CN110149069A - 高效率高频逆变电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高效率高频逆变电路，适用于电动汽车无线充电的地端供电系统，属于无线电能传输技术领域。本发明主要包括采用SiC MOSFET为开关元件的的高效率高频逆变电路基本结构以及电路工作原理,还包括PFC的选型方案。本发明用SiC MOSFET代替原来的Si MOSFET和采用功率因数校正电路可有效解决无线充电系统中地端系统效率不够的问题,同时用DSP控制PWM的输出可有效快速的改变PWM的频率，并采用滞后(或滞环)电流控制方法对PFC电路进行闭环控制。

Description

高效率高频逆变电路
技术领域
本发明涉及一种无线电能传输技术，特别是一种高效率高频逆变电路。
背景技术
无线充电(Wireless Power Transmission，WPT)技术是一种新型的充电技术，在双向无线充电领域，大功率的双向无线充电装置正应运而生，如何提升系统效率的问题值得研究。随着电力电子技术的迅猛发展，由常规半导体材料(如Si，GaAs等)制成的功率半导体器件在许多方面已接近材料自身的本征极限，而以碳化硅为首的新兴半导体正逐渐进入人们的认知。
SiC材料与目前应该广泛的Si材料相比，其优点主要可以概括为以下几点：高温工作、高阻断电压、低损耗、开关速度快。SiC的热导系数几乎是Si材料的2.5倍，饱和电子漂移率是Si的2倍，所以SiC器件能在更高的频率下工作。综合以上优点，在相同的功率等级下，设备中功率器件的数量、散热器的体积、滤波元件体积都能大大减小，同时效率也有大幅度的提升。如将SiC的半导体器件运用至现有的无线充电系统中，将会大大减小开关损耗，从而提高系统的工作效率。
发明内容：
发明目的：本发明提供了一种高效率高频逆变电路，该电路可以使无线充电中的发射线圈的充电效率有较大的提升，提升地端无线充电系统效率。
技术方案：一种高效率高频逆变电路，该系统包括桥式整流电路、功率因数校正电路和高频逆变电路；
其中，桥式整流电路输出的未经平滑的全波整流电压作为功率因数校正电路的输入电压；
其中，功率因数校正电路采用主动式功率因数校正PFC电路，所述主动式PFC电路包括二极管VD1、电容C、开关元件VT1以及电感元件L，所述二极管VD1和电容C串联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联后的电路结构与所述电感元件L串联，所述功率因数校正电路的电容C两端连接所述高频逆变电路的输入端，电容C两端输出电压作为所述高频逆变电路的输入电压；所述桥式整流电路输入端一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极；
其中，高频逆变电路采用全桥逆变电路将所述功率因数校正电路输出直流电压转换为交流电压。具体的，高频逆变电路各臂分别包括SiC MOSFET开关器件，所述SiC MOSFET开关器件与相互串联的电阻和电容相并联。
作为优选的，功率因数校正电路的输入端并联有输入电容Ci所述输入电容Ci一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极。
具体的，桥式整流电路采用不可控全桥整流电路，所述不可控全桥整流电路采用单相全桥逆变电路，各桥臂分别包括一个功率二极管。桥式整流电路输入的AC电压有效值为UP，由于采用功率二极管，故桥式整流电路输出的电压平均值UDC为0.9UP，进而得到整流桥输出的电流平均值为：
其中，η1是整流桥效率，Pin为输入功率，UDC为桥式整流电路输出的电压平均值；
单管正向平均电流为：
留出不低于1.5倍的安全裕量，桥式整流电路的反向重复峰值电压URRM留不低于两倍安全裕量，2URRM为功率二极管的反向重复峰值电压，根据功率二极管的反向重复峰值电压2URRM和单管正向平均电流IVD确定功率二极管型号。具体的，主动式PFC电路电容C最小电容值Cmin应满足：
式中，Vmin为最小工作电压，thold为保持时间，Vo为输出电压，Po_max为最大输出功率；考虑到输出电压工频纹波，则有：
式中，ΔVo为输出电压工频纹波，fline_min为输入电压最小频率，η为PFC效率；取式(3)和式(4)中的最大值作为输出电容C的设计值。
具体的，SiC MOSFET开关器件电压波动为10％，高频逆变电路输入直流电压的最大值为
UDC_max＝1.1UDC (5)
考虑2倍的裕量得SiC MOSFET开关器件漏极电压：
UDS＝2UDC_max (6)
式中，UDC_max为高频逆变电路输入直流电压的最大值。根据系统输出总功率Ps，考虑2倍的裕量后可算得SiC MOSFET的所需平均电流值。即
根据SiC MOSFET开关器件漏极电压UDS和SiC MOSFET的所需平均电流值IDC确定SiC MOSFET开关型号。
有益效果：本发明公开的高效率高频逆变电路，采用了主动式PFC电路作为功率因数校正电路，在高频逆变电路中采用了SiC MOSFET开关器件，使无线充电中的发射线圈的充电效率有较大的提升，从而达到减少能耗的作用。
附图说明
图1为本发明系统连接框图；
图2为本发明整体电路结构图；
图3为本发明全桥整流与PFC电路拓扑；
图4为本发明PFC控制框图。
具体实施方式
一种高效率高频逆变电路，该系统包括桥式整流电路、功率因数校正电路和高频逆变电路；
其中，桥式整流电路输出的未经平滑的全波整流电压作为功率因数校正电路的输入电压；
具体的，桥式整流电路采用不可控全桥整流电路，所述不可控全桥整流电路各臂分别包括一个功率二极管。桥式整流电路输入的AC电压有效值为UP，桥式整流电路输出的电压平均值UDC为0.9UP，进而得到整流桥输出的电流平均值为：
其中，η1是整流桥效率，Pin为输入功率，UDC为桥式整流电路输出的电压平均值；
单管正向平均电流为：
留出不低于1.5倍的安全裕量，桥式整流电路的反向重复峰值电压URRM留不低于两倍安全裕量，2URRM为功率二极管的反向重复峰值电压，根据功率二极管的反向重复峰值电压2URRM和单管正向平均电流IVD确定功率二极管型号。
其中，功率因数校正电路采用主动式PFC电路，所述主动式PFC电路所述功率因数校正电路采用主动式功率因数校正PFC电路，所述主动式PFC电路包括二极管VD1、电容C、开关元件VT1以及电感元件L，所述二极管VD1和电容C串联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联后的电路结构与所述电感元件L串联，所述功率因数校正电路的电容C两端连接所述高频逆变电路的输入端，电容C两端输出电压作为所述高频逆变电路的输入电压；所述桥式整流电路输入端一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极；功率因数校正电路的输入端并联一个输入电容Ci，输入电容Ci一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极，对电流电压间的相位差进行补偿；采用滞后(或滞环)电流控制方法对PFC电路进行闭环控制。
如图2所示，桥式整流电路输出端共阴极处连接主动式PFC电路电感L，共阳极处连接VT1源极；
如图2所示，高频逆变电路采用全桥逆变电路将所述功率因数校正电路输出直流电压转换为交流电压。高频逆变电路采用单相全桥逆变电路，包括4个桥臂，每个桥臂包括SiC MOSFET开关器件、桥臂电阻和桥臂电容，所述桥臂电阻和桥臂电容串联，所述桥臂电阻和桥臂电容串联后的电路结构与所述SiC MOSFET开关器件并联。高频逆变电路输入端中，两个SiC MOSFET开关Q1和Q3漏极所对应的输入端与二极管VD1阴极连接，VD1阴极连接电容C一极，电容C另一极与SiC MOSFET开关Q2和Q4源极所对应的输入端连接。
所述桥式整流电路采用不可控全桥整流电路。
所述不可控全桥整流电路包括四个桥臂，各桥臂分别包括功率二极管。如图2所示，所述不可控全桥整流电路中采用四个二极管，互相接成桥式结构。利用二极管的电流导向作用，在交流输入电压Vac的正半周内，二极管D1、D3导通，D2、D4截止，在输出端得到上正下负的输出电压；在负半周内，正好相反，D1、D3截止，D2、D4导通，使输出端的电流方向与正半周一致。
如图3和图4所示，主动式PFC电路采用boost升压电路，PFC升压变换器是一个DC/DC变换器，其输入电压是未经平滑的全波整流电压。输入电容Ci(通常为0.22～1uF)用作高频开关电流旁路，若该电容使用1F以上的铝电解电容，PFC功能则难以实现。PFC升压变换器输出电压不低于最大峰值AC线路电压。
其中输出电容C的设计必须满足维持时间和输出电压工频纹波的要求。
在输入突然掉电的情况下，输出电压应在保持时间内维持在最小工作电压以上，故主动式PFC电路电容C最小电容值Cmin应满足：
式中，Vmin为最小工作电压，thold为保持时间，Vo为输出电压，Po_max为最大输出功率；考虑到输出电压工频纹波，则有：
式中，ΔVo为输出电压工频纹波，fline_min为输入电压最小频率，η为PFC效率；取式(3)和式(4)中的最大值作为输出电容C的设计值。
如图3所示，主动式PFC电路功率开关MOSFET(VT1)导通时，升压二极管VD1截止，通过升压电感L的电流全部流过VT1；当VT1被关断时，L中的储能使VD1导通。在每一个开关周期内，输入电流连续流动，并且峰值电感电流跟随输入电压而变化，在输入端产生正弦电流。
如图4为PFC电路的控制原理框图。直流电压给定信号μ’d和实际的直流电压μd比较后送入电压调节器，调节器的输出为一直流电流指令信号id，id和整流后的正弦电压相乘得到直流输入电流的波形指令信号i’d，该指令信号和实际直流电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可使输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围内。由于采用升压斩波电路，只要输入电压不高于输出电压，电感L的电流就完全受开关S的通断控制。S开通时，电感L的电流增长，S关断时，电感L的电流下降。因此控制S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制电感L的电流波形为正弦绝对值，从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为1。
其中，高频逆变电路采用全桥逆变电路将所述功率因数校正电路输出直流电压转换为交流电压。具体的，高频逆变电路各臂分别包括一个SiC MOSFET开关器件，SiC MOSFET开关器件与相互串联的一个电阻和一个电容相并联。相比传统的Si MOSFET，SiC MOSFET的导通电阻大，跨导小，SiC MOSFET具有更低的漂移层电阻，但较低的载流子迁移率意味着其沟道电阻更高，门极驱动电压需要较大摆幅。因此，需要选择合适的驱动芯片，为SiCMOSFET提供足够高的正向驱动电压，保证开关管可靠导通。
具体的，SiC MOSFET开关器件电压波动为10％，高频逆变电路输入直流电压的最大值为：
UDC_max＝1.1UDC(5)
考虑2倍的裕量得SiC MOSFET开关器件漏极电压：
UDS＝2UDC_max (6)
式中，UDC_max为最大直流输出电压。
根据系统输出总功率Ps，考虑2倍的裕量后可算得SiC MOSFET的所需平均电流值。即
根据SiC MOSFET开关器件漏极电压UDS和SiC MOSFET的所需平均电流值IDC确定SiC MOSFET开关型号。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种高效率高频逆变电路，其特征在于,该系统包括桥式整流电路、功率因数校正电路和高频逆变电路；
所述桥式整流电路输出的未经平滑的全波整流电压作为功率因数校正电路的输入电压；
所述功率因数校正电路采用主动式功率因数校正PFC电路，所述主动式PFC电路包括二极管VD1、电容C、开关元件VT1以及电感元件L，所述二极管VD1和电容C串联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联，所述二极管VD1和电容C的串联电路与所述开关元件VT1并联后的电路结构与所述电感元件L串联，所述功率因数校正电路的电容C两端连接所述高频逆变电路的输入端，电容C两端输出电压作为所述高频逆变电路的输入电压；所述桥式整流电路输入端一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极；
所述高频逆变电路采用全桥逆变电路将所述功率因数校正电路输出直流电压转换为交流电压。
2.根据权利要求1所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述功率因数校正电路的输入端并联有输入电容Ci，所述输入电容Ci一端连接电感元件L一端连接开关元件VT1源极。
3.根据权利要求1所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述高频逆变电路采用单相全桥逆变电路。
4.根据权利要求3所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述单相全桥逆变电路包括4个桥臂，每个桥臂包括SiC MOSFET开关器件、桥臂电阻和桥臂电容，所述桥臂电阻和桥臂电容串联，所述桥臂电阻和桥臂电容串联后的电路结构与所述SiC MOSFET开关器件并联。
5.根据权利要求1所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述桥式整流电路采用不可控全桥整流电路。
6.根据权利要求5所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述不可控全桥整流电路包括四个桥臂，各桥臂分别包括功率二极管。
7.根据权利要求4所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述桥式整流电路输入的AC电压有效值为UP，桥式整流电路输出的电压平均值UDC为0.9UP，进而得到整流桥输出的电流平均值为：
其中，η1是整流桥效率，Pin为输入功率，UDC为桥式整流电路输出的电压平均值；
单管正向平均电流为：
留出不低于1.5倍的安全裕量，桥式整流电路的反向重复峰值电压URRM留不低于两倍安全裕量，2URRM为功率二极管的反向重复峰值电压，根据功率二极管的反向重复峰值电压2URRM和单管正向平均电流IVD确定功率二极管型号。
8.根据权利要求1所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：
所述主动式PFC电路电容C最小电容值Cmin应满足:
式中，Vmin为最小工作电压，thold为保持时间，Vo为输出电压，Po_max为最大输出功率；考虑到输出电压工频纹波，则有：
式中，ΔVo为输出电压工频纹波，fline_min为输入电压最小频率，η为PFC效率；取式(3)和式(4)中的最大值作为输出电容C的设计值。
9.根据权利要求7所述的高效率高频逆变电路，其特征在于：所述SiC MOSFET开关器件电压波动为10％，高频逆变电路输入电压的最大值为：
UDC_max＝1.1UDC (5)
考虑2倍的裕量得SiC MOSFET开关器件漏极电压：
UDS＝2UDC_max (6)
式中，UDC_max为高频逆变电路输入电压的最大值；
根据系统输出总功率PS，考虑2倍的裕量后算得SiC MOSFET的所需平均电流值,即
根据SiC MOSFET开关器件漏极电压UDS和SiC MOSFET的所需平均电流值IDC确定SiCMOSFET开关型号。
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