JP2011050134A

JP2011050134A - 共振型スイッチング電源装置

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Publication number: JP2011050134A
Application number: JP2009194908A
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Inventors: Ryota Nakanishi; 良太中西
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
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Filing date: 2009-08-26
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Abstract

【課題】コモンモードノイズを抑制すると共に軽負荷時における周波数上昇を抑制することのできる共振型スイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】出力電圧が目標値になるようにスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御回路１０を備えた共振型スイッチング電源装置１において、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとリアクトルＬrが直列接続された共振回路と、トランスＴ2の２次巻線Ｎ2、Ｎ3に接続され出力電圧Ｖoを得る整流回路Ｄ1、Ｄ2、Ｃoと、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3間に配置された静電シールド板Ｓ1を備え、リアクトルＬrはトランスＴ2の１次巻線Ｎ1の一方の端子に接続され、電流共振コンデンサＣriはトランスＴ2の１次巻線Ｎ1の他方の端子に接続され、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1が接続された側とは反対側のリアクトルＬrの端子に静電シールド板Ｓ1が接続されたことを特徴とする。
【選択図】図９

Description

本発明は、共振型スイッチング電源装置に係り、特に軽負荷時のスイッチング周波数上昇を抑制することのできる共振型スイッチング電源装置に関する。

直流安定化電源装置として、従来より共振型スイッチング電源装置が使用されている。この共振型スイッチング電源装置は、入力直流電源の正極と負極間に直列接続したハイサイド及びローサイドのスイッチング素子と、このスイッチング素子のいずれかに並列接続されトランスの１次巻線と電流共振コンデンサで構成された共振回路を備えており、このスイッチング素子をオン、オフさせることにより、このトランスの１次側インダクタンス素子と電流共振コンデンサに共振電流を流し、このときトランスの２次巻線に得られる電圧を整流して出力側に直流電圧を得るようになっている。

共振型スイッチング電源装置では、スイッチング周波数を変化させて出力電圧を制御するＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御といわれる制御方式をとることができる。このＰＦＭ制御は、スイッチング周波数をトランスの１次側インダクタンス素子と電流共振コンデンサの共振周波数付近にすると出力電圧が大きくなり、共振周波数から離れると出力電圧が小さくなる特性を利用する。スイッチング周波数として、共振周波数よりも高い周波数領域を使用する場合は、スイッチング周波数を高くして出力電圧を低くし、スイッチング周波数を低くして出力電圧を高くする。この場合、出力電圧をフィードバックして安定した出力直流電圧となるように上記スイッチング素子のスイッチング周波数が自動制御される。

このような共振型スイッチング電源装置では、スイッチング動作によりノイズを発生し、他の機器に悪影響を及ぼすため、ノイズをシールドするための様々な対策がなされている。
例えば、特開昭５１−１４４９１１号公報（特許文献１）では、トランスの１次巻線の内側と外側に、トランスの１次巻線を包み込むように静電シールド板を配置し、トランスの２次巻線も同様にトランスの２次巻線を包み込むように静電シールド板を配置し、トランスの１次巻線を包み込んだ静電シールド板は１次側電源の正側に接続し、トランスの２次巻線を包み込んだ静電シールド板は２次側電源のＧＮＤに接続した技術を開示している。これにより、トランスの１次巻線の浮遊容量による雑音電流を静電シールド板を介して１次側電源に戻し、トランスの２次巻線の浮遊容量による雑音電流を静電シールド板を介して２次ＧＮＤに接地することによりコモンモードノイズを抑制している。
また、特開昭５４−７５３１号公報（特許文献２）では、トランスの１次巻線と２次巻線間に静電シールド板を設け、その静電シールド板をトランスの１次巻線の１端に接続した技術を開示している。この場合、浮遊容量は１次巻線と静電シールド板間、静電シールド板と２次巻線間の２つのコンデンサに分割されて直列接続されることになる。したがって、等価的に容量が小さくなりノイズを低減させることができる。また、静電シールド板をハーフブリッジ構成の電源においてコンデンサの中点に接続することにより、浮遊容量−静電シールド板−１次巻線からなる平ループを構成することで１次巻線の浮遊容量による雑音電流をトランスの１次巻線に戻すことができる。
また、特開昭６０−１７４０６４号公報（特許文献３）では、トランスの１次巻線と２次巻線の間に２層の静電シールド板を設置し、１次巻線に近い静電シールド板を入力電源の正負どちらかに接続し、２次側巻線に近い静電シールド板を２次側出力の正負どちらかに接続した技術を開示している。これによりコモンモードノイズを低減することができる。
また、特開昭５８−２２５７９号公報（特許文献４）では、トランスの入出力線にリング状のコアを挿入した技術を開示している。これにより、出力端子雑音、入力端子雑音、および輻射雑音を低減することができる。

特開昭５１−１４４９１１号公報特開昭５４−７５３１号公報特開昭６０−１７４０６４号公報特開昭５８−２２５７９号公報

ところで、共振型スイッチング電源装置では、軽負荷時においてトランスの浮遊容量と漏れインダクタンスの影響により２次側電圧に振動電圧が重畳され、この振動電圧により出力平滑コンデンサがピーク充電され、この結果、出力電圧が上昇するという現象がある。共振型スイッチング電源装置では、出力電圧をフィードバックして安定した出力電圧となるようにスイッチング周波数がＰＦＭ制御されるので、上記のように振動電圧で出力平滑コンデンサがピーク充電されて出力電圧が上昇すると、この出力電圧の上昇を抑えるようにスイッチング周波数が上昇するという問題が生じる。

上記特許文献１から特許文献４に挙げた従来技術は、静電シールド板やリング状のコアがコモンモードノイズの対策として用いられているが、これら静電シールド板やリング状のコアは、トランスの浮遊容量と漏れインダクタンスの影響により２次側電圧に重畳される振動電圧を抑制する効果はない。軽負荷時における上記スイッチング周波数の上昇は、スイッチング電源装置の高効率化、小型化のための高周波化を妨げるので、軽負荷時における２次側電圧の振動を抑制し、スイッチング周波数上昇を抑えることが望まれていた。
以下、軽負荷時における上記スイッチング周波数上昇の問題について更に詳細に説明する。

図１に、静電シールド板を施していない従来技術の共振型スイッチング電源装置１００を示す。図１に示した共振型スイッチング電源装置１００の回路構成と動作を以下に説明する。

図１に示す共振型スイッチング電源装置１００において、Ｃiは平滑コンデンサ、Ｃriは電流共振コンデンサ、Ｃoは平滑コンデンサ、Ｃrvは電圧共振コンデンサ、ＱHはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドのスイッチング素子、ＱLはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるローサイドのスイッチング素子、ＤQH、ＤQL、Ｄ1、Ｄ2はダイオード、Ｌrはリアクトル、Ｔ1はトランス、Ｎ1はトランスＴ1の１次巻線、Ｎ2はトランスＴ1の２次巻線、Ｎ3はトランスＴ1の２次巻線、Ｌdは負荷である。また、ＣpsはトランスＴ1の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3間に存在する浮遊容量である。また、１０は出力電圧を制御するＰＦＭ制御回路である。また、Ｖinは入力直流電源である。

共振型スイッチング電源装置１００は、ハーフブリッジ回路で構成されており、入力直流電源Ｖinの両端に、平滑コンデンサＣｉが接続されている。また、スイッチング素子ＱHのドレイン端子が入力直流電源Ｖinの正極端子に接続され、スイッチング素子ＱLのソース端子が入力直流電源Ｖinの負極端子に接続されている。スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子は接続されている。

スイッチング素子ＱLのドレイン端子とソース端子には、電圧共振コンデンサＣrvが並列接続されると共に、リアクトルＬrと１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとの直列回路が並列接続されている。リアクトルＬrは１次巻線Ｎ1に直列に接続されたリアクトル、あるいは、トランスＴ1の１次漏れインダクタンスである。トランスＴ1にリーケージトランスを使用すると１次漏れインダクタンスがリアクトルＬrとして利用できるので好適である。リーケージトランスを使用した場合、リアクトルＬrを１次巻線Ｎ1に直列に接続しないでも済ますことができるが、リアクトルＬrを１次巻線Ｎ1に直列に接続する場合は、トランスＴ1の１次漏れインダクタンスとリアクトルＬrのインダクタンス値を合計して１次側インダクタンス値Ｌr1と考える。なお、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriの接続位置は入れ替えることも可能である。

スイッチング素子ＱHとＱLのそれぞれのドレイン−ソース間には、ダイオードＤQH、ＤQLが接続されている。これらダイオードＤQH、ＤQLは、スイッチング素子ＱH、ＱLに内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードであり、スイッチング素子ＱH、ＱLの電流の流れる向きとは逆向きになるように接続（逆並列接続）されている。

ＰＦＭ制御回路１０は、出力電圧端子Ｖoに入力端子が接続され、スイッチング素子ＱHとＱLのゲート端子に出力端子が接続されている。

トランスＴ1の各巻線Ｎ1、Ｎ2、Ｎ3に発生する電圧の極性は、ドット（●）で示している。トランスＴ1の２次巻線Ｎ2の一方の端子（●側）には、ダイオードＤ1のアノード端子が接続され、ダイオードＤ1のカソード端子は平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）と出力端子Ｖoに接続されている。また、トランスＴ1の２次巻線Ｎ2の他方の端子とトランスＴ1の２次巻線Ｎ3の一方の端子（●側）は直列接続されると共に平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極側端子）と出力ＧＮＤ端子に接続されている。また、トランスＴ1の２次巻線Ｎ3の他方の端子はダイオードＤ2のアノードに接続され、ダイオードＤ2のカソード端子は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）とダイオードＤ1のカソード端子と出力端子Ｖoとの接続点に接続されている。また、平滑コンデンサＣoの両端には負荷Ｌdが接続されている。

コンデンサＣpsは、トランスＴ1の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3の間に存在する浮遊容量を示している。

ＰＦＭ制御回路１０は、平滑コンデンサＣoからの出力電圧Ｖoに基づきスイッチング素子ＱLとスイッチング素子ＱHとを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子ＱL、ＱHのオンデューティをほぼ５０％に固定し、スイッチング素子ＱL、ＱHの周波数を可変させることによりＰＦＭ制御を行い、平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoが一定になるように制御する。なお、スイッチング素子ＱL、ＱHの両方が同時にオンすることのない様にデッドタイムを有している。

上記のように構成された共振型スイッチング電源装置１００の動作を次に説明する。初めに定格負荷付近の動作を説明し、次に無負荷時での浮遊容量と漏れインダクタンスの影響でスイッチング周波数が上昇する問題点を説明する。
この場合、定格負荷付近においてはトランスＴ1に流れる電流が浮遊容量Ｃpsに流れる電流が無視できる程度に大きく、また振動電圧も発生し難いので、浮遊容量Ｃpsは無視して考える。これに対し無負荷時は、トランスＴ1に流れる電流が、浮遊容量Ｃpsに流れる電流を無視できない程度に小さくなり、浮遊容量Ｃpsに起因する振動電圧が発生するので、後述するように浮遊容量Ｃpsを考慮して考える。

＜定格負荷付近の動作説明＞
図２に、図１の共振型スイッチング電源装置１００における各部の動作タイムシーケンスを示した。図２において、ＶQHはハイサイドのスイッチング素子ＱHのドレイン−ソース間電圧、ＩQHはスイッチング素子ＱHに流れる電流（マイナスの値の電流は、ダイオードＤQHに流れる電流を示す）、ＶQLはローサイドのスイッチング素子ＱLのドレイン−ソース間電圧、ＩQLはスイッチング素子ＱLに流れる電流（マイナスの値の電流は、ダイオードＤQLに流れる電流を示す）、ＶCriは電流共振コンデンサＣriの電圧、ＶD1はダイオードＤ1の電圧、ＩD1はダイオードＤ1の電流、ＶD2はダイオードＤ2の電圧、ＩD2はダイオードＤ2の電流である。その他の各部の動作波形は図示を省略している。

（期間〜t0）
先ず、時刻t0直前のスイッチング素子ＱHがオンしている状態では、トランスＴ1の１次側は、入力直流電源Ｖinの正極端子→スイッチング素子ＱH→インダクタンスＬr→トランスの１次巻線Ｎ1→電流共振コンデンサＣri→入力直流電源Ｖinの負極端子の経路で電流が流れており、トランスＴ1の２次側は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路で電流が流れている。時刻t0において、スイッチング素子ＱHがオンからオフになる。

（期間t0〜t1）
スイッチング素子ＱHがオフすると電流ＩQHは０になり、トランスＴ1の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子ＱHから電圧共振コンデンサＣrvに転流され、電圧共振コンデンサＣrv→インダクタンスＬr→トランスの１次巻線Ｎ1→電流共振コンデンサＣri→電圧共振コンデンサＣrvの経路で電流が流れる。

このため、電圧共振コンデンサＣrvは、スイッチング素子ＱHがオンしていた状態ではほぼ入力直流電源Ｖinの電圧であったが、０Ｖまで放電される

電圧共振コンデンサＣrvの電圧はスイッチング素子ＱLの電圧ＶQLと等しいので、スイッチング素子ＱLの電圧ＶQLも入力直流電源Ｖinから０Ｖまで減少する。また、このときスイッチング素子ＱHの電圧ＶQHは、入力直流電源Ｖinの電圧とスイッチング素子ＱLの電圧ＶQLの差電圧であるため、０ＶからＶinまで上昇する。

（期間t1〜t2）
時刻t1〜時刻t2の期間では、時刻t1において電圧共振コンデンサＣrvの電圧が０Ｖまで減少すると、スイッチング素子ＱLに逆並列されたダイオードＤQLが導通して、ダイオードＤQL→インダクタンスＬr→トランスの１次巻線Ｎ1→電流共振コンデンサＣri→ダイオードＤQLの経路で電流が流れる。この電流は、時刻t2において０となる。この時刻t1〜時刻t2の期間において、スイッチング素子ＱLのゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子ＱLはゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
また、トランスＴ1の２次巻線Ｎ3の電圧が出力電圧Ｖoに達し、トランスＴ1の２次側は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路の電流と、トランスＴ1の２次巻線Ｎ3→ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣo→トランスＴ1の２次巻線Ｎ3の経路の電流とが流れる。

（期間t2〜t3）
時刻t2〜時刻t3の期間では、時刻t2において、スイッチング素子ＱLがオンしているので、電流共振コンデンサＣri→トランスの１次巻線Ｎ1→インダクタンスＬr→スイッチング素子ＱL→電流共振コンデンサＣriの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣriの電圧ＶCriは減少していく。また、トランスＴ1の２次側には、トランスＴ1の２次巻線Ｎ3→ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣo→トランスＴ1の２次巻線Ｎ3の経路の電流と、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｎ3の電圧は出力電圧Ｖoの電圧でクランプされ、１次巻線Ｎ1の電圧は、出力電圧Ｖoの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ1の１次側はリアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriとによる共振電流が流れる。

（期間t3〜t4）
時刻t3〜時刻t4の期間では、時刻t3において、２次巻線Ｎ3の電圧は出力電圧Ｖo以下になり、トランスＴ1の２次側の電流はなくなり、トランスＴ1の２次側は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路で電流が流れる。また、トランスＴ1の１次側は電流共振コンデンサＣri→トランスの１次巻線Ｎ1→インダクタンスＬr→スイッチング素子ＱL→電流共振コンデンサＣriの経路で電流が流れ、トランスＴ1の１次側には、リアクトルＬrとトランスの１次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬpの和（Ｌr＋Ｌp）と電流共振コンデンサＣriとによる共振電流が流れる。

（期間t4〜t5）
時刻t4〜時刻t5の期間では、時刻t4においてスイッチング素子ＱLがオフすると、トランスＴ1の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子ＱLから電圧共振コンデンサＣrvに転流され、トランスの１次巻線Ｎ1→インダクタンスＬr→電圧共振コンデンサＣrv→電流共振コンデンサＣri→トランスの１次巻線Ｎ1の経路で電流が流れる。

このため、電圧共振コンデンサＣrvは、スイッチング素子ＱLがオンしていた状態では、略０Ｖであったが入力直流電源Ｖinの電圧まで充電される。電圧共振コンデンサＣrvの電圧はスイッチング素子ＱLの電圧ＶＱLと等しいので、スイッチング素子ＱLは０ＶからＶinまで上昇する。また、スイッチング素子ＱHの電圧ＶＱHは、入力直流電源Ｖinの電圧とスイッチング素子ＱLの電圧ＶＱLの差電圧であるため、入力直流電源Ｖinの電圧から０Ｖに減少する。

（期間t5〜t6）
時刻t5〜時刻t6の期間では、時刻t5において、電圧共振コンデンサＣrvの電圧が入力直流電源Ｖinの電圧まで上昇すると、スイッチング素子ＱHに逆並列されたダイオードＤQHが導通して、トランスの１次巻線Ｎ1→インダクタンスＬr→ダイオードＤQH→入力直流電源Ｖin→電流共振コンデンサＣri→トランスの１次巻線Ｎ1の経路で電流が流れる。この電流は、時刻t6において０となる。この時刻t5〜時刻t6の期間において、スイッチング素子ＱHのゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子ＱHはゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
また、トランスＴ1の２次巻線Ｎ2の電圧が出力電圧Ｖoに達し、トランスＴ1の２次側は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路の電流と、トランスＴ1の２次巻線Ｎ2→ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣo→トランスＴ1の２次巻線Ｎ2の経路の電流とが流れる。

（期間t6〜t7）
時刻t6〜時刻t7の期間では、時刻t6において、スイッチング素子ＱHがオンしているので、入力直流電源Ｖin→スイッチング素子ＱH→インダクタンスＬr→トランスの１次巻線Ｎ1→電流共振コンデンサＣri→入力直流電源Ｖinの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣriの電圧ＶＣriは上昇していく。また、トランスＴ1の２次側にはトランスＴ1の２次巻線Ｎ2→ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣo→トランスＴ1の２次巻線Ｎ2の経路の電流と、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｎ2の電圧は出力電圧Ｖoの電圧でクランプされ、１次巻線Ｎ1の電圧は出力電圧Ｖoの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ1の１次側は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriによる共振電流が流れる。

（期間t7〜t8）
時刻t7〜時刻t8の期間では、時刻t7において、２次巻線Ｎ2の電圧は出力電圧Ｖo以下になり、トランスＴ1の２次側の電流はなくなり、トランスＴ1の２次側は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極端子）→負荷Ｌdの抵抗Ｒo→平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極端子）の経路で電流が流れる。また、トランスＴ1の１次側は入力直流電源Ｖin→スイッチング素子ＱH→インダクタンスＬr→トランスの１次巻線Ｎ1→電流共振コンデンサＣri→入力直流電源Ｖinの経路で電流が流れ、トランスＴ1の１次側には、リアクトルＬrとトランスの１次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬpの和（Ｌr＋Ｌp）と電流共振コンデンサＣriによる共振電流が流れる。

このように従来の直流変換装置では、オンデューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子ＱH、スイッチング素子ＱLのスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬr、励磁インダクタンスＬpと電流共振コンデンサＣriによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖoを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖoは低くなる。

＜無負荷時の動作説明＞
次に、無負荷時の動作を説明する。
無負荷時の動作を検討するために、トランスＴ1の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3間に存在する浮遊容量Ｃpsを、図３に示すように、トランスＴ1の１次巻線Ｎ1の入力側に移して考える（図３のＣps'）。更に、図３の回路を図４の等価回路に変換して考える。図４においてＬr1、Ｌr2はトランスＴ1の１次、２次の漏れインダクタンス、ＬpはトランスＴ1の励磁インダクタンス、Ｃps'は浮遊容量であり、これらは全てトランスＴ1の１次側に換算し、また、トランスＴ1はトランスを理想トランスＴ1’に置き換えている。なお、トランスのインピーダンスを１次換算することはよく知られているので、ここでは詳しく述べない。また、トランスＴ1の１次巻線Ｎ1に直列にリアクトルＬrが接続されている場合は、リアクトルＬrと１次漏れインダクタンスを合計した値をＬr1と考える。また、スイッチング素子ＱH、ＱLはダイオードＤQH、ＤQLも含めスイッチで簡単化して示してある。図５に、図４の等価回路で示した共振型スイッチング電源装置１００における、無負荷時の各部の動作タイムシーケンスを示した。図５の動作波形の種類は、図２と同じである。

図４の等価回路において、例えば図５に示した時刻t5〜t8（図２の時刻t5〜t8に相当）のスイッチング素子ＱHがオンのときの電流経路は、一点鎖線で示したトランスＴ1'の励磁インダクタンスＬｐを経由する電流経路Ａ（電流ia）の他に、浮遊容量Ｃps'を経由する電流経路Ｂ（電流ib）が形成される。

トランスＴ1'の励磁インダクタンスＬpを経由する電流経路Ａでは、トランス１次巻線の漏れインダクタンスＬr1と励磁インダクタンスＬpとの和、及び電流共振コンデンサＣriとにより共振し、また、浮遊容量Ｃps'を経由する電流経路Ｂでは、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2（トランス１次巻線の漏れインダクタンスＬr1とトランス２次巻線の漏れインダクタンスＬr2との和）と浮遊容量Ｃps'とで共振する。

ここで、共振型スイッチング電源装置１００が定格負荷付近で動作している場合には、等価的に浮遊容量Ｃps'に値の小さい負荷抵抗値Ｒoが並列接続されたようになるので、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps'との共振現象を考えると、形成された共振回路の電力損失が大きく、振動現象が起き難い回路となる。これに対し、共振型スイッチング電源装置１００が無負荷で動作している場合には、等価的にトランスＴ1'がオープン状態となるので、浮遊容量Ｃps'に接続される負荷抵抗値Ｒoが無限大となり、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps'との共振現象を考えると、形成された共振回路の電力損失が小さく振動現象が起き易い回路となることが分かる。

ところで、Ｌr1、Ｌr2、Ｌｐ、Ｃri、Ｃps'の各値は、通常
Ｌr1＋Ｌｐ≫Ｌr1＋Ｌr2
Ｃri≫Ｃps'
の関係になっているので、トランス１次巻線の漏れインダクタンスＬr1と励磁インダクタンスＬｐ、及び電流共振コンデンサＣriとによる共振の周期は、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps'とによる共振の周期より長い。

したがって、電源装置が無負荷で動作している場合には、トランスＴ1'の励磁インダクタンスＬpを経由する電流経路Ａで、トランス１次巻線の漏れインダクタンスＬr1と励磁インダクタンスＬpとの和、及び電流共振コンデンサＣriとにより周期の長い共振現象が発生し、浮遊容量Ｃps'を経由する電流経路Ｂで、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps'とにより周期の短い共振現象が発生する。したがって、トランスＴ1'の励磁インダクタンスＬpを経由する電流と浮遊容量Ｃps'を経由する電流を合成した電流波形は、図５における期間t1〜t4に示したＩQLの波形、あるいは期間t5〜t8に示したＩQHの波形のように、トランスＴ1'の励磁インダクタンスＬpを経由する周期の長い電流に浮遊容量Ｃps'を経由する周期の短い振動電流が重畳したものとなるのである。

図５にトランスＴ１の２次側のダイオードＤ1、Ｄ2の動作波形を示したが、漏れインダクタンスＬr1、Ｌr2と浮遊容量Ｃps'によって発生した振動電流によりダイオードＤ1、Ｄ2の両端電圧ＶD1も振動していることが分かる。このため、２次側の負荷が軽負荷の場合、この振動電圧により２次側平滑コンデンサＣoがピーク充電されるため出力電圧が上昇する。そして、この電圧上昇を抑えるためにＰＦＭ制御によりスイッチング周波数が上昇するという問題が生じるのである。

次に、従来技術におけるトランスＴ2の１次と２次巻線間に静電シールド板Ｓ1を施した場合の例を図６に示す。この場合の静電シールド板Ｓ1は、入力直流電源Ｖinの負極端子と電流共振コンデンサＣriとの接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の、電流共振コンデンサＣriの端子）に接続されているので、以下に示すように、出力電圧に重畳される振動を抑制する効果がないことが分かる。

１次巻線Ｎ1−２次巻線間Ｎ2、Ｎ3の浮遊容量は、静電シールド板Ｓ1が入ることにより図６に示すようにＣps1とＣps2の２つに分割され、浮遊容量Ｃps1、Ｃps2の直列接続となるが、漏れインダクタンスＬr1、Ｌr2と浮遊容量Ｃps1、Ｃps2の直列構成は変わらない。このときの等価回路を図７に示す。Ｃps1'、Ｃps2'はＣps1、Ｃps2をトランスＴ2の１次側に換算したものである。また、トランスＴ2はトランスを理想トランスＴ2’に置き換えている。図７において図４における符号と同じものは同じものを示している。異なる点は、浮遊容量がＣps1'とＣps2'の２つに分割され、その中点が入力直流電源Ｖinの負極側端子（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の、電流共振コンデンサＣriの端子）に接続されている点である。このとき、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'とによる共振電流は、図７の電流経路Ｃ（一点鎖線で示した）のように流れる。この電流により浮遊容量Ｃps1’は電源電圧Vinで充電されるため、大きなエネルギーが蓄えられる。入力直流電源Ｖin、漏れインダクタンスＬr1、Ｌr2、浮遊容量Ｃps1'は直列回路となり共振回路を形成する。このため、浮遊容量Ｃps1'には入力直流電源Ｖin以上の電圧がかかる。トランスＴ1の１次巻線Ｎ１にかかる電圧は、浮遊容量Ｃps1'にかかる電圧から電流共振コンデンサＣriにかかる電圧を差し引いたものになるため、浮遊容量Ｃps1'にかかった共振による電圧がトランスＴ1の１次巻線Ｎ1にも影響を与えることが分かる。

図８に無負荷時の動作波形を示す。図８に示した動作波形は図５に示した動作波形にほぼ同じである。漏れインダクタンスＬr1、Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'によって起こる振動電流は、静電シールド板Ｓ1を介して入力直流電源Ｖinの負極端子（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の、電流共振コンデンサＣriの端子側）に帰るので、共振コンデンサＣriには流れない。このため、ＩCriの波形は改善されるが、２次側巻線に現れる振動電圧は変わらないため出力電圧の上昇は防ぐことができない。したがって、先行技術の構成では軽負荷時におけるスイッチング周波数上昇を抑制することはできない。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、コモンモードノイズを抑制すると共に軽負荷時における周波数上昇を抑制することのできる共振型スイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の共振型スイッチング電源装置は、出力電圧が所定の目標値になるようにスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御回路を備えた共振型スイッチング電源装置において、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻線に接続され前記出力電圧を得る整流回路と、前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線間に配置された静電シールド板を備え、前記電流共振コンデンサが接続された側とは反対側の前記トランスの前記１次巻線の端子に前記静電シールド板を接続したことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、出力電圧が所定の目標値になるようにスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御回路を備えた共振型スイッチング電源装置において、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとリアクトルが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻線に接続され前記出力電圧を得る整流回路と、前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線間に配置された静電シールド板を備え、前記リアクトルは前記トランスの前記１次巻線の一方の端子に接続され、前記電流共振コンデンサは前記トランスの前記１次巻線の他方の端子に接続され、前記トランスの前記１次巻線が接続された側とは反対側の前記リアクトルの端子に前記静電シールド板が接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記トランスが、リーケージトランスであることを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記共振回路が、入力直流電源間にハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とを直列接続したハーフブリッジ回路の、前記ローサイドスイッチング素子の両端に接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記共振回路が、入力直流電源間にハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とを直列接続したハーフブリッジ回路の、前記ハイサイドスイッチング素子の両端に接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記共振回路が、第１ハイサイドスイッチング素子と第１ローサイドスイッチング素子の直列体、および第２ハイサイドスイッチング素子と第２ローサイドスイッチング素子の直列体とを入力直流電源間に接続したフルブリッジ回路の、前記第１ハイサイドスイッチング素子と前記第１ローサイドスイッチング素子の接続点と、前記第２ハイサイドスイッチング素子と前記第２ローサイドスイッチング素子の接続点との間に接続されたことを特徴とする。

本発明によれば、コモンモードノイズが抑制できると共に、軽負荷時における周波数上昇を抑制することができる。

従来技術における共振型スイッチング電源装置の、トランスに静電シールド板を設けない場合の回路構成を示した図である。図１に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、動作シーケンス（定格負荷付近）を示した図である。図１に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、浮遊容量を１次側に移したの回路構成図である。図３に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、等価回路図である。図１に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、動作シーケンス（無負荷時）を示した図である。従来技術における共振型スイッチング電源装置の、トランスに静電シールド板を設けた場合の回路構成を示した図である。図６に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、等価回路図である。図６に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、動作シーケンス（無負荷時）を示した図である。本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置の等価回路図である。本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置の動作シーケンス（無負荷時）図である。本発明の第２の実施形態である共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。本発明の第３の実施形態である共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。本発明の第４の実施形態である共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。

次に、本発明による実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。

（第１の実施形態）
図９は、本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置１の回路構成を示した図である。
図６に示した従来技術においては、静電シールド板Ｓ1を入力直流電源Ｖinの負極端子側（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の、電流共振コンデンサＣriの端子）に接続することでコモンモードノイズの低減を図っているが、本実施形態では静電シールド板Ｓ1を、スイッチング素子ＱHのソース端子、スイッチング素子ＱLのドレイン端子、リアクトルＬrの一方の端子、電圧共振コンデンサの一方の端子が接続された接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1とリアクトルＬrが接続された側とは反対側の、リアクトルＬrの端子）に接続することで軽負荷時のスイッチング周波数上昇を抑制するようにしたものである。

なお、トランスＴ2にリーケージトランスを使用すると１次漏れインダクタンスがリアクトルＬrとして利用できるので好適である。リーケージトランスを使用した場合、リアクトルＬrを１次巻線Ｎ1に直列に接続しないでも済ますことができるが、リアクトルＬrを１次巻線Ｎ1に直列に接続する場合は、トランスＴ2の１次漏れインダクタンスとリアクトルＬrのインダクタンス値を合計して１次側インダクタンス値Ｌr1と考える。リアクトルＬrをトランスＴ2の漏れインダクタンスのみで形成する場合は、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の１次巻線Ｎ1の端子に、静電シールド板Ｓ1を接続することになる。

図９において、従来技術として示した図６の符号とおなじ符号は同じものを示している。図９に示した本実施形態の共振型スイッチング電源装置１が、図６に示した従来技術の共振型スイッチング電源装置２００と構成が異なる点は、静電シールド板Ｓ１の接続の仕方であり、その他は同じなので、異なる点を主に説明し、同じ構成部分については適宜説明する。

図９において、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3との間に配置された静電シールド板Ｓ1は、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1との間に浮遊容量Ｃps1を有し、トランスＴ2の２次巻線Ｎ2、Ｎ3との間に浮遊容量Ｃps2を有している。そして、静電シールド板Ｓ１の一部に接続された電線が、スイッチング素子ＱHのソース端子、スイッチング素子ＱLのドレイン端子、リアクトルＬrの一方の端子、電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1とリアクトルＬrが接続された側とは反対側の、リアクトルＬrの端子）に接続されている。

本実施形態の等価回路と電流経路を図１０に示す。図７に示した従来技術の等価回路と比較すると、浮遊容量がＣps1'と浮遊容量Ｃps2'の２つに分割され、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1の両端子間に接続されている点は同じであるが、従来技術においては浮遊容量Ｃps1'と浮遊容量Ｃps2'が接続された接続点を入力直流電源Ｖinの負極端子（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と電流共振コンデンサＣriとが接続された側とは反対側の、電流共振コンデンサＣriの端子）に接続しているのに対し、本実施形態においては浮遊容量Ｃps1'と浮遊容量Ｃps2'が接続された接続点をスイッチング素子ＱHのソース端子、スイッチング素子ＱLのドレイン端子、漏れインダクタンスＬr1の一方の端子、電圧共振コンデンサの一方の端子が接続された接続点（漏れインダクタンスＬr1と漏れインダクタンスＬr2が接続された側とは反対側の、漏れインダクタンスＬr1の端子）に接続している点が異なる。また、トランスＴ2はトランスを理想トランスＴ2’に置き換えている。

このように、静電シールド板Ｓ1をスイッチング素子ＱHのソース端子、スイッチング素子ＱLのドレイン端子、漏れインダクタンスＬr1の一方の端子、電圧共振コンデンサの一方の端子が接続された接続点（漏れインダクタンスＬr1と漏れインダクタンスＬr2が接続された側とは反対側の、漏れインダクタンスＬr1の端子）に接続することにより、図１０のように、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'は並列回路となり、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'の共振電流は一点鎖線で示した電流経路Ｄを流れる。このときに浮遊容量Ｃps1'にかかる電圧は、漏れインダクタンスＬr1及び漏れインダクタンスＬr2に発生した電圧の合計値となり、電源電圧Ｖinと比べて非常に小さい電圧となる。このため、浮遊容量Ｃpsに蓄えられるエネルギーは小さくなる。したがって、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'の共振により発生する振動電圧は小さくなり、この振動電圧の影響によるトランス２次側回路の電圧上昇を抑えることができる。

図１１に、本実施形態における無負荷時の動作波形を示す。図１１の動作波形の種類は、図８と同じである。図８に示した従来技術の動作波形と比較すると、従来技術で漏れインダクタンスＬr1、Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'によって発生した振動電流や振動電圧が、本実施形態においては、トランスの１次側、２次側のいずれにも見られない。したがって、振動電圧により２次側平滑コンデンサＣoがピーク充電されるため出力電圧が上昇したり、この電圧上昇を抑えるためにＰＦＭ制御によりスイッチング周波数が上昇するという問題は生じない。

（第２の実施形態）
図１２は、本発明による第２の実施形態である共振型スイッチング電源装置２の回路構成を示した図である。
図１２の共振型スイッチング電源装置２は、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と比べると、電圧共振コンデンサＣrv、電流共振コンデンサＣri、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1、リアクトルＬrで構成される共振回路が、ローサイドのスイッチング素子ＱLではなく、ハイサイドのスイッチング素子ＱHのドレイン端子とソース端子間に接続された点が異なっている。その他は図９に示した共振型スイッチング電源装置１と構成が同じである。

トランスＴ2の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3の間に配置された静電シールド板Ｓ１は、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と同様に、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1との間に浮遊容量Ｃps1を有し、トランスＴ2の２次巻線Ｎ2、Ｎ3との間に浮遊容量Ｃps2を有している。そして、静電シールド板Ｓ１の一部に接続された電線が、スイッチング素子ＱHのソース端子、スイッチング素子ＱLのドレイン端子、リアクトルＬrの一方の端子、電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1とリアクトルＬrが接続された側とは反対側の、リアクトルＬrの端子）に接続されている。

この場合も、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と同様に、等価回路で示せば、図１０の等価回路と同じく漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'は並列回路となり、図１０の一点鎖線で示した電流経路Ｄと同様な電流経路が形成され、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'の共振電流はこの電流経路で流れる。このときに浮遊容量Ｃps1'にかかる電圧は、漏れインダクタンスＬr1及び漏れインダクタンスＬr2に発生した電圧の合計値となり、電源電圧Ｖinと比べて非常に小さい電圧となる。このため、第１の実施形態と同様に、浮遊容量Ｃps1'に蓄えられるエネルギーは小さくなる。したがって、漏れインダクタンスＬrと浮遊容量Ｃps1'の共振により発生する振動電圧は小さくなり、この振動電圧の影響によるトランス２次側回路の電圧上昇を抑えることができ、もって、共振型スイッチング電源装置２の無負荷時のスイッチング周波数上昇を抑えることができる。

（第３の実施形態）
図１３は、本発明による第３の実施形態である共振型スイッチング電源装置３の回路構成を示した図である。
図１３の共振型スイッチング電源装置３は、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と比べると、フルブリッジ回路で構成された点が異なっている。すなわち、入力直流電源Ｖinの両端に、スイッチング素子ＱH1とスイッチング素子ＱL1からなる直列体とスイッチング素子ＱH2とスイッチング素子ＱL2からなる直列体が並列接続され、そして、スイッチング素子ＱH1のソース端子とスイッチング素子ＱL1のドレイン端子が接続された接続点と、スイッチング素子ＱH2のソース端子とスイッチング素子ＱL2のドレイン端子が接続された接続点との間に共振回路が接続されている。

図１３に示した共振型スイッチング電源装置３の回路構成を以下に説明する。

図１３に示す共振型スイッチング電源装置３において、Ｃiは平滑コンデンサ、Ｃriは電流共振コンデンサ、Ｃoは平滑コンデンサ、Ｃrvは電圧共振コンデンサ、ＱH1、ＱH2はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドのスイッチング素子、ＱL1、ＱL2はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるローサイドのスイッチング素子、ＤQH1、ＤQH2、ＤQL1、ＤQL2、Ｄ1、Ｄ2はダイオード、Ｌrはリアクトル、Ｔ2はトランス、Ｎ1はトランスＴ1の１次巻線、Ｎ2はトランスＴ1の２次巻線、Ｎ3はトランスＴ1の２次巻線、Ｌdは負荷である。また、Ｓ1はトランスＴ1の１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2、Ｎ3との間に配置された静電シールド板である。また、Ｃps1はトランスＴ1の１次巻線Ｎ1と静電シールド板Ｓ1間に存在する浮遊容量、Ｃps2はトランスＴ1の２次巻線Ｎ2、Ｎ3と静電シールド板Ｓ1間に存在する浮遊容量である。また、２０は出力電圧を制御するＰＦＭ制御回路である。また、Ｖinは入力直流電源である。

共振型スイッチング電源装置３は、フルブリッジ回路で構成されており、入力直流電源Ｖinの両端に、平滑コンデンサＣｉが接続されている。また、スイッチング素子ＱH1、ＱH2のドレイン端子が入力直流電源Ｖinの正極端子に接続され、スイッチング素子ＱL1、ＱL2のソース端子が入力直流電源Ｖinの負極端子に接続されている。

スイッチング素子ＱH1のソース端子とスイッチング素子ＱL1のドレイン端子は接続され、スイッチング素子ＱH2のソース端子とスイッチング素子ＱL2のドレイン端子は接続されている。スイッチング素子ＱH1のソース端子とスイッチング素子ＱL1のドレイン端子が接続された接続点と、スイッチング素子ＱH2のソース端子とスイッチング素子ＱL2のドレイン端子の接続点との間に、電圧共振コンデンサＣrvが並列接続されると共に、電流共振コンデンサＣri、トランスＴ2の１次巻線Ｎ1、リアクトルＬrで構成される共振回路が接続されている。

スイッチング素子ＱH1、ＱH2、ＱL1、ＱL2のそれぞれのドレイン−ソース間には、ダイオードＤQH1、ＤQH2、ＤQL1、ＤQL2が接続されている。これらダイオードＤQH1、ＤQH2、ＤQL1、ＤQL2は、スイッチング素子ＱH1、ＱH2、ＱL1、ＱL2に内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードであり、スイッチング素子ＱH1、ＱH2、ＱL1、ＱL2の電流の流れる向きとは逆向きになるように接続（逆並列接続）されている。

ＰＦＭ制御回路２０は、入力端子が出力電圧端子Ｖoに接続され、出力端子がスイッチング素子ＱH1、ＱH2、ＱL1、ＱL2のそれぞれのゲート端子に接続されている。
静電シールド板Ｓ1は、電線によりスイッチング素子ＱH1のソース端子とスイッチング素子ＱL1のドレイン端子の接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1とリアクトルＬrが接続された側とは反対側の、リアクトルＬrの端子）に接続されている。
トランスＴ2の２次側の構成は図１の構成に同じであるので説明は省略する。

この場合も、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と同様に、等価回路で示せば、図１０の等価回路と同じく漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'は並列回路となり、図１０の一点鎖線で示した電流経路Ｄと同様な電流経路が形成され、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'の共振電流はこの電流経路で流れる。このときに浮遊容量Ｃps1'にかかる電圧は、漏れインダクタンスＬr1及び漏れインダクタンスＬr2に発生した電圧の合計値となり、電源電圧Ｖinと比べて非常に小さい電圧となる。このため、第１の実施形態と同様に、浮遊容量Ｃpsに蓄えられるエネルギーは小さくなる。したがって、漏れインダクタンスＬrと浮遊容量Ｃpsの共振により発生する振動電圧は小さくなり、この振動電圧の影響によるトランス２次側回路の電圧上昇を抑えることができ、もって、共振型スイッチング電源装置３の無負荷時のスイッチング周波数上昇を抑えることができる。

（第４の実施形態）
図１４は、本発明による第４の実施形態である共振型スイッチング電源装置４の回路構成を示した図である。
図１４の共振型スイッチング電源装置４は、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と比べると、本実施形態においては静電シールド板Ｓ1をスイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子との接続点（トランスＴ2の１次巻線Ｎ1とリアクトルＬrが接続された側とは反対側の、リアクトルＬrの端子）に抵抗Ｒｘを介して接続している点が異なる。その他は図９に示した共振型スイッチング電源装置１と構成が同じである。

この場合も、第１の実施形態である図９に示した共振型スイッチング電源装置１と同様に、等価回路で示せば、図１０の等価回路と同じく漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'は並列回路となり、図１０の一点鎖線で示した電流経路Ｄと同様な電流経路が形成され、漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と浮遊容量Ｃps1'の共振電流はこの電流経路で流れる。但し、この場合、浮遊容量Ｃps1'が抵抗Ｒｘを介して漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2と並列接続されることになる。したがって浮遊容量Ｃps1'と漏れインダクタンスＬr1＋Ｌr2とで生じる振動電流は抵抗Ｒｘで減衰され、振動が抑制される。したがって、より効果的に振動を抑制することができ、この振動電圧の影響によるトランス２次側回路の電圧上昇をより低く抑えることができ、もって、共振型スイッチング電源装置４の無負荷時のスイッチング周波数上昇を抑えることができる。

以上、本発明を実施形態で具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で変形して実施できる。

１、２、３、４、１００、２００・・・共振型スイッチング電源装置
１０、２０・・・ＰＦＭ制御回路
Ｃｉ、Ｃo・・・平滑コンデンサ
Ｃrv・・・電圧共振コンデンサ
Ｃri・・・電流共振コンデンサ
Ｃps、Ｃps'、Ｃps1、Ｃps1'、Ｃps2、Ｃps2'・・・浮遊容量
ＱH、ＱH1、ＱH2・・・スイッチング素子（ハイサイド）
ＱL、ＱL1、ＱL2・・・スイッチング素子（ローサイド）
ＤQH、ＤQL、ＤQH1、ＤQH2、ＤQL1、ＤQL2、Ｄ1、Ｄ2・・・ダイオード
Ｌr・・・リアクトル
Ｌr1・・・１次の漏れインダクタンス
Ｌr2・・・２次の漏れインダクタンス
Ｌp・・・励磁インダクタンス
Ｔ1、Ｔ2・・・トランス
Ｎ1・・・トランスＴ1（Ｔ1'、Ｔ2、Ｔ2'）の１次巻線
Ｎ2、Ｎ3・・・トランスＴ1（Ｔ1'、Ｔ2、Ｔ2'）の２次巻線
Ｌd・・・負荷
Ｖin・・・入力直流電源
Ｖo・・・出力電圧（or出力端子）
Ｓ1・・・静電シールド板
Ｒo・・・負荷Ｌdの抵抗
Ｒx・・・抵抗

Claims

出力電圧が所定の目標値になるようにスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御回路を備えた共振型スイッチング電源装置において、
トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列接続された共振回路と、
前記トランスの２次巻線に接続され前記出力電圧を得る整流回路と、
前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線間に配置された静電シールド板を備え、
前記電流共振コンデンサが接続された側とは反対側の前記トランスの前記１次巻線の端子に前記静電シールド板を接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
出力電圧が所定の目標値になるようにスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御回路を備えた共振型スイッチング電源装置において、
トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとリアクトルが直列接続された共振回路と、
前記トランスの２次巻線に接続され前記出力電圧を得る整流回路と、
前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線間に配置された静電シールド板を備え、
前記リアクトルは前記トランスの前記１次巻線の一方の端子に接続され、前記電流共振コンデンサは前記トランスの前記１次巻線の他方の端子に接続され、
前記トランスの前記１次巻線が接続された側とは反対側の前記リアクトルの端子に前記静電シールド板が接続されたことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
前記トランスは、リーケージトランスであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の共振型スイッチング電源装置。
前記共振回路は、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とを直列接続したハーフブリッジ回路の、前記ローサイドスイッチング素子の両端に接続されたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の共振型スイッチング電源装置。
前記共振回路は、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とを直列接続したハーフブリッジ回路の、前記ハイサイドスイッチング素子の両端に接続されたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の共振型スイッチング電源装置。
前記共振回路は、第１ハイサイドスイッチング素子と第１ローサイドスイッチング素子の直列体、および第２ハイサイドスイッチング素子と第２ローサイドスイッチング素子の直列体とを入力直流電源間に接続したフルブリッジ回路の、前記第１ハイサイドスイッチング素子と前記第１ローサイドスイッチング素子の接続点と、前記第２ハイサイドスイッチング素子と前記第２ローサイドスイッチング素子の接続点との間に接続されたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の共振型スイッチング電源装置。