CN112713782B - 谐振变换器及其同步整流控制方法 - Google Patents

谐振变换器及其同步整流控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种谐振变换器及其同步整流控制方法。该谐振变换器的同步整流控制方法包括：获取谐振变换器的输出电流；若输出电流大于第一电流阈值，得到第一参数；若输出电流小于第二电流阈值，得到第二参数，第一电流阈值大于第二电流阈值，第一参数大于第二参数；根据第一参数建立第一电流滞环及根据第二参数建立第二电流滞环，第一电流滞环的参数为第一参数，第二电流滞环的参数为第二参数；利用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流。通过这种方式，能够降低电压尖峰，且降低功耗。

Description

谐振变换器及其同步整流控制方法
技术领域
本申请涉及变换器领域，特别是涉及一种谐振变换器及其同步整流控制方法。
背景技术
在谐振变换器技术中，通常通过母线电压函数调整的方法解决副边同步整流功率管的Vds电压在稳态时超降额的问题，但是不能解决副边同步整流功率管的Vds电压在动态过程中超降额的问题。例如，谐振变换器的功率由7.5KW提升到10KW，其输出额定电流由75A提升到100A，限流110%（110A），在满载切空载工况下，副边同步整流功率管的电压尖峰最高可达290V，超降额的问题严重。
为改善超降额的问题，现有技术通常提高电流判断阈值（同步整流快速退出），但会增加功耗。
发明内容
本申请主要解决的技术问题是提供一种谐振变换器及其同步整流控制方法，以降低电压尖峰，且降低功耗。
为解决上述技术问题，本申请采用的一个技术方案是：提供一种谐振变换器的同步整流控制方法。该谐振变换器的同步整流控制方法包括：获取谐振变换器的输出电流；若输出电流大于第一电流阈值，得到第一参数；若输出电流小于第二电流阈值，得到第二参数，第一电流阈值大于第二电流阈值，第一参数大于第二参数；根据所述第一参数建立第一电流滞环及根据所述第二参数建立第二电流滞环，第一电流滞环的参数为第一参数，第二电流滞环的参数为第二参数；采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流。
为解决上述技术问题，本申请采用的一个技术方案是：提供一种谐振变换器。该谐振变换器通过上述同步整流控制方法进行同步整流控制。
本申请的有益效果是：区别于现有技术，本申请谐振变换器的同步整流控制方法包括：获取谐振变换器的输出电流；若输出电流大于第一电流阈值，得到第一参数；若输出电流小于第二电流阈值，得到第二参数，第一电流阈值大于第二电流阈值，第一参数大于第二参数；根据第一参数建立第一电流滞环及根据第二参数建立第二电流滞环，第一电流滞环的参数为第一参数，第二电流滞环的参数为第二参数；采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流。通过这种方式，本申请建立第一电流滞环及第二电流滞环，并采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流，且第一电流滞环的第一参数大于第二电流滞环的第二参数，因此能够通过第一电流滞环降低谐振变换器的副边同步整流功率管的电压尖峰，并通过第二电流滞环降低谐振变换器的功耗（防止同步整流退出过早，增加功耗），因此本申请能够降低电压尖峰，且降低功耗。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请谐振变换器的电路结构示意图；
图2是本申请谐振变换器的同步整流控制方法一实施例的流程示意图；
图3是本申请第一电流滞环与第二电流滞环的滞环曲线示意图；
图4是图2实施例谐振变换器的同步整流控制方法中步骤S205的一具体流程示意图；
图5是本申请谐振变换器在切载工况下第一电流滞环与第二电流滞环的滞环曲线及副边同步整流功率管开关状态的示意图；
图6是本申请谐振变换器在非切载工况下第一电流滞环与第二电流滞环的滞环曲线及副边同步整流功率管开关状态的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，均属于本申请保护的范围。
本申请中的术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
本申请首先提出一种谐振变换器，如图1所示，谐振变换器是一种通过控制开关频率（调节频率）来实现输出电压恒定的谐振电路。它的优点是：实现原边主MOS开关（Q1-Q4）的零电压开通（Zero Voltage Switch，ZVS）和副边同步整流二极管（D1、D2）的零电流关断（Zero Current Switch，ZCS），通过软开关技术，可以降低开关损耗，提高谐振变换器的效率和功率密度。
本实施例谐振变换器包括开关网络（图未标）、谐振网络（图未标）、中心抽头变压器T、副边同步整流功率管Q5及其内部寄生二极管 D1及其寄生电容C1、副边同步整流功率管Q6及其内部寄生二极管D2及其寄生电容C2、输出滤波电容Co 、负载 R等；其中，开关网络由主MOS开关（Q1-Q4）及其内部寄生二极管（图未标）、寄生电容（图未标）组成；谐振网络由谐振电容Cr 、串联谐振电感Lr 及并联谐振电感 Lm组成。
在其它实施例中，谐振变换器还可以是半桥式谐振变换器等。
本申请的谐振变换器可以采用下述同步整流控制方法实现同步整流控制，以降低电压尖峰，且降低功耗。
本申请进一步提出一种谐振变换器的同步整流控制方法，如图2及图3所示，图2是本申请谐振变换器的同步整流控制方法一实施例的流程示意图；图3是本申请第一电流滞环与第二电流滞环的滞环曲线示意图。本实施例谐振变换器的同步整流控制方法具体包括以下步骤：
步骤S201：获取谐振变换器的输出电流。
谐振变换器的输出电流是指副边同步整流功率管的输出电流；可以通过电流采集电路获取该输出电流。
步骤S202：若输出电流大于第一电流阈值I1，得到第一参数。
将输出电流与第一电流阈值I1进行比较，若输出电流大于第一电流阈值I1，则获取第一参数，关于第一参数的获取方法将在下文进行介绍；其中，第一参数包括第一下限值A1和第一上限值B1。
步骤S203：若输出电流小于第二电流阈值I2，得到第二参数，第一电流阈值I1大于第二电流阈值I2，第一参数大于第二参数。
将输出电流与第二电流阈值I2进行比较，若输出电流小于第二电流阈值I2，则获取第二参数，关于第二参数的获取方法将在下文进行介绍；其中，第二参数包括第二下限值A2和第二上限值B2。
步骤S204：根据第一参数建立第一电流滞环Z1及根据第二参数建立第二电流滞环Z2，第一电流滞环Z1的参数为第一参数，第二电流滞环Z2的参数为第二参数。
本实施例可以通过步骤S202至步骤S204为副边同步整流功率管的同步整流控制建立电流双滞环。且本实施例的第一电流阈值I1大于第二电流阈值I2，第一参数大于第二参数，即第一电流滞环Z1对应的输出电流大于第二电流滞环Z2对应的输出电流。
可选地，本实施例的第一电流滞环Z1的第一下限值A1小于第二电流阈值I2，能够避免出现副边同步整流功率管开通盲区。
本实施例可以通过下述程序实现第一电流滞环Z1的第一参数及第二电流滞环Z2的第二参数的赋值：
if（Io> I1）
{
A= A1；
B= B1；
}
else if（Io< I2）
{
A= A2；
B= B2；
}
其中，Io为副边同步整流功率管的输出电流，A、B为控制副边同步整流功率管开关的电流值。
本实施例第一电流滞环Z1的第一参数及第二电流滞环Z2的第二参数的上述赋值顺序能够避免插入中断。
步骤S205：采用第一电流滞环Z1及第二电流滞环Z2控制谐振变换器在切载工况下的同步整流。
在一应用场景中，若谐振变换器由满载切换到空载，则依次采用第一电流滞环Z1及第二电流滞环Z2控制谐振变换器的副边同步整流功率管工作。
具体地，基于图3实施例的电流双滞环的滞流曲线，可以采用图4实施例的方法实现谐振变换器由满载切换到空载工况下的同步整流。本实施例的方法包括步骤S401至步骤S403。
步骤S401：判定谐振变换器由满载切换到空载。
若检测到输出电流快速下降，则判定谐振变换器由满载切换到空载。
步骤S402：在输出电流小于或等于第一下限值A1，则控制副边同步整流功率管关断。
如图5所示，若谐振变换器由满载切换到空载，则获取副边同步整流功率管的输出电流；在输出电流小于或等于第一下限值A1，控制副边同步整流功率管关断。
步骤S403：在副边同步整流功率管的关断时间大于时间阈值，则控制副边同步整流功率管开通。
从第一电流滞环Z1切换到第二电流滞环Z2具有延时，因此在区域A1- B2中，副边同步整流功率管会先关断，然后延时一定时长后再开通，进入第二电流滞环Z2的控制。
时间阈值小于或等于第一电流滞环Z1与第二电流滞环Z2切换判断时长，即第一下限值A1与第二上限值B2之间的差值。且该切换判断时长应大于或者等于两倍的电流切换时长。
在一应用场景中，切换判断时长可以为5ms，输出电流从100A到0A的切换时长可以为500μs。
步骤S404：在输出电流小于或等于第二下限值A2，则控制副边同步整流功率管关断。
获取副边同步整流功率管的输出电流，在输出电流小于或等于第二下限值A2，控制副边同步整流功率管关断。
当输出电流快速下降（满载切换到空载）时，谐振变换器先工作在第一电流滞环Z1，实现副边同步整流功率管的快速关断，约5ms后，谐振变换器再工作在第二电流滞环Z2。
满载切空载时，谐振变换器先工作在第一电流滞环Z1，实现副边同步整流功率管的快速关断，能够降低副边同步整流功率管的电压尖峰；延时后，副边同步整流功率管再次开通，通过第二电流滞环Z2控制同步整流，能够延迟同步整流退出，因此能够降低功耗。
在另一应用场景中，若谐振变换器由空载切换到满载，则依次采用第二电流滞环Z2及第一电流滞环Z1控制谐振变换器的副边同步整流功率管工作。
具体地，谐振变换器由空载切换到满载工况时，若输出电流大于或等于第二上限值B2，则控制副边同步整流功率管开通；随着输出电流的变化，若输出电流大于或等于第一上限值B1，仍然控制副边同步整流功率管开通。
当输出电流快速上升（空载切换到满载）时，谐振变换器先工作在第二电流滞环Z2，约5ms后，谐振变换器再工作在第一电流滞环Z1。
可选地，本实施例的谐振变换器的同步整流控制方法还可以用于非切载工况下的同步整流控制，例如，若谐振变换器处于非切载工况，采用第二电流滞环Z2控制谐振变换器的副边同步整流功率管工作。
具体地，在非切载工况（输出电流缓慢变化）下，如图6所示，若输出电流小于或者等于第二下限值A2，则控制副边同步整流功率管关断，若输出电流大于或者等于第二上限值B2，则控制副边同步整流功率管开通。
在同步整流控制过程中，应实时获取输出电流，用实时的输出电流进行上述判断、控制。
本实施例可以通过缩短输出电流的采样判断时长，来提高切载时的副边同步整流驱动退出的速度，以降低电压尖峰；例如，可以将输出电流的采样判断时长从160μs缩短为10μs。
在其它实施例中，还可以通过提高输出电流的电流判断阈值，来提高切载时的副边同步整流驱动退出的速度，以降低电压尖峰。
本申请可以通过下述方法验证本申请电流双滞环（第一电流滞环Z1及第二电流滞环Z2）的可行性及确定电流双滞环的参数。
验证环境为：
示波器型号：安捷伦DSO3034A 350MHz；
探头型号：Tektronix TPP0101 10X电压探头、TEK P5200A 50MHz隔离探头、TEKTCPA300电流测试探头、TEK TCPA303电流测试探头；
模块主板：R752A072M11 PCB：V8.0；PFC_MOS：TK39N60W；PFC_DIO：APT30DQ120；DCDC_MOS：TK39N60W5；SR_MOS：IRFP4768（IR公司），器件的击穿电压为250V（工作在极限瞬态区，需满足雪崩降额要求）。
输出电流的采样判断时长为10μs的电流双滞环的参数确定。
首先确定第一下限值A1和第一上限值B1值，即副边同步整流功率管开通或者关断的电流判断值提高到多少满足电压应力不超降额的要求。设置不同第一参数（B1、A1）下满载（99.3V/102.5A，限流模式）切空载进行测试；第一种测试参数：B1=70 A、A1=65 A；第二种测试参数：B1=80A、A1=75A；通道CH1为副边同步整流功率管的电压波形；通道CH2为副边同步整流功率管的输出电流。
在B1=70 A、A1=65 A下，副边同步整流功率管的电压应力最高达275V，不满足要求。在B1=80A、A1=75A下，副边同步整流功率管的电压应力最高达245V，满足要求。因此确定参数B1=80A、A1=75A。
为保证不出现副边同步整流功率管开通盲区，需要满足：A1<I2，因此设置I2=78A；I1比I2大即可，这里可以配置I1=I2+5A=83A。其中，副边同步整流功率管退出的电流判断阈值可以设置为：A1-5A=70A（Z1）；A2-5A=10A（Z2），其具体数值可以根据实际工况进行调整。
为了进一步评价电流双滞环的可行性，对副边同步整流功率管的电压应力、稳流精度和负载调整率重新进行了测试。
a）满载切空载时，副边同步整流功率管的电压应力。测试工况：（1）满载99.3V/102A(进入限流)切空载，这种工况是测试中最恶劣工况；（2）100V/81.6A切空载，这是仅工作在第二滞环Z2的工况。测试方法：循环切载50次，取副边同步整流功率管电压尖峰的最大值。测试结果如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
其中，在满载99.3V/102A切空载时，电压尖峰的最大值为247V，不超过器件降额，但是在100V/81.6A切空载时，电压尖峰的最大值为279V，超器件击穿电压（250V）较大。因为在该工况下，工作在第二电流滞环Z2中，电流判断阈值较小，因此将第二电流滞环Z2的参数提高13A（为保证轻载效率，电流不能提的太高），以改善仅工作在第二电流滞环Z2时的副边同步整流功率管的电压尖峰。新的电流双滞环参数为：A2=23A、B2=28A、A1=75A、B1=80A、I2=78A、I1=83A。
重新测试新的电流环滞环参数下的切载工况下的电压应力。测试工况为：（1）满载99.3V/102A(进入限流)切空载、（2）带载100V/96A切空载、（3）带载100V/81.6A切空载、（4）带载100V/75A切空载。测试结果如下：
Figure 928609DEST_PATH_IMAGE002
测试工况（1）（2）工作在电流双滞环，能实现副边同步整流功率管的快速关断，测试的最大电压应力为249V，满载器件降额；测试工况（3）（5）仅工作在第二电流滞环Z2中，测试的最大电压应力为257V，超出器件击穿电压7V，但是超降额的尖峰出现的概率大约五十分之一，且只有一个脉冲。
为了评估谐振变换器工作的可靠性，从雪崩击穿的角度进行评价，测得Vds电压尖峰为261V（为测电流串了导线，比实际偏大点），雪崩期间时间为14ns，由于电压尖峰发生在输出电流Io下降到零后，因此漏极电流很小，这里取1A。
雪崩能量为雪崩能量为：EAR=1.8
Figure 323818DEST_PATH_IMAGE003
，远低于器件手册给出的770mJ。因此在工况（3）（4）中，虽然Vds电压尖峰超过了器件的击穿电压，但是工作在极限瞬时区，雪崩能量很小，符合器件降额要求。
b）稳流精度
测试了谐振变换器在20%、25%、50%、100%限流条件下的稳流精度，测试结果满足在各个限流点下，稳流精度满足1%的要求。
c）负载调整率
分别测试了输出100V、81V、70V、50V工况下谐振变换器的负载调整率，测试结果满足不同负载情况下直流输出电压与输出电流具有负单调性，且与输出电压整定值的差应≤±0.5%的输出电压整定值。
d）采用电流双滞环时，当从大电流（>A1）切载到（B2~A1区间）时，同步整流会先关断载重新开通。
实验测试结果表明，如理论分析，设定SR驱动波形及输出电流Io从大电流（>A1）切载到（B2~A1区间）时，驱动会关断后开通，原因是从第一电流滞环Z1切换到第二电流滞环Z2需要延时，延时约300ms（主要是滞环切换判断的电流是显示电流，这里对速度并无太高要求）这种情形对谐振变换器的正常工作没有影响，这种情况同时说明电流双滞环是起作用的。
本申请通过电流双滞环控制同步整流，能够加速满载切空载时副边同步整流功率管退出的速度，而不影响谐振变换器正常工作时副边同步整流功率管的开通及关断，解决了在满载切空载时副边同步整流功率管电压应力超降额的问题。电流双滞环的参数为：A2=23A、B2=28A、A1=75A、B1=80A、I2=78A、I1=83A；虽然非满载切空载工况，副边同步整流功率管电压应力最大超过击穿电压7V，但该电压尖峰持续时间很短，流过器件电流小，雪崩能量很低，满足器件降额要求；经测试，通过加入电流双滞环控制后，谐振变换器的稳流精度、负载调整率都满足要求。
本申请进一步提出一种计算机存储介质，计算机存储介质其上存储有程序指令，程序指令被处理器执行时实现上述谐振变换器的同步整流控制方法。
本实施例计算机存储介质可以是但不局限于U盘、SD卡、PD光驱、移动硬盘、大容量软驱、闪存、多媒体记忆卡、服务器等。
区别于现有技术，本申请谐振变换器的同步整流控制方法包括：获取谐振变换器的输出电流；若输出电流大于第一电流阈值，得到第一参数；若输出电流小于第二电流阈值，得到第二参数，第一电流阈值大于第二电流阈值，第一参数大于第二参数；基于第一参数和第二参数，建立第一电流滞环及第二电流滞环，第一电流滞环的参数为第一参数，第二电流滞环的参数为第二参数；采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流。通过这种方式，本申请建立第一电流滞环及第二电流滞环，并采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器在切载工况下的同步整流，且第一电流滞环的第一参数大于第二电流滞环的第二参数，因此能够通过第一电流滞环降低谐振变换器的副边同步整流功率管的电压尖峰，并通过第二电流滞环降低谐振变换器的功耗，因此本申请能够降低尖峰电压，且降低功耗。
另外，上述功能如果以软件功能的形式实现并作为独立产品销售或使用时，可存储在一个移动终端可读取存储介质中，即，本申请还提供一种存储有程序数据的存储装置，所述程序数据能够被执行以实现上述实施例的方法，该存储装置可以为如U盘、光盘、服务器等。也就是说，本申请可以以软件产品的形式体现出来，其包括若干指令用以使得一台智能终端执行各个实施例所述方法的全部或部分步骤。
在本申请的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现特定逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本申请的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本申请的实施例所属技术领域的技术人员所理解。
在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(可以是个人计算机，服务器，网络设备或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒( 磁装置)，随机存取存储器( RAM )，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器( EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器( CDROM )。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
以上所述仅为本申请的实施方式，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围。

Claims (5)

1.一种谐振变换器的同步整流控制方法，其特征在于，所述同步整流控制方法包括：
获取所述谐振变换器的输出电流；
若所述输出电流大于第一电流阈值，得到第一参数；
若所述输出电流小于第二电流阈值，得到第二参数，所述第一电流阈值大于所述第二电流阈值，所述第一参数大于所述第二参数；
根据所述第一参数建立第一电流滞环及根据所述第二参数建立第二电流滞环，所述第一电流滞环的参数为所述第一参数，所述第二电流滞环的参数为所述第二参数；其中，所述第一参数包括第一下限值和第一上限值，所述第二参数包括第二上限值和第二下限值，其中所述第一下限值小于所述第二电流阈值；
采用所述第一电流滞环及所述第二电流滞环控制所述谐振变换器在切载工况下的同步整流；
若谐振变换器由满载切换到空载，则依次采用第一电流滞环及第二电流滞环控制谐振变换器的副边同步整流功率管工作；在输出电流小于或等于第一下限值，则控制副边同步整流功率管关断；在副边同步整流功率管的关断时间大于时间阈值，则控制副边同步整流功率管开通；从第一电流滞环切换到第二电流滞环具有延时，因此在第一下限值与第二上限值之间的区域中，副边同步整流功率管会先关断，然后延时一定时长后再开通，进入第二电流滞环的控制；在输出电流小于或等于第二下限值，则控制副边同步整流功率管关断；
若谐振变换器由空载切换到满载，则依次采用第二电流滞环及第一电流滞环控制谐振变换器的副边同步整流功率管工作；
谐振变换器由空载切换到满载工况时，若输出电流大于或等于第二上限值，则控制副边同步整流功率管开通；随着输出电流的变化，若输出电流大于或等于第一上限值，仍然控制副边同步整流功率管开通。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述时间阈值小于或等于所述第一下限值与所述第二上限值之间的差值所对应的时间。
3.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述同步整流控制方法进一步包括：
若所述谐振变换器处于非切载工况，则采用所述第二电流滞环控制所述谐振变换器的副边同步整流功率管工作。
4.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述同步整流控制方法进一步包括：
缩短所述输出电流的采样判断时长。
5.一种谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器通过权利要求1至4任一项所述的同步整流控制方法进行同步整流控制 。
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