CN108964453A

CN108964453A - Boost变换器暂态控制策略的设计方法

Info

Publication number: CN108964453A
Application number: CN201810842356.8A
Authority: CN
Inventors: 程红丽; 薛涛; 曹昭祺; 田伟明; 黄静
Original assignee: Xian University of Science and Technology
Current assignee: Xian University of Science and Technology
Priority date: 2018-07-27
Filing date: 2018-07-27
Publication date: 2018-12-07

Abstract

本发明公开了一种Boost变换器暂态控制策略的设计方法，即根据输出端负载的跳变情况，判断出输出电流是突增还是突减，若突增启动电流突增暂态控制策略，若突减启动电流突减控制策略，若没有发生突变，则沿用电流滞环稳态控制策略。所设计的暂态控制策略在维持输出电压波动幅度的基础上有效缩短了暂态恢复过程，提高了输出电压的稳定性。

Description

Boost变换器暂态控制策略的设计方法

技术领域

本发明涉及开关电源设计领域，具体来说就是一种Boost开关电源暂态控制策略的新方法。

背景技术

Boost变换器由于其结构简单、易于实现、效率较高而广泛应用于电源场合，一般情况下，Boost变换器都能够稳定输出电压，但在负载发生跳变的情况下，电压会出现一定的过冲，就会出现暂态恢复过程时间过长的问题，导致电源的动态性能过差。

Boost变换器暂态控制策略主要解决的是在维持输出电压波动幅度的基础上暂态恢复过程时间过长的问题，目前已有的开关变换器的控制方法有滑模变结构控制方法、电压型控制方法、峰值电流控制等方法，但是这些方法都存在一定的不足，比如滑模变结构控制方法以牺牲稳态精度为代价提高了动态性能，电压型控制方法仅通过检测输出电压进行单环反馈控制，具有电路简单的优点，但是对输入电压和负载变化的响应速度慢。

在设计开关电源中，开关频率的选取对开关电源的性能影响很大，开关频率太大会造成过大开关损耗，对于Boost变换器开关频率的大小会影响到电感值的选取，也会影响到电容值的选取，因此开关频率的选取至关重要。同时电感电流的补偿取决于电压偏差的增益，增益足够大就会越接近输出电压，但是实际增益越大，输出电压产生的过冲也会越大，太小会导致启动时间过长且调节力度不够，所以应结合实际情况选择合适的增益。

以上提出的方法均存在一定不足，不能很好地解决在维持输出电压波动幅度的基础上缩短暂态恢复时间的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种Boost变换器暂态控制策略的设计方法，该方法能够在发生负载跳变的情况下输出电压快速恢复到期望输出电压值，从而改善暂态恢复时间过长的问题。

用于实现上述目的的技术方案是：一种Boost变换器暂态控制策略的设计方法，其特征是

1)要实现电流滞环控制Boost DC-DC变换器，首先要通过实时采样输入电压、电感电流、输出电流以及输出电压从而得出平均电感电流；

2)根据电流滞环稳态控制策略进行仿真，仿真过程包括稳态过程以及暂态过程，根据实时电感电流与电流滞环上下阈值进行比较控制开关管的导通与关断；

3)根据电流滞环稳态控制策略下的仿真结果分析负载发生跳变时所出现的问题，并针对负载发生跳变所出现的问题分别提出负载电流突增和突减的暂态控制策略；

4)根据判断输出电流是否发生突增还是突减可转换控制策略，若突增启动电流突增暂态控制策略，若突减启动电流突减控制策略，若没有发生突变，则沿用电流滞环稳态控制策略；

根据电流滞环稳态控制和暂态控制策略下的暂态恢复时间，对比后可知负载发生跳变的情况下，使用暂态控制策略可明显缩短动态响应时间，并且暂态过程恢复后输出电压基本接近期望电压值；

考虑到计算和控制等因素，选择合适的硬件参数便于检测。

与已有技术相比，本发明的优点是：(1)输出电压波动幅度维持在一定范围；(2)采用暂态控制策略，有效地解决了动态响应时间过长的问题；(3)结构简单容易实现。

附图说明

图1是本发明的电路基本结构图。

图2(a)是开关导通拓扑图。

图2(b)是开关关断拓扑图。

图3(a)是电流滞环稳态控制策略负载电流突增时的电感电流、输出电压波形。

图3(b)是加入暂态控制策略负载电流突增时的电感电流、输出电压波形。

图4(a)是电流滞环稳态控制策略负载电流突减时的电感电流、输出电压波形。

图4(b)是加入暂态控制策略负载电流突减时的电感电流、输出电压波形。

图5(a)是使用Simulink进行仿真实验所得到电流滞环稳态控制策略仿真结果图。

图5(b)是使用Simulink进行仿真实验所得到暂态控制策略仿真结果图。

图6是本发明的程序流程图。

具体实施方式

以下将结合附图和实例对发明的内容做进一步说明。

如图1所示，其中S为功率开关，D为二极管，L为电感，C为输出电容，R_L为负载。v_in为输入电压，v_o为输出电压，i_o为输出电流,i_L为电感电流。因为MOSFET管开关速度较快，控制逻辑相对简单，所以开关管S一般都采用MOSFET管。CT1和CT2采用小体积CSM001A霍尔传感器用于电流检测。

ARM控制器实时采样输入电压v_in(t)、电感电流i_L(t)、输出电流i_o(t)、输出电压v_o(t)，并根据实时采样值计算平均电感电流值，通过实时电感电流与电流滞环的上下阈值进行比较，然后输出PWM波控制开关管S的导通与关断。

根据电感中电流的情况，开关电源的工作模式可以分为连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)。电流滞环Boost DC-DC变换器工作在CCM模式。

计算出该变换器的实时负载电阻R_L(t)＝v_o(t)/i_o(t)，再实时计算出所需要的平均输出电流I_o(t)，即

为使输出电压达到期望输出电压值V_E应满足

其中，I^* _L(t)是需要平均电感电流的理想值，考虑损耗问题，增加补偿因数k，需额外补充的电感电流ΔI_L(t)应满足

综上可以计算出需要的实际平均电感电流I_L(t)为：

设置电流滞环宽度ΔI＝200mA，得到电流滞环上下阈值，通过对实时电感电流i_L(t)和电感电流上下阈值作比较，从而来决定开关管S动作，电流滞环稳态控制策略如下：

输入电压V_i范围为12±4V直流电压，输出电压V_o为直流24V，输出负载电流范围为0.3A-1A，额定输出电流为1A，输出纹波电压峰值小于25mV，负载分别为R_L1＝24Ω，R_L2＝80Ω。

在其它参数值均不变的条件下，开关频率会随输入电压V_i的升高而不断增加，因此最高开关频率f_max的表达式为：

其中V_i,max是最大输入电压，V_E为期望输出电压，开关损耗会随着开关频率的升高而增大，因此开关频率不能过大，即f_max<F_max，开关频率F_max一般取值范围在40-100kHz之间，则有

根据上式可计算出电感的取值范围为L>533μH，取电感L＝600μH。

输入电压V_i与输出纹波电压成反比关系，因此最高输出纹波电压ΔV_pp,max表达式为:

其中V_i,min为最小输入电压，为了使ΔV_pp,max<ΔV_max，则有

其中μ是保险系数，ΔV_max为输出纹波电压限值，为考虑滤波电容的高频特性和分布参数后选取合适的μ值，一般取值范围为2-4。可计算出电容的取值范围为C>469μF，取电容C＝600μF。

分析过程中记I_L1为负载较小时的平均电感电流，I_L2为负载较大时的平均电感电流，负载取值分别为R_L1＝24Ω，R_L2＝80Ω。

(1)负载电流突增过程：

电流滞环策略控制下，为了便于分析，将电路的工作状态分为两个阶段，如图3(a)所示，第一阶段为t₀-t₁时刻，第二阶段为t₁-t₅时刻。

第一阶段：t₀-t₁时刻，开关管S导通，输入端给电感充电，电感电流在这个过程中不断增加，电容放电给负载供能，根据图2(a)可列出微分方程计算出输出电压为：

根据电感电流可算出第一阶段的工作时间Δt₁为:

第二阶段:t₁-t₅时刻，电路通过多个充放电周期进行调整后，使得输出电压恢复到期望输出电压V_E，具体分析如下：

t₁-t₂时刻，开关管S关断，电感中储存的能量给电容充电的同时，给负载供能，电感电流不断减小，假设这一阶段初始时刻t₁为零时刻，I_L(0)为初始时刻电感电流，根据图2(b)可列出微分方程求出这一阶段输出电压表达式为：

根据电感电流可算出这一过程的时间Δt₂为:

t₂-t₃时刻，开关管S导通，等效电路图如图2(a)所示，假设t₂为零时刻，v(0)为初始时刻输出电压，可计算出输出电压的取值为：

根据电感电流的表达式可算出t₂-t₃的时间Δt₃为:

t₄-t₅时刻代表多个充放电周期,t₁-t₃为一个充放电周期，t₄-t₅重复进行t₁-t₃的工作过程，通过不断的充放电调整输出电压，达到恢复期望输出电压V_E的目的。

综上可知，仅由电流滞环稳态控制策略控制电路，会造成负载电流突增过程中开关管S关断过早，为缩短动态响应时间，必须延迟开关管S的关断点，使电感电流增大，从而提高输出电压恢复到期望值的速度。

加入暂态控制策略后，输出电压和电感电流波形如图3(b)所示，工作状态分为三个阶段：

第一阶段：t₀-t₁时刻，开关管导通，等效电路图如图2(a)所示，电路工作状态和稳态控制策略下的第一阶段一致，根据电感电流可计算出t₀-t₁的工作时间Δt₁为：

第二阶段：t₁-t₂时刻，开关管导通，电感电流继续增加，输出电压下降，这一过程结束时刻为t₂，在t₂时刻输出电压到达最低点v_o,min，t₁-t₂工作时间Δt₂表达式为：

其中G表示电感电流加入暂态控制策略比未加暂态控制策略时上升的高度。

第三阶段：t₂-t₃时刻，开关管一直处于关断状态直到输出电压恢复至期望值，这一过程工作时间为Δt₃，可计算出时间Δt₃为

根据电感电流可得

将Δt₃的值代入上式，则可求出G为

综上可知，加入负载电流突增的暂态过程控制策略后，理论上负载电流突增的动态响应时间T_突增为：

T_突增＝Δt₁+Δt₂+Δt₃≈214μs

负载电流突增的暂态过程控制策略制定如下式：

由负载电流突增的暂态过程控制策略可以看出，负载电流突增时，开关管S导通，电感电流上升至最大值时，开关管S关断，当平均电感电流恢复至I_L1时，电路进入新的稳态过程。

(2)负载电流突减过程：

电流滞环策略控制下，为了便于分析，将电路的工作状态分为两个阶段，如图4(a)所示，第一阶段为t₀-t₁时刻，第二阶段为t₁-t₂时刻。

第一阶段：t₀-t₁时刻,开关管S关断，电感处于放电状态，给电容充电的同时给负载供能，I_L(0)为初始时刻的电感电流，根据图2(b)可列出微分方程计算出输出电压为：

电感电流不断下降，根据电感电流关系式可计算出这一过程的时间Δt₁为：

第二阶段：t₁-t₂时刻，电路存在多个充放电周期，输出电压逐渐回落。t₂时刻以后，电路进入滞环稳态调节，输出电压恢复到期望值。

综上可知，仅由电流滞环稳态控制策略控制电路，会造成负载电流突减过程中开关管S导通过早，为缩短动态响应时间，必须延迟开关管的导通点，使得电容仅存在放电状态，提高输出电压恢复到期望值的速度。

加入暂态控制策略后，输出电压和电感电流波形如图4(b)所示，电路的工作状态分为三个阶段：

第一阶段：t₀-t₁时刻，开关管S关断，等效电路图如图2(b)所示，根据电感电流可得第一阶段的工作时间Δt₁的表达式为：

第二阶段：t₁-t₂时刻，开关管继续保持关断，电路开始进入不连续导电模式(DCM)，电路仅由滤波电容C给负载供能，这一阶段结束时刻为t₂，以t₁为零时刻，v_o(t₁)是t₁时刻的输出电压，根据电路微分方程解出输出电压表达式为：

这一过程的工作时间Δt₂为：

第三阶段：t₂-t₃时刻，开关管S导通，等效电路图如图2(a)，输入端给电感供电，电感电流开始增加，电容放电给负载供能，这一阶段的结束时刻为t₃，工作时间Δt₃表达式为：

综上可知，加入负载电流突减的暂态过程控制策略后，理论上负载电流突减的动态响应时间为：

T_突降＝Δt₁+Δt₂+Δt₃≈380μs

负载电流突减的暂态过程控制策略制定如下式：

由暂态过程控制策略可以看出，负载电流突减时，开关管S关断，当电感电流下降到零时，电路进入DCM，开关管继续保持关断，当输出电压等于期望输出电压时，开关管S导通，当平均电感电流恢复至I_L2时，电路进入新的稳态过程。

分别用原有控制策略和本发明中的暂态控制策略进行了仿真实验，使用Simulink进行仿真实验，并取负载R_L1＝24Ω、R_L2＝80Ω，电感L＝600μH，电容C＝600μF，设置ΔI＝200mA。

动态响应时间测试结果如表1所示，负载电流突减恢复时间由6ms下降为400μs，负载电流突增恢复时间由1.5ms下降为275μs。稳态输出电压测试结果如表2所示，不会引起改变。

表1 Boost变换器仿真实测响应时间

表2 Boost变换器仿真实测稳态输出电压

输出电流波形、电感电流波形和输出电压波形的仿真结果如图5所示,图5(a)为电流滞环稳态控制策略仿真结果图，图5(b)为加入暂态策略仿真结果图。由仿真结果可知加入暂态控制策略的电流滞环控制的Boost DC-DC变换器在负载突变的时候维持了输出电压波动幅度，并且明显缩短了动态响应时间，仿真结果与理论分析基本一致。

本设计选择具有内部集成模数转换器AD和嵌入的高速Flash存储器的STM32作为整个电路系统的数字控制器，可以很好地实现数字电流滞环控制。程序流程图如图6所示，j代表稳态过程执行的次数，10为经过多次实验以后取得的经验值。I代表变换器前一时刻的平均输出电流值。当系统上电后，完成ADC、DMA、GPIO等外设配置，并给变量I，j以初值，设置电流滞环宽度ΔI。进入实时采样阶段，程序首先读取实时电感电流i_L，输出电流i_o，输出电压v_o，输入电压v_in，计算出平均电感电流I_L，当j<10时，则返回继续执行稳态控制策略；当j≧10时，则将前一时刻的输出电流I与后一时刻的输出电流i_o进行比较，判断负载电流是否发生突增或是突减。当后一时刻的输出电流i_o减去前一时刻的输出电流I大于一个滞环宽度ΔI时(即i_o-I>0.2A)，则启动负载电流突增暂态控制策略；当前一时刻的输出电流I减去后一时刻的输出电流i_o大于一个滞环宽度ΔI时(即I-i_o>0.2A)，则启动负载电流突减暂态控制策略；否则，判断暂态过程没有发生。暂态过程控制结束后，取输出电流采样值i_o将其赋给变量I，同时将循环计数器清零，程序返回，上述过程不断循环。

以上所述，仅是本发明的较佳实例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims

1.一种Boost变换器暂态控制策略的设计方法,其特征是包括如下步骤:

1)给变量I，j以初值，设置电流滞环宽度ΔI，得到电流滞环上下阈值，其中j代表稳态过程执行的次数，I代表变换器前一时刻的输出电流值；

2)ARM控制器实时采样输入电压v_in(t)、电感电流i_L(t)、输出电流i_o(t)、输出电压v_o(t)，从而计算得出平均电感电流I_Lt；

3)将实时电感电流i_L(t)与电流滞环上下阈值进行比较，当j<10时，输出PWM波控制开关管S的导通与关断,返回1)继续执行稳态控制策略；

4)判断输出电流i_o(t)是发生突增还是突减来转换控制策略，若突增启动电流突增暂态控制策略，若突减启动电流突减暂态控制策略，若没有发生突变，则沿用电流滞环稳态控制策略；

5)暂态过程控制结束后，将实时采样的输出电流i_o赋给变量I，同时将循环计数器清零，程序返回到1)，上述过程不断循环。

2.如权利要求1所述的Boost变换器暂态控制策略的设计方法,其特征是：步骤4)判断输出电流i_o(t)是发生突增还是突减来转换控制策略的方法是：当j≧10时，则将变换器前一时刻的输出电流I与后一时刻的输出电流i_o进行比较，判断负载电流是否发生突增或是突减；当变换器后一时刻的输出电流i_o减去前一时刻的输出电流I大于一个滞环宽度ΔI时(即i_o-I>0.2A)，则启动负载电流突增暂态控制策略；当前一时刻的输出电流I减去后一时刻的输出电流i_o大于一个滞环宽度ΔI时(即I-i_o>0.2A)，则启动负载电流突减暂态控制策略；若没有发生突变，判断暂态过程没有发生，则沿用电流滞环稳态控制策略。

3.如权利要求1所述的Boost变换器暂态控制策略的设计方法,其特征是：负载电流突增的暂态过程控制策略制定方法如下式：

其中G表示电感电流加入暂态控制策略比未加暂态控制策略时上升的高度，由负载电流突增的暂态过程控制策略可以看出，负载电流突增时，开关管S导通，电感电流上升至最大值时，开关管S关断，当平均电感电流恢复至I_L1时，电路进入新的稳态过程。

4.如权利要求1所述的Boost变换器暂态控制策略的设计方法，其特征是：负载电流突减的暂态过程控制策略制定方法如下式：

其中v_o(t)是某一时刻的输出电压，V_E是期望输出电压，由暂态过程控制策略可以看出，负载电流突减时，开关管S关断，当电感电流下降到零时，电路进入DCM模式，开关管S继续保持关断，当输出电压等于期望输出电压时，开关管S导通，当平均电感电流恢复至I_L2时，电路进入新的稳态过程。