CN105071652A

CN105071652A - 一种控制Boost型PFC电路

Info

Publication number: CN105071652A
Application number: CN201510606892.4A
Authority: CN
Inventors: 吴涛; 张泉宏; 陈维; 蒲志成
Original assignee: Guangdong Chigo Heating and Ventilation Equipment Co Ltd
Current assignee: Guangdong Kaili HVAC Co.,Ltd.
Priority date: 2015-09-22
Filing date: 2015-09-22
Publication date: 2015-11-18
Anticipated expiration: 2035-09-22
Also published as: CN105071652B

Abstract

本发明实施例公开了一种控制Boost型PFC电路，解决了目前PFC电路造成的复杂的外围电路，设计繁琐，所需器件多、体积较大且设计成本高的技术问题。本发明实施例包括：第一输入端AC？IN1与整流桥D₀的一输入端连接，第二输入端AC？IN2与整流桥D₀的另一输入端连接，整流桥D₀的一输出端P-IN连接有储能元件L1的一端，储能元件L1的另一端与二极管D1连接和分立元件IGBT的集电极端，二极管D1与负载端P-OUT连接；整流桥D₀的另一输出端N-IN通过电阻R15和电阻R16与分立元件IGBT的发射极端连接；输出端N-OUT与主控芯片一个PIN相连接；负载端P-OUT连接有过压保护电路。

Description

一种控制Boost型PFC电路

技术领域

本发明涉及功率因数校正变换器的技术领域，尤其涉及一种控制Boost型PFC电路。

背景技术

随着现代工业的发展，各种工况场所对电源质量的要求越来越高，低谐波、低能耗成为工业发展的前提和目标。电力电子装置的谐波污染是电力电子技术发展的一个障碍，因此减少电力电子装置，尤其是AC/DC整流器对电网的污染，提高功率因数日益受到重视。网侧电流包含各次谐波，它们不仅使网侧功率因数下降(导致发电配电及变电设备的利用率低下，功率损耗加大和效率下降)，还使线路阻抗产生谐波压降，使原为正弦的电网电压也产生畸变；谐波电流还使线路和配电变压器过热，高次谐波还会使电网高压电容过流、过热以至损坏；谐波成分会导致一些重要的控制、保护和测量装置的误动作，影响供电系统的安全。为了减少谐波提高电源的功率因数，改善供电网电流波形，国家强制电源厂家要为电源安装PFC电路以提高电源的转换效率，其实这一点在电源设计规范中也已经有了强行的规定。

功率因数校正PFC目前有两种，一种为无源功率因数校正(PPFC)，另外一种为有源功率因数校正(APFC)。无源PFC一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，被动式PFC尺寸大结构笨重，工作时常带有低频震动并引发低频噪音，相对于主动式PFC电路，被动式PFC电路的功率因数要低得多，被动式PFC的功率因数为0.45～0.85。主动式PFC电路具有体积小重量轻，通过专用IC去调整电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿。主动式PFC可以达到较高的功率因数──通常可达0.90以上，输入电压范围宽等优越的电气性能，但成本也相对较高。但是传统的主动式PFC电路需要模拟放大器、输入电压采样，以及固定的三角波振荡器等复杂的外围电路，设计繁琐，所需器件多、体积较大且设计成本高的技术问题。

发明内容

本发明实施例提供了一种控制Boost型PFC电路，解决了目前PFC电路造成的复杂的外围电路，设计繁琐，所需器件多、体积较大且设计成本高的技术问题。

本发明实施例提供的一种控制Boost型PFC电路，包括：

第一输入端ACIN1与整流桥D₀的一输入端连接，第二输入端ACIN2与所述整流桥D₀的另一输入端连接，所述整流桥D₀的一输出端P-IN连接有储能元件L1的一端，所述储能元件L1的另一端与二极管D1连接和分立元件IGBT的集电极端，所述二极管D1与负载端P-OUT连接；

所述整流桥D₀的另一输出端N-IN通过电阻R15和电阻R16与所述分立元件IGBT的发射极端连接；

所述输出端N-OUT与主控芯片一个PIN相连接；

所述负载端P-OUT连接有过压保护电路。

优选地，所述二极管D1与所述负载端P-OUT之间连接有一分压电路的支路；

所述分压电路为电阻R4、电阻R5、电阻R41和电阻R42串联。

优选地，所述过压保护电路包括：

PFC-CTRL端连接有光耦TLP785，所述光耦TLP785的集电极端与电阻R44的一端连接；

所述光耦TLP785的发射极端分别与电阻R76的一端和三极管Q3的发射极端连接，所述电阻R76的另一端连接有相互并联的电容C9和电阻R22，所述电阻R22的另一端用于与OVP端连接。

优选地，所述三极管Q3的基极端与电阻R38的一端连接，所述电阻R38的另一端与二极管D2的一端连接，所述二极管D2的另一端连接有比较器。

优选地，所述比较器连接有稳压源芯片。

优选地，所述控制Boost型PFC电路还包括电压回路补偿电路；

所述电压回路补偿电路与主控芯片一个PIN相连接。

优选地，所述电压回路补偿电路包括电容C13，所述电容C13并联连接有相互串联的电阻R45和电容C29。

优选地，所述控制Boost型PFC电路还包括电流滤波和过电流保护电路。

优选地，所述电流滤波和过电流保护电路包括电阻R43，与所述电阻R43相连接的相互串联的电阻R15和电容C10，所述电阻R15并联有电阻R16.

优选地，所述负载端P-OUT连接有开关电源控制芯片。

从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：

本发明实施例提供的一种控制Boost型PFC电路，包括：第一输入端ACIN1与整流桥D₀的一输入端连接，第二输入端ACIN2与整流桥D₀的另一输入端连接，整流桥D₀的一输出端P-IN连接有储能元件L1的一端，储能元件L1的另一端与二极管D1连接和分立元件IGBT的集电极端，二极管D1与负载端P-OUT连接；整流桥D₀的另一输出端N-IN通过电阻R15和电阻R16与分立元件IGBT的发射极端连接；输出端N-OUT与主控芯片一个PIN相连接；负载端P-OUT连接有过压保护电路。本实施例中，通过一输入端ACIN1与整流桥D₀的一输入端连接，第二输入端ACIN2与整流桥D₀的另一输入端连接，整流桥D₀的一输出端P-IN连接有储能元件L1的一端，储能元件L1的另一端与二极管D1和分立元件IGBT的集电极端连接，二极管D1与负载端P-OUT连接；整流桥D₀的另一输出端N-IN通过电阻R15和电阻R16与分立元件IGBT的发射极端连接；输出端N-IN与主控芯片一个PIN相连接；负载端P-OUT连接有过压保护电路，便解决了目前PFC电路造成的复杂的外围电路，设计繁琐，所需器件多、体积较大且设计成本高的技术问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的一种控制Boost型PFC电路的一个实施例的电路图；

图2为过压保护电路的示意图；

图3为电流保护和电流滤波电路的示意图；

图4为电压回路补偿电路的示意图；

图5为PFC电路输出过压保护-IR1153S芯片时序图。

具体实施方式

为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1，本发明实施例提供的一种控制Boost型PFC电路的一个实施例包括：

第一输入端ACIN1与整流桥D₀的一输入端连接，第二输入端ACIN2与整流桥D₀的另一输入端连接，整流桥D₀的一输出端P-IN连接有储能元件L1的一端，储能元件L1的另一端与二极管D1连接和分立元件IGBT的集电极端，二极管D1与负载端P-OUT连接；

整流桥D₀的另一输出端N-IN通过电阻R15和电阻R16与分立元件IGBT的发射极端连接；

输出端N-OUT与主控芯片一个PIN相连接；

负载端P-OUT连接有过压保护电路。

进一步地，二极管D1与负载端P-OUT之间连接有一分压电路的支路；

分压电路为电阻R4、电阻R5、电阻R41和电阻R42串联。

进一步地，过压保护电路包括：

PFC-CTRL端连接有光耦TLP785，光耦TLP785的集电极端与电阻R44的一端连接；

光耦TLP785的发射极端分别与电阻R76的一端和三极管Q3的发射极端连接，电阻R76的另一端连接有相互并联的电容C9和电阻R22，电阻R22的另一端用于与OVP端连接。

进一步地，三极管Q3的基极端与电阻R38的一端连接，电阻R38的另一端与二极管D12的一端连接，二极管D12的另一端连接有比较器。

进一步地，比较器连接有稳压源芯片。

进一步地，控制Boost型PFC电路还包括电压回路补偿电路；

电压回路补偿电路与主控芯片一个PIN相连接。

进一步地，电压回路补偿电路包括电容C13，电容C13并联连接有相互串联的电阻R45和电容C29。

进一步地，控制Boost型PFC电路还包括电流滤波和过电流保护电路；

电流滤波和过电流保护电路与主控芯片一个PIN、一输入端N-IN和一输出端N-OUT相连接。

进一步地，电流滤波和过电流保护电路包括电阻R43，与电阻R43相连接的相互串联的电阻R15和电容C10，电阻R15并联有电阻R16.

进一步地，负载端P-OUT连接有开关电源控制芯片。

从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：

下面分别对图1至图5的控制Boost型PFC电路进行整体描述，应用例：

首先，如图1所示，ACIN1与ACIN2接220V市电输入，上电开始继电器SW断开通过PTC1(热敏电阻，室温下82Ω)限流给回路中的电解电容E_OUT充电，3秒后继电器SW再吸合，防止上电瞬间电流过大引起空气开关跳闸。通过整流桥D0(50A/1000V)输出310V的直流电压U_D0，输出的其中一端P-IN连接储能元件非晶电感L1(500uH/35A)，L1的另外一端分别连接快速恢复二极管D1(FDRW35S60L，35A/600V)的正极和分立元件IGBT(FGW50N60HD)的集电极C，其中快速恢复二极管D1起保护作用保证电流从L1流向负载端P-OUT，防止电流反向导通；整流桥D0输出的另外一端N-IN通过检测电流的采样电阻(R15和R16)与分立元件IGBT的发射极E相连。该PFC电路控制目的是要使电感L1电流I_L1的低频波形(50Hz或者60Hz)跟随整流后的输入电压U_D0波形变化，通过IR1153S芯片控制调节分立元件IGBT的导通占空比d，使输出电压P-OUT稳定在380V左右(允许有1～2％的偏差，因为输出电压有一定的纹波电压)，输出电压P-OUT通过开关电源控制芯片LNK306PN产生15V的控制电压，为IR1153S芯片和整个控制电路提供控制电压。原理图右下侧为PFC电路控制开关和输出过压保护(OVP)电路。

然后，对控制Boost型PFC电路控制原理进行详细的描述：

首先介绍输出电压反馈电路设计：通过设置R4、R5与R41、R42组成的分压电路，使V_VFB点电压与IR1153S芯片内部参考电压(V_REF＝5V)相同来确

V_{P - O U T} = V_{V F B} \times \frac{R 4 + R 5 + R 41 + R 42}{R 41 + R 42} = 5 V \times \frac{680 K + 680 K + 0.12 K + 18 K}{0.12 K + 18 K} = 380 V;

如图5所示，介绍过压保护电路设计：针对IR1153S芯片5Pin:OVP/EN(过压/使能端)，当该管脚V_OVP/EN大于106％V_REF时就会进入过压保护状态，IR1153S芯片门极驱动立刻失效IGBT关闭，输出电压P-OUT下降；当V_OVP/EN低于103％V_REF时就会解除过压保护进入正常运行状态；当V_OVP/EN低于19％V_REF时就会进入休眠模式(OLP:开环保护)芯片也停止工作。因为V_REF＝5V，所以103％V_REF＝5.15V，106％V_REF＝5.3V，两者电压差为3％V_REF＝0.15V很小，IR1153S芯片高度集成控制IC，本身控制功能复杂加之紧缩小型化封装，尤其5Pin:OVP/EN的功能复用，导致本身电压检测精度有所降低，有时候明明已经超过过压阈值了比如：106％V_REF和107％V_REF甚至108％V_REF控制系统仍未进入保护状态；有时候明明已经降到比如：102％V_REF还有更低时控制系统仍无法退出保护状态，主要因为V_OVP/EN的电压变化部分太小很不容易检测比较而导致。)因此要使PFC控制电路正常稳定运转，必须保证IR1153S芯片5Pin:OVP/EN长期处于正常工作电压范围：0.95V<V_OVP/EN<5.3V的中间区域，而且一旦超过过压保护设定阈值(本方案设定过压保护值为420V)也要远大于5.3V，这样控制系统才能立刻进入过压保护状态。

综合上述因素，为了克服以上不足本方案对于过压保护采用了一种间接反馈设计电路，通过运用可控精密稳压源芯片TL431和高精度电压比较器LM393，可以有效提高检测精度防止误操作进入过压保护，大大提高了PFC控制电路系统的控制精度和稳定性。

如图2所示，在本方案中PFC-CTRL为高电平时光耦TLP785截止，R44与R76和R22断开，因此V_OVP的电压为0V低于启动电压0.95V，PFC电路始终处于关闭状态。

PFC-CTRL为低电平时光耦TLP785导通，R44与R76和R22连接组成分压电路，然后V_OVP的电压大于启动电压0.95V(如下面计算所示)，PFC开启工作。通过将可控精密稳压源芯片TL431的1Pin和3Pin短接，使TL431的输出电压等于芯片本身参考电压，可以得到高精度2.5V电压连接到比较器LM393的3Pin(IN+)作为比较参考电压。

当V_OVP’小于2.5V时，比较器LM393输出高电平，使二极管D12导通，三极管Q3工作在截止状态，R76和R22与R44连接组成分压电路，此时PFC电路的开关控制PFC-CTRL为低电平，则：

V_{O V P} = \frac{R 22}{R 22 + R 76 + R 44} \times 15 V = \frac{6.8 K}{6.8 K + 6.8 K + 10 K} \times 15 V = 4.32 V,

此时V_OVP处于正常工作电压范围：0.95V<V_OVP/EN<5.3V，PFC控制电路正常稳定运转；

当V_OVP’大于2.5V时，比较器LM393输出反转为低电平，使二极管D12截止，三极管Q3工作在饱和导通状态将R76短路，R22与R44连接组成分压电路，此时PFC电路的开关控制PFC-CTRL仍为低电平，则：

V_{O V P} = \frac{R 22}{R 22 + R 44} \times 15 V = \frac{6.8 K}{6.8 K + 10 K} \times 15 V = 6.07 V,

此时V_OVP远远大于5.3V的过压保护阈值，PFC控制电路立刻进入过压保护状态；

通过设置由R56、R57与R58、R59组成的分压电路设定过压保护的阈值V_P-OUTMAX，当输出电压升高到过压保护的阈值V_P-OUTMAX时候，检测电压V_OVP’随之升到2.5V，由原理图1可知：

V_{{OVP}^{'}} = \frac{R 58 + R 59}{R 56 + R 57 + R 58 + R 59} \times V_{P - O U T}

推出:

V_{P - O U T} = \frac{R 56 + R 57 + R 58 + R 59}{R 58 + R 59} \times V_{{OVP}^{'}};

当V_OVP’＝2.5V时，

V_{P - O U T M A X} = \frac{680 K + 680 K + 0.15 K + 8 K}{0.15 K + 8 K} \times 2.5 V = 420 V .

如图3所示，电流检测信号与IR1153S芯片3PinISNS通过一个限流电阻R43连接，为了防止杂波和其他高频开关信号干扰，增加一个简单RC滤波器(R43和C10)，它的截止频率：常用的滤波截止频率一般为1～1.5MHz，在这范围内将会保证每个周期的峰值过流保护检测信号的完整性。R43为电流检测脚外接滤波电阻，C10为电流检测脚并联滤波电容，本方案：R43＝150Ω，C10＝1000pF，则：

过电流保护电路设计：IR1153S芯片内部提供V_ISNSPEAK＝-0.51V的门限电压，采样电流经过电阻R_S转换成电压信号，当电压达到-0.51V过流保护立即启动。由于单周期控制的IR1153S芯片本身特有的逐个周期峰值电流限制特征，尽管芯片运行基于平均电流控制，为了避免过早的进入电流保护我们还是用电感的峰值电流作为检测电流，当检测电流与采样电阻R_S(本方案中为R15和R16并联组成)形成的电压达到-0.51V，即ISNS脚电压达到-0.51V时，芯片将会立刻关断门极驱动脉冲。

采样电阻R_S的计算：典型的最大输入电流出现在最高负载且最低输入线电压时，因为一般需要对市电220VAC(-15％，+15％)变动范围内的PFC运行情况进行确认是否存在异常，即187V～253VAC，所以取V_IN(RMS)MIN＝187V。假设当PFC在4000W负载情况下运行功率因数cosφ为0.99，整体有效率η_MIN为0.92，则：最大输入电流有效值：

I_{I N (R M S) M A X} = \frac{P_{O (M A X)}}{η_{M I N} (V_{I N (R M S) M I N}) P F} = \frac{4000 W}{0.92 \times 187 V \times 0.99} = 23.5 A;

注：半导体元器件(整流桥、IGBT、功率二极管)的选择基于I_IN(RMS)MAX＝23.5A。

最大输入电流峰值：

I_{I N (P E A K) M A X} = \sqrt{2} I_{I N (R M S) M A X} = \sqrt{2} \times 2.5 A = 33 A;

该方案选取电流过载系数K_OV＝150％，过载电流峰值：I_IN(PEAK)OV＝33A×150％＝49.5A≈50A，即当输入电流的瞬间峰值电流达到50A时候，控制系统进入电流保护状态，因为芯片内部提供V_ISNSPEAK＝-0.51V的门限电压，所以采样电阻R_S：

R_{S} = \frac{| V_{I S N S P E A K} |}{I_{I N (P E A K) O V}} = \frac{| - 0.51 V |}{50 A} = 0.0102 Ω \approx 10 m Ω;

在最大允许输入电流状态下，采样电阻的功率损耗：因此可以采用两个20mΩ/5W毫欧电阻并联使用，有效避免功率损耗过大电阻发热损坏。

优点：采用毫欧电阻检测电流比传统的用电流互感器检测电流检测精度高，因为它省略了互感器检测信号转换过程，加上毫欧电阻体积远小于电流互感器安装方便，且毫欧电阻的价格仅为电流互感器的十分之一以下。

如图5所示，控制Boost型PFC电路的控制芯片IR1153S的2PinCOMP功能为电压回路补偿，其外围参数设定决定芯片IR1153S的应答速度因此很重要，COMP相关参数R45、C29、C13的计算过程如下所述：

⑴.电压回路补偿电容C29的计算：

控制芯片IR1153S的电压回路补偿外接电容C29参数的选择基于软启动时间，本方案选择软启动时间t_SS＝250ms，查阅IR1153S芯片规格书可知:电压误差放大器的最大输出电流i_OVEA＝44uA，芯片内部参考电压V_COMP(EFF)(MIN)＝4.7V，外接电容

C_{29} = C_{Z} = \frac{t_{S S} \times i_{O V E A}}{V_{C O M P (E F F)} (M I N)} = \frac{250 m s \times 44 u A}{4.7 V} \approx 2.2 u F,

所以外接电容C29可以选用一个标准的2.2uF/50V的贴片电容。

⑵.电压回路补偿电阻R45的计算：

选择R45保证H₁(s)·H₂(s)在频率2f_AC时候衰减足够小以避免电流失真，首先计算输出电容在频率2f_AC时纹波电压，我们使用的输出电容：E_OUT＝2720uF(4个680uF/450V的电容并联使用)，

当P_OUT＝4000W时，

P_{I N (M A X)} = \frac{P_{O U T (M A X)}}{η_{M I N}} = \frac{4000 W}{0.92} = 4348 W,

纹波电压：

V_{P P K} = \frac{2 \times P_{I N (M A X)}}{2 π \times 2 \times f_{A C} \times E_{O U T} \times V_{O U T}} = \frac{4348 W}{2 π \times 2 \times 47 \times 2720 u F \times 380 V} = 14.3 V;

已知：V_COMP(EFF)(MIN)＝4.7V；选取则在频率2f_AC时，H₁(s)·H₂(s)衰减为：

G_{V A} = \frac{V_{C O M P (E F F)} (M I N) \times 0.01}{V_{P P K}} = \frac{4.7 V \times 0.01}{14.3 V} = 0.0033,

即：

G_{V A} = 20 \lg (\frac{A}{B}) = 20 \lg (\frac{33}{10000}) = 20 (\lg 33 - \lg 10000) = 20 (1.52 - 4) = - 49.6 d B;

H₁(S)由V_REF/V_OUT决定，

H_{1} = \frac{V_{R E F}}{V_{O U T}} = \frac{5 V}{380 V} = 0.013,

即：

H_{1} = 20 \lg (\frac{A}{B}) = 20 \lg (\frac{13}{1000}) = 20 \cdot (\lg 13 - 3) = 20 \cdot (1.114 - 3) = - 37.7 d B;

所以在频率2f_AC时，H₂(S)衰减为：

H₂＝G_VA-H₁＝-49.6dB-(-37.7dB)＝-11.9dB；

参阅IR1153S应用规格书已知：

因为C_Z＞＞C_P,所以H₂(s)计算公式简化为：

令|H₂(j2π·f_AC)|＝G_VA-H₁＝-11.9dB＝0.254；

(即：

20 \cdot \log_{10}^{x} = - 11.9 d B &DoubleRightArrow; x = 0.254

)；

由公式：代入已知数据：f_AC＝47Hz,g_m＝49uS,C_Z＝2.2uF，得：

\begin{matrix} R_{45} = R_{g m} = \sqrt{{(\frac{0.254}{4.9 \times 10^{- 5}})}^{2} - {(\frac{1}{2 π \times 2 \times 47 \times 2.2 \times 10^{- 6}})}^{2}} \\ = \sqrt{{(\frac{25.4}{4.9} \times 10^{3})}^{2} - {(\frac{10^{3}}{2 π \times 2 \times 47 \times 2.2} \times 10^{3})}^{2}} = \sqrt{{(\frac{25.4}{4.9})}^{2} - {(\frac{1000}{2 π \times 2 \times 47 \times 2.2})}^{2}} \times 10^{3} \\ = \sqrt{26.87 - 0.59} \times 10^{3} = 5.1 \times 10^{3} Ω \end{matrix}

所以R45可以选用一个标准的5.1kΩ的电阻。

⑶.极点电容C13的计算：

C13主要起吸收电压纹波和噪声的作用，参数选择基于高频极点的位置，极点频率f_P0一般为开关频率f_SW的1/6到1/10；

RC振荡电路频率：

因为C_Z＞＞C_P,所以计算公式简化为：

代入：

f_{P 0} = \frac{1}{7} \times f_{S W} = 0.143 \times 22.2 k H z = 3.2 k H z,

则

C_{P} = \frac{1}{2 π \times R_{g m} \times f_{P 0}} = \frac{1}{6.28 \times 5.14 k Ω \times 3.2 k H z} = 9.7 n F .

所以C_P可以选用一个标准的10nF/50V的贴片电容。

本实施例中，关于输入输出电容、升压电感、功率开关管的选取进一步详细描述：

(1)高频输入电容的选取：

输入端的高频电容主要用来滤除输入的高频噪音和改善输入纹波，输入电容的计算公式如下：所以需要先求I_IN(RMS)MAX

当P_OUT＝4000W时，

P_{I N (M A X)} = \frac{P_{O (M A X)}}{η_{M I N}} = \frac{4000 W}{0.92} = 4348 W;

因为一般需要对市电220VAC(﹣15％，+15％)变动范围内的PFC运行情况进行确认是否存在异常，即187V～253VAC，所以V_IN(RMS)MIN＝187V。假设当PFC在4000W负载情况下运行功率因数cosφ为0.99，则：

I_{I N (R M S) M A X} = \frac{P_{O (M A X)}}{η_{M I N} (V_{I N (R M S) M I N}) P F} = \frac{4000 W}{0.92 \times 187 V \times 0.99} = 23.5 A;

I_{I N (P E A K) M A X} = \sqrt{2} I_{I N (R M S) M A X} = \sqrt{2} \times 23.5 A = 33.2 A;

综上所述，高频输入电容计算如下所示：

C_{I N} = k_{{ΔI}_{L}} \frac{I_{I N (R M S) M A X}}{2 π \times f_{s w} \times r \times V_{I N (R M S) M I N}} = 30 % \times \frac{33.2 A}{2 π \times 22.2 k H z \times 9 % \times 187 V} = 4.2 u F;

其中，是电感电流纹波系数，一般取10％～35％(本方案取30％)，r是最大的高频输入电压纹波系数(ΔV_IN/V_IN)，一般取3％～9％(本方案取9％)；

所以C_IN可以选一个标准的4.2uF/630V的聚酯(薄膜)电容。

(2)输出电容的计算选取：

输出电容设计通常取决于延迟时间，根据工程经验，延迟时间取20ms，输出电容容量为：当P_OUT＝4000W时，对于50Hz的市电来讲，Δt＝20ms,V_O＝380V,V_O(MIN)＝264V

(因为一般需要对市电220VAC(-15％，+15％)变动范围内的PFC运行情况进行确认是否存在异常，即187V～253VAC，所以取V_IN(RMS)MIN＝187V，

V_{O (M I N)} = V_{I N (R M S) M I N} \times \sqrt{2} = 187 V \times \sqrt{2} = 264 V

),将各个参数代入得：

C_{O U T (M I N)} = \frac{2 \times 4000 W \times 20 m s}{{(380 V)}^{2} - {(264 V)}^{2}} = \frac{160}{74704} = 2142 u F,

增加20％余量：

C_{O U T} = \frac{C_{O U T (M I N)}}{1 - {ΔC}_{T O L}} = \frac{2142 u F}{1 - 0.2} = 2678 u F;

所以4个680uF/450V的电容并联使用达2720uF可以满足4000WPFC输出电容的需要。

(3)升压电感(L_BST)计算选取：

当P_OUT＝4000W时，选择典型的纹波因数η＝20％计算，因为一般需要对市电220VAC(﹣15％，+15％)变动范围内的PFC运行情况进行确认是否存在异常，即187V～253VAC，所以V_IN(RMS)MIN＝187V。

假设当PFC在4000W负载情况下运行功率因数cosφ为0.99，则：

I_{I N (R M S) M A X} = \frac{P_{O (M A X)}}{η_{M I N} (V_{I N (R M S) M I N}) P F} = \frac{4000 W}{0.92 \times 187 V \times 0.99} = 23.5 A;

I_{I N (P E A K) M A X} = \sqrt{2} I_{I N (R M S) M A X} = \sqrt{2} \times 23.5 A = 33.2 A;

在最大输入电流时纹波电流：

{ΔI}_{L} = 20 % \times I_{I N (P E A K) M A X} = 20 % \times 33.2 A = 6.6 A;

电感的峰值电流为：

I_{L (P K) M A X} = I_{I N (P K) M A X} + \frac{{ΔI}_{L}}{2} = 33.2 A + \frac{6.6 A}{2} = 36.5 A;

因为：

V_{I N (P K) M I N} = \sqrt{2} \times V_{I N (R M S) M I N} = \sqrt{2} \times 187 V = 264 V;

则升压转换比率：

D = \frac{V_{O} - V_{I N (P K) M I N}}{V_{O}} = \frac{380 V - 264 V}{380 V} = 0.305;

升压电感L_BST计算：

L_{B S T} = \frac{V_{I N (P K) M I N} \times D}{f_{S W} \times {ΔI}_{L}} = \frac{264 V \times 0.305}{22.2 k H z \times 6.6 A} = 551.3 u H;

所以4000WPFC的升压电感L_BST可以选择一个500uH/35A的电感。

(4)功率开关管的计算选取：

半导体元器件(IGBT、功率二极管)的选择基于PFC回路最大有效电流:I_IN(RMS)MAX＝23.5A。开关管的选择应该考虑实际流过的电流值乘以1.5～2倍裕量，管子的耐压为电路输出电压乘以1.5～2倍裕量，根据设计指标，采用50A/600V的IGBT(型号：FGW50N60HD)，采用35A/600V的快速恢复二极管D1(型号：FDRW35S60L)。

为了便于理解，下面就图1所示的控制Boost型PFC电路进行测试的过程详细描述：

首先，通过手动控制添加或者减少负载，模拟PFC负载功率的变化，功率因数为λ＝P/S，总谐波失真为THD；测量输入功率及功率因数使用横河DLM2054示波器和FLUKE43B功率计；测量输入电流波形使用交流钳(FLUKEI400S)，选用10mV/A、40A档；测量电感L1输出电流波形使用直流探头(HIOKI3274)，选用10mV/A、150A档；测量输出电压使用高压差分探头(TektronixP5200)，选用1/500档。

其次，进行额定输入电压且轻负载的测试，40％负载时PFC电路的输入电压、输入电流、电感电流、输出电压的波形，可以得出：PFC电路输入输出波形稳定，电流波形无较大突变，总谐波失真为THD仅仅为1.9％，输出电压稳定在380V左右。输入电流的波形与输入电压的波形基本保持同相位变化，电感电流的低频波形(50Hz)为完整的正弦波形，功率因数在轻负载阶段达到了98.5％以上，因此控制Boost型PFC电路在轻负载时可以很好的实现功率因数校正。

再次，进行额定输入电压且满负载的测试，为100％负载时PFC电路的输入电压、输入电流、电感电流、输出电压的波形，输入电流的波形仍然与输入电压的波形保持同相位变化，较好的达到了输入电流跟随输入电压的目的，而且电感电流正弦度很高，总谐波失真为THD仅仅为2.2％，功率因数在满负载阶段达到了99.5％。因此4KW单周期控制Boost型PFC电路能在整个负载范围内实现功率因数校正，它可以有效减少输入电感电流的高次谐波，大大提高了系统网侧功率因数。

最后，进行额定输入电压且负载突变的测试，通过手动控制将负载由4.0KW减少到1.6KW(100％→40％)，λ＝98.5％～99.5％，THD＝1.9％～2.2％，V_AC＝220V，负载突变100％→40％，当负载突然减少后，电感电流马上降低，而输出电压突然明显升高，经过180ms后输出电压恢复原值，同时电感电流进入减少后的稳定状态。可得到电感电流波形仍为正弦，电感电流波形仍跟随整流后的输入电压波形变化，输出电压波动较小能够实现平稳过度，其THD值为2％左右，功率因数在98.5％以上，可见控制Boost型PFC电路能够有效抑制负载扰动。因此单周期控制具有动态响应快、鲁棒性强的优点。

本实施例中的控制Boost型PFC电路能够实现输出升压并有效的实现功率因数校正，且对输入、谐波干扰、负载扰动都有很好的抑制作用。

以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

1.一种控制Boost型PFC电路，其特征在于，包括：

所述输出端N-OUT与主控芯片一个PIN相连接；

所述负载端P-OUT连接有过压保护电路。

2.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述二极管D1与所述负载端P-OUT之间连接有一分压电路的支路；

所述分压电路为电阻R4、电阻R5、电阻R41和电阻R42串联。

3.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述过压保护电路包括：

4.根据权利要求3所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述三极管Q3的基极端与电阻R38的一端连接，所述电阻R38的另一端与二极管D12的一端连接，所述二极管D12的另一端连接有比较器。

5.根据权利要求4所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述比较器连接有稳压源芯片。

6.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述控制Boost型PFC电路还包括电压回路补偿电路；

所述电压回路补偿电路与主控芯片一个PIN相连接。

7.根据权利要求6所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述电压回路补偿电路包括电容C13，所述电容C13并联连接有相互串联的电阻R45和电容C29。

8.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述控制Boost型PFC电路还包括电流滤波和过电流保护电路。

9.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述电流滤波和过电流保护电路包括电阻R43，与所述电阻R43相连接的相互串联的电阻R15和电容C10，所述电阻R15并联有电阻R16.

10.根据权利要求1所述的控制Boost型PFC电路，其特征在于，所述负载端P-OUT连接有开关电源控制芯片。