | 1984-07-17 | Honeywell Information Systems Inc. | Control circuit arrangement for a self-start power supply |
US4459651A (en) * | 1982-07-01 | 1984-07-10 | Honeywell Information Systems Inc. | Regulated flyback power supply using a combination of frequency and pulse width modulation |
JPS5947971A (ja) * | 1982-09-13 | 1984-03-17 | Hitachi Ltd | 安定化電源回路の保護回路 |
US4516168A (en) * | 1982-11-30 | 1985-05-07 | Rca Corporation | Shutdown circuit for a switching regulator in a remote controlled television receiver |
US4616300A (en) * | 1982-12-17 | 1986-10-07 | Keltron Corporation | Method of and apparatus for efficient high voltage generation by resonant fly back |
US4489369A (en) * | 1983-06-28 | 1984-12-18 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Control circuit for a flyback stepcharger |
US4546421A (en) * | 1984-03-28 | 1985-10-08 | United Technologies Corporation | Flyback feedforward pulse width modulation regulator |
US4559592A (en) * | 1984-05-31 | 1985-12-17 | Pitney Bowes Inc. | Electronic postage meter having a switching power supply employing integrated circuit timer |
-
1985
- 1985-05-10 US US06/733,447 patent/US4679131A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-05-01 CA CA000508069A patent/CA1280204C/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-05-08 GB GB8611236A patent/GB2175108B/en not_active Expired
- 1986-05-09 JP JP61107527A patent/JP2608880B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1986-05-09 FR FR868606711A patent/FR2581818B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1986-05-09 KR KR1019860003610A patent/KR930006187B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-05-12 DE DE19863615901 patent/DE3615901A1/de active Granted
- 1986-05-12 DE DE3645149A patent/DE3645149C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-10-31 GB GB8825436A patent/GB2209856B/en not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-03-06 SG SG255/92A patent/SG25592G/en unknown
-
1995
- 1995-01-05 HK HK2595A patent/HK2595A/xx not_active IP Right Cessation
- 1995-02-09 HK HK18095A patent/HK18095A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2461654C3 (de) * | 1974-12-27 | 1979-04-19 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Fremdgesteuerter Sperrumrichter mit geregelter Ausgangsspannung |
US4504779A (en) * | 1983-03-11 | 1985-03-12 | Hewlett-Packard Company | Electrical load drive and control system |
Non-Patent Citations (4)
Title |
---|
MÜSELER/SCHNEIDER: Elektronik, 2. Aufl., Carl Hanser Verlag, 1981, S. 298, ISBN 3-446-13310-0 * |
NÜHRMANN: Stromversorgungsschaltungen, Schalt- netzteile, Triac- und Zündschaltungen, Professionelle Schaltungstechnik Teil 2, Franziz- Verlag, 1984, S. 108/109, ISBN 3-7723-7591-X * |
SIEMENS Fachbuch: Schaltbeispiele, Ausgabe 1982/83, S. 90/91 und 105-107 * |
SIEMENS Technische Mitteilung aus dem Bereich Bauelemente: Schaltnetzteile mit der ISTDA 4600, Febr. 1982, S. 1-14 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
HK18095A (en) | 1995-02-17 |
DE3615901C2 (de) | 1992-12-10 |
KR860009587A (ko) | 1986-12-23 |
KR930006187B1 (ko) | 1993-07-08 |
JP2608880B2 (ja) | 1997-05-14 |
US4679131A (en) | 1987-07-07 |
FR2581818A1 (fr) | 1986-11-14 |
SG25592G (en) | 1992-05-15 |
GB2175108B (en) | 1989-12-28 |
GB8611236D0 (en) | 1986-06-18 |
FR2581818B1 (fr) | 1992-02-07 |
JPS62268359A (ja) | 1987-11-20 |
GB2175108A (en) | 1986-11-19 |
HK2595A (en) | 1995-01-13 |
DE3615901A1 (de) | 1986-11-13 |
GB2209856A (en) | 1989-05-24 |
GB2209856B (en) | 1990-01-04 |
GB8825436D0 (en) | 1988-11-30 |
CA1280204C (en) | 1991-02-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2228194C2 (de) | Spannungsregelschaltung | |
DE102005055160B4 (de) | Regelschaltung zur Strom- und Spannungregelung in einem Schaltnetzteil | |
DE69014688T2 (de) | Selbstschwingender Wandler mit Leichtlast-Stabilisator. | |
DE68914757T2 (de) | Geschaltete Speisespannungsschaltung. | |
DE3882754T2 (de) | Push-pull-Treiberschlatung für Leistungskonverter. | |
DE69011905T2 (de) | Geschaltete Speisespannungsschaltung mit Anlaufschaltung. | |
DE3645149C2 (de) | ||
DE4007213A1 (de) | Synchronisierter schalt-stromversorgungsteil | |
CH651985A5 (de) | Schaltung zur abgabe eines regulierten schlaufenstromes an eine 2-draht-teilnehmerleitung. | |
DE4332714A1 (de) | Resonanzkreis | |
DE19948903A1 (de) | Getaktete Stromversorgung | |
DE2819775B2 (de) | Schaltungsanordnung zur automatischen Strahlstrombegrenzung einer Bildröhre | |
DE2554058B2 (de) | Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangs-Gleichspannung in eine nahezu konstante Ausgangsgleichspannung | |
DD217955A5 (de) | Speisespannungsschaltung | |
DD141894A1 (de) | Geregelte ablenkschaltung | |
DE2167212C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung wenigstens einer vorgegebenen Ausgangsspannung, deren Größe von einer Eingangsspannung unabhängig ist | |
DE3410615C2 (de) | ||
DE2504022C3 (de) | Überspannungsschutzschaltung | |
DE3740334A1 (de) | Mehrfrequenzsignalansteuerschaltung fuer ein kathodenstrahlroehrengeraet | |
EP0509343B1 (de) | Verfahren zum Betreiben eines Schaltreglers sowie Anordnung | |
DE3618890C2 (de) | Steuerschaltung für den Leistungsschalter eines Fernsehgerätes | |
EP0213655B1 (de) | Anordnung zur Synchronisation der Oszillatoren mehrerer getakteter Gleichspannungswandler | |
DE2852942C3 (de) | Bildwiedergabe-Schaltungsanordnung | |
DE2337800B2 (de) | Zeilenablenkschaltung | |
DE69615138T2 (de) | Vorrichtung zur Anzeige von Bildern auf einer Bildschirmröhre, mit einem selbstschwingenden Schaltnetzteil |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
Q369 | Divided out of: |
Ref document number: 3615901 Country of ref document: DE |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
AC | Divided out of |
Ref country code: DE Ref document number: 3615901 Format of ref document f/p: P |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
AC | Divided out of |
Ref country code: DE Ref document number: 3615901 Format of ref document f/p: P |
|
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |