KR20150035349A - 풀브릿지 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 풀브릿지 회로가 동작할 때에 발생하는 리플 전류와 코먼모드 노이즈를 억제하는 풀브릿지 전력 변환 장치를 제공한다.
제어부(30)는, 스위치 소자(11~14)의 온·오프 동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하고, 스위치 소자(11)와 스위치 소자(12)를 교대로, 또한, 스위치 소자(13)와 스위치 소자(14)를 교대로 온·오프시키며, 풀브릿지 회로(10)로부터 부하(3)에 공급하는 공급 전류를 출력시키고, 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 스위치 소자(11) 및 스위치 소자(13)를 함께 온 상태로 하여 인덕터(16,17)에 축적된 에너지를 방출시켜 관성전류를 흘리며, 필터 콘덴서(19,20)는, 인덕터(16)와 출력 콘덴서(18)를 접속하는 출력 라인 및 인덕터(17)와 출력 콘덴서(18)를 접속하는 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 흡수한다.

Description

풀브릿지 전력 변환 장치{FULL-BRIDGE POWER CONVERTER}
본 발명은, 직류 전력을 변환 출력하는 풀브릿지 전력 변환 장치에 관한 것이다.
풀브릿지 회로를 이용하여 전력 변환을 행하는 경우에, 해당 풀브릿지 회로의 입력점에 절연(絶緣) 전원을 접속하고, 또한 상기의 풀브릿지 회로의 출력점에 부하 등을 접속하여, 이들의 입력점 및 출력점을 접지하지 않고 전위적으로 부상한 상태에서 (예를 들면 모터의 구동 등과 같이) 동작을 행하는 경우가 있다. 이것을 플로팅의 동작이라고 호칭한다.
도 5는, 종래의 플로팅에 의해 사용되는 풀브릿지 전력 변환 장치의 접속을 나타내는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 전력 변환 장치(101)의 입력측에 절연 전원(102)이 접속되고, 출력측에는 부하(103)가 접속되어 있다. 또한, 풀브릿지 전력 변환 장치(101)의 2개의 입력 단자 사이에는 입력 콘덴서(111)가 접속되어 있다.
풀브릿지 회로(110)는, 4개의 스위치 소자(S1~S4)를 구비하고 있다. 스위치 소자(S1)와 스위치(S2)는 직렬접속되어 있으며, 또한, 스위치 소자(S3)와 스위치 소자(S4)는 직렬접속되어 있다.
절연 전원(102)은, 직류 전력을 출력하는 전원장치이고, 전력의 출력 단자는 절연 출력으로 되어 있으며, 이 출력 단자와 어스의 사이에 Y콘덴서(Ｃｙ)가 접속되어 있다.
스위치 소자(S1)와 스위치 소자(S3)의 접속점은, 해당 풀브릿지 전력변환 장치(101)의 하나의 입력 단자에 접속되어 있다.
스위치 소자(S2)와 스위치 소자(S4)의 접속점은, 풀브릿지 전력 변환 장치(101)의 다른 입력 단자에 접속되어 있다.
또한, 스위치 소자(S1)와 스위치 소자(S2)의 접속점에는 인덕터(112)의 일단이 접속되어 있으며, 스위치 소자(S3)와 스위치 소자(S4)의 접속점에는 인덕터(113)의 일단이 접속되어 있다.
인덕터(112)의 타단과 인덕터(113)의 타단 사이에는 출력 콘덴서(114)가 접속되어 있으며, 이 출력 콘덴서(114)의 양단에는 풀브릿지 전력 변환 장치(101)의 출력 단자가 접속되어 있다.
풀브릿지 회로(110)의 각 스위치 소자(S1~S4)는, 도시를 생략한 제어부에 의해 스위칭 동작이 제어되며, 스위치 소자(S1, S4)가 온 상태가 되었을 때에는 스위치 소자(S2,S3)가 오프 상태가 되고, 스위치 소자(S2,S3)가 온 상태가 되었을 때에는 스위치 소자(S1, S4)가 오프 상태가 되도록 동작한다.
절연 전원(102)으로부터 직류 전압이 공급되면, 풀브릿지 전력 변환 장치(101)는 전위적으로 부상되어 있는 플로팅에 의해 전력을 부하(103)에 출력한다. 이때, 풀브릿지 회로(110)의 각 스위치 소자가 온·오프동작을 되풀이하고, 이 스위칭 동작에 의해 부하(103)에 출력되는 전압전류의 값이나 극성이 제어가능하게 된다.
또한, 코먼모드(common mode)에 있어서 전력변환을 행할 경우, 예컨대, 특허문헌 1에 개시되어 있는 바와 같이 브릿지 회로로 출력된 전력을, 1차코일(권선(卷線)과 ２차코일의 사이가 절연되어 있는 트랜스포머를 통하여 부하 등에 출력하는 것이 있다. 이와 같이 트랜스포머 등을 개재시킴으로써, 브릿지 회로 등에 의해 발생한 코먼모드 노이즈(common-mode noise)를 감소시켜 전력을 출력하는 것이 행해지고 있다.
일본 특허공개 2011-050134호 공보
종래의 풀브릿지 회로를 이용한 전력 변환 장치는 상술한 바와 같이 구성되며, 2 레벨 출력이 되도록 각 스위치 소자를 동작시키고 있다. 이러한 스위칭 동작에 의해 입출력 전류에 리플 성분이 발생하고, 이 리플 전류를 흡수하기 위해서 상당한 리플 내량(耐量)을 가지는 평활 콘덴서를 구비할 필요가 있다.
특히 입력측에는, 직류의 출력 전류와 같은 실효치를 가지는 매우 큰 리플 전류가 발생하기 때문에, 콘덴서의 병렬수가 증대하게 되어, 장치가 대형화하고 가격도 커진다고 하는 문제점이 있었다.
상기의 문제점을 해결하기 위해서 풀브릿지 회로를 코먼모드로 동작시키는 기술이 있지만, 이와 같이 동작했을 경우에는 큰 코먼모드 노이즈가 발생하기 때문에, 입력측에 접속되는 절연 전원의 절연 성능을 높이고, Y 콘덴서 등을 고(高)임피던스로 할 필요성이 있다. 그렇지만, 고임피던스로 했을 경우에는 반대로 절연 전원의 내부에서 발생하는 노이즈를 조장하게 되어, 현실적인 해결 수단이 아니다. 결국, 큰 리플 전류에 대처할 경우에는, 출력 전력을 플로팅으로 사용하는 것이 유일한 유효한 방법이 되어, 대지(大地) 어스에 접속할 수 없게 된다고 하는 문제점이 있었다.
본 발명은 상기와 같은 과제를 해결하기 위해서 이루어진 것으로, 풀브릿지 회로가 동작할 때에 발생하는 리플 전류와 코먼모드 노이즈를 억제하는 풀브릿지 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 풀브릿지 전력 변환 장치는, 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 직렬접속하고, 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 직렬접속하며, 상기 직렬접속된 제 1 및 제 2 스위치 소자와 상기 직렬접속된 제 3 및 제 4 스위치 소자를 병렬접속해서 이루어지는 풀브릿지 회로와, 상기 제 1 스위치 소자로부터 상기 제 4 스위치 소자의 온·오프 동작을 각각 제어하는 제어부와, 상기 제 1 스위치 소자의 타단과 제 3 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 1 접속점, 및 상기 제 2 스위치 소자의 타단과 제 4 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 2 접속점의 사이에 접속된 입력 콘덴서와, 상기 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 3 접속점에 일단을 접속하는 제 1 인덕터와, 상기 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 4 접속점에 일단 접속하는 제 2 인덕터와, 상기 제 1 인덕터의 타단과 상기 제 2 인덕터의 타단의 사이에 접속하는 출력 콘덴서와, 상기 제 1 인덕터의 타단과 상기 제 1 접속점의 사이에 접속하는 제 1 필터 콘덴서와, 상기 제 2 인덕터의 타단과 상기 제 2 접속점의 사이에 접속하는 제 2 필터 콘덴서를 구비하고, 상기 입력 콘덴서의 양단에 직류 전압을 출력하는 전원이 접속되며, 상기 출력 콘덴서의 양단에 부하가 접속되었을 때, 상기 제어부는, 각 스위치 소자의 온·오프 동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하여, 상기 제 1 스위치 소자와 제 2 스위치 소자를 교대로 온·오프시키는 동시에 상기 제 3 스위치 소자와 제 4 스위치 소자를 교대로 온·오프시키고, 상기 풀브릿지 회로로부터 상기 부하에 공급하는 공급 전류를 출력시키며, 상기 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고, 상기 제 2 스위치 소자 및 제 4 스위치 소자를 함께 오프 상태로 하여 상기 제 3 접속점과 제 4 접속점의 사이를 접속하며, 상기 제 1 및 제 2 인덕터에 축적된 에너지를 방출시켜 관성 전류를 흘려보내고, 상기 제 1 스위치 소자와 상기 제 3 스위치 소자 중에서, 온 상태가 되는 시간폭이 좁은 쪽의 상기 시간폭을 Ｔｍ, 온 상태의 시간폭이 넓은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태와 상기 온 상태의 시간폭이 좁은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태가 동일하게 되는 중복(겹침) 기간을 Ｔｄ, 상기 시간폭(Ｔｍ)에 대한 상기 중복 기간(Ｔｄ)의 비율을 나타내는 드라이브 중복율을 Ｒｄ= (Ｔｄ/Ｔｍ)×100%로 했을 때, 상기 드라이브 중복율(Ｒｄ)이 50% 이상 100% 이하가 되도록 상기 각 스위치 소자의 동작을 제어하고, 상기 제 1 및 제 2 필터 콘덴서는, 상기 제 1 인덕터와 상기 출력 콘덴서를 접속하는 출력 라인 및 제 2 인덕터와 상기 출력 콘덴서를 접속하는 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 축적하는 용량을 가지며, 상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고, 상기 제 2 스위치 소자 및 제 4 스위치 소자를 함께 오프 상태로 했을 때에 생기는 코먼모드 노이즈를 흡수하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제 1 및 제 2 필터 콘덴서는, 상기 풀브릿지 회로에 입력되는 전압을 Ｖｉｎ, 억제할 코먼모드 노이즈의 주파수를 f, 상기 제 1 및 제 2 인덕터의 인덕턴스를 L이라고 하여, 상기 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 Q=Ｖｉｎ/ (32Ｌｆ^2)로서 구하고, 상기 코먼모드 노이즈의 전압진폭을 전압 피크투피크(Peak to Peak)값 Ｖｐｐ이하로 억제할 때, Q/Ｖｐｐ이상의 용량을 가지는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 리플 전류를 억제하는 동시에, 출력 전력에 포함되는 코먼모드 노이즈를 저감할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 실시예에 의한 풀브릿지 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2(a), (b), (c)는, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 각 스위치 소자의 동작을 나타내는 설명도이다.
도 3(a), (b)는, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작을 나타내는 설명도이다.
도 4는, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 등가 회로도이다.
도 5는, 종래의 플로팅에서 사용되는 풀브릿지 전력 변환 장치의 접속을 나타내는 설명도이다.
도 5에 나타낸 풀브릿지 전력 변환 장치는, 일반적인 풀브릿지 회로를 구비하고 있으며, 이 풀브릿지 회로로부터 출력하는 선간(線間) 전압(노멀모드(normal mode) 출력 전압)을 인덕터(112,113)에 의해 평활시켜, 직류 전력을 얻고 있다.
상기의 풀브릿지 회로의 출력 전압을, 코먼모드(대(對)대지간 전압)로서 관측하면, 풀브릿지 회로의 2개의 출력 라인의 전압은, 각각 방형파(方形波)가 되고 있으며, 이 회로에 입력되는 직류 전압값의 진폭을 가지고 있다.
상기의 풀브릿지 회로는, 일반적인 2레벨 출력을 행하도록, 대칭성이 있는 스위칭 동작을 행하고 있으며, 2개의 출력 라인에 생기는 각각의 전압은 역상(逆相)으로 되어 천이한다. 그 때문에, 2개의 출력 라인 사이의 코먼모드 전압은, 서로 상쇄되게 되어 발생이 억제되고 있다.
풀브릿지 회로에 이용되는 스위치 소자는, 일반적으로는 기생 다이오드 등을 가지고 있으며, 이 다이오드 등의 특성은 스위치 소자마다 다른 경우가 있다. 그 때문에, 상기의 특성 등의 차이에 따라서 상술한 코먼모드 전압이 서로 상쇄되는 것이 불완전하게 되며, 직류 전압의 스위칭 파형으로 되어 있는 코먼모드 전압이 발생한다. 일반적인 2레벨 출력의 동작을 행하는 풀브릿지 회로에서는, 의도하지 않은 상기와 같은 코먼모드 전압이 발생해버리는 경우가 있다.
본 발명에 의한 풀브릿지 전력 변환 장치는, 3레벨 출력이 되도록 풀브릿지 회로를 동작시키고 있으며, 이 풀브릿지 회로의 각 스위치 소자는 대칭성을 무너뜨려 동작한다. 여기서는, 상기의 대칭성을 깬 동작을 코먼모드 동작이라고 호칭한다.
코먼모드 동작에서는, 의도적으로 대칭성을 무너뜨려 풀브릿지 회로를 동작시키고 있기 때문에, 필연적으로 코먼모드 전압이 발생한다. 코먼모드 전압은, 상술한 바와 같이 풀브릿지 회로의 입력 전압에 상당하는 진폭을 가지고 있기 때문에, 출력 전압의 노이즈로서 생각했을 경우에는, 매우 큰 값을 가지고 있다.
본 발명에 있어서, 풀브릿지 회로를 3레벨 출력이 되도록 동작시켰을 경우, 발생하는 코먼모드 전압은 풀브릿지 회로의 스위칭 스피드와 동등한 주파수, 혹은 관련된 주파수로 발생한다.
코먼모드 전압은, 고주파 노이즈에 비해서 낮은 주파수에 의해 천이하기 때문에, 풀브릿지 회로의 출력 라인에 설치한 인덕턴스에 의해서만 감소시키는 것은 어렵다.
또한, 발생한 코먼모드 전압은, 상술한 바와 같이 진폭이 크고, 큰 전력 에너지가 변동하기 때문에 출력 라인으로부터 다른 전류로에 전파되며, 예를 들면 출력 단자 등에 접속되는 Ｙ콘덴서의 접지점으로부터 케이스(筐體) 그라운드로 침입하여, 장치 각부의 대지간 전압에 포함되는 코먼모드 노이즈가 되어버린다.
본 발명의 풀브릿지 전력 변환 장치는, 3레벨 출력에 있어서 발생하는 코먼모드 노이즈를 감소시키기 위해서 필터 콘덴서를 구비하고 있다.
이하, 본 발명의 실시의 1 형태를 도면에 근거해서 설명한다.
실시예
도 1은, 본 발명의 실시예에 의한 풀브릿지 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 회로도이다. 도시한 풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 4개의 스위치 소자 (11~14)를 이용하여 구성한 풀브릿지 회로(10)를 구비하고 있으며, 풀브릿지 회로(10)의 입력점에 절연 전원(2)을 접속하고 있다.
4개의 스위치 소자(11~14)는, 예를 들면 파워 ＭＯＳＦＥＴ 등이며, 충분한 전류용량이나 적당한 스위칭 특성을 가지는 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)나 ＩＧＢＴ 등을 이용해도 좋다.
풀브릿지 회로(10)는, 스위치 소자(11)와 스위치 소자(12)를 직렬접속하고, 스위치 소자(13)와 스위치 소자(14)를 직렬접속하고 있다.
또한, 풀브릿지 회로(10)는, 스위치 소자(11)의 스위치 접점의 제 1 단자와 스위치 소자(13)의 스위치 접점의 제 1 단자를 접속하고 있다. 여기서는, 이 접속점을 풀브릿지 회로(10)의 제 1 접속점으로 한다.
또한, 풀브릿지 회로(10)는, 스위치 소자(12)의 스위치 접점의 제 1 단자와 스위치 소자(14)의 스위치 접점의 제 1 단자를 접속하고 있으며, 여기서는, 이 접속점을 풀브릿지 회로(10)의 제 2 접속점으로 한다.
한편, 여기서는, 스위치 소자(11)의 스위치 접점의 제 2 단자와 스위치 소자(12)의 스위치 접점의 제 2 단자와의 접속점을, 풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점으로 하고, 스위치 소자(13)의 스위치 접점의 제 2 단자와 스위치 소자(14)의 스위치 접점의 제 2 단자와의 접속점을, 풀브릿지 회로(10)의 제 4 접속점으로 한다.
제 1 접속점에는, 입력 콘덴서(15)의 일단과 절연 전원(2)의 제 1 출력 단자가 접속되어 있다. 제 2 접속점에는, 입력 콘덴서(15)의 타단과 절연 전원(2)의 제 2 출력 단자가 접속되어 있다.
제 3 접속점에는, 인덕터(16)의 일단이 접속되어 있다. 제 4 접속점에는 인덕터(17)의 일단이 접속되어 있다. 인덕터(16)의 타단에는 출력 콘덴서(18)의 일단이 접속되고, 인덕터(17)의 타단에는 출력 콘덴서(18)의 타단이 접속되어 있다.
또한, 제 1 접속점에는, 필터 콘덴서(19)의 일단이 접속되고, 인덕터(16)와 출력 콘덴서(18)의 접속점에는 필터 콘덴서(19)의 타단이 접속되어 있다.
제 2 접속점에는, 필터 콘덴서(20)의 일단이 접속되고, 인덕터(17)와 출력 콘덴서(18)의 접속점에는 필터 콘덴서(20)의 타단이 접속되어 있다.
출력 콘덴서(18)와 필터 콘덴서(19)의 접속점은, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 1 출력 단자가 되고, 출력 콘덴서(18)와 필터 콘덴서(20)의 접속점은, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 2 출력 단자가 된다. 제 1 출력 단자와 제 2 출력 단자의 사이에는, 예를 들면 부하(3)가 접속된다.
절연 전원(2)은, 예를 들면 교류 전력을 입력해서 소정 전압의 직류 전력으로 변환하는 것으로, 제 1 출력 단자로부터 고(高)전위측의 전압을 출력하고, 제 2 출력 단자로부터 저(低)전위측의 전압을 출력하도록 구성되어 있으며, 저전위측의 전압을 출력하는 제 2 출력 단자 등은 대지에 접지되어 있지 않다.
또한, 절연 전원(2)은, 상기의 제 1 출력 단자와 제 2 출력 단자의 사이를 접속하는 Ｙ콘덴서(Ｃｙ)를 구비하고 있다. Y콘덴서(Ｃｙ)는, 두 개의 평활 콘덴서를 직렬접속시킨 것으로, 그 중간점을 (프레임 그라운드로서) 대지에 전기접속하여 0 [V]에 고정하고 있다.
풀브릿지 회로(10)는, 예컨대, 스위치 소자(11~14)로서 n채널 ＭＯＳＦＥＴ를 사용한 경우에는, 스위치 소자(11) 및 스위치 소자(13)의 드레인끼리가 접속되며, 스위치 소자(11)의 소스와 스위치 소자(12)의 드레인이 접속된다. 또한, 스위치 소자(13)의 소스가 스위치 소자(14)의 드레인에 접속되며, 스위치 소자(12) 및 스위치 소자(14)의 소스끼리가 접속된다.
스위치 소자(11~14)의 각 게이트는, 제어부(30)에 각각 접속된다.
스위치 소자(11~14)는, 드레인·소스 간, 즉 접점 간에 기생 다이오드를 가지고 있으며, 후술하는 관성전류가 흐를 때, 해당 기생 다이오드에서는 리커버리 특성 등이 부족할 경우에는, 적당한 정격(定格)의 다이오드가 각 스위치 소자의 접점 간에 접속된다.
제어부(30)는, 각 스위치 소자(11~14)의 게이트 전압을 제어하는 것으로, 프로세서나, 제어 프로그램 등을 기억 격납하는 메모리 등에 의해 구성되어 있다. 또한, 부하(3)의 종류나 전력공급의 목적 등에 따라서, 외부로부터 각 스위치 소자(11~14)의 동작을 설정할 수 있도록 해당 제어부(30)를 구성해도 좋다.
부하(3)는, 예컨대, 축적 전력의 사용 후에 충전을 행하여, 반복 사용이 가능한 이차전지이며, 구체적으로는 차량용, ＥＳＳ(에너지 저장 시스템)용 등의 배터리 셀, 배터리 모듈, 배터리 팩 등이다.
또한, 부하(3)로서, 다른 장치의 직류 버스 등이 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에 접속된다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
도 2는, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 각 스위치 소자의 동작을 나타내는 설명도이다. 이 도면은, 도 1의 풀브릿지 회로(10)의 동작 예를 나타낸 것으로, 스위치 소자(11)를 Q1, 스위치 소자(12)를 Q2, 스위치 소자(13)를 Q3, 스위치 소자(14)를 Q4로서 나타내고, 이들 스위치 소자의 동작 타이밍을 나타낸 타이밍 차트이다. 도면 중, 하이 레벨을 나타내고 있는 기간이 온 상태, 로 레벨을 나타내고 있는 기간이 오프 상태이다.
도 2(a)는, 각 스위치 소자(11~14)(Q1~Q4)의 온 듀티를 50%로 한 경우를 나타내고 있다.
도 2(b)는, 스위치 소자(11)(Q1)의 온 듀티를 50%보다도 크게 한 경우의 각 스위치 소자의 동작을 나타내고 있다. 상세하게는, 상기의 스위치 소자(11)(Q1)와 함께 스위치 소자(14)(Q4)의 온 듀티를 50%보다도 크게 하고, 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(13)(Q3)의 온 듀티를 50%보다도 작게 한 경우의 동작을 나타내고 있다.
도 2(c)는, 스위치 소자(11)(Q1)의 온 듀티를 50%보다도 작게 한 경우의 각 스위치 소자의 동작을 나타내고 있다. 상세하게는, 상기의 스위치 소자(11)(Q1)와 함께 스위치 소자(14)(Q4)의 온 듀티를 50%보다도 작게 하고, 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(13)(Q3)의 온 듀티를 50%보다도 크게 한 경우의 동작을 나타내고 있다.
풀브릿지 회로(10)를 동작시킬 때, 제 1 접속점과 제 2 접속점의 사이(풀브릿지 회로(10)의 입력점 사이)에 관통 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해서, 스위칭 동작에는 데드 타임이 설치된다.
데드 타임은, 예를 들면 도 2(a)에 있어서는, 스위치 소자(12)(Q2)를 오프 상태로 천이시킨 후, 스위치 소자(11)(Q1)를 온 상태로 천이시키기 위해서 부가하는 지연 시간이며, 스위치 소자의 스위칭 스피드에 기인하여, 직렬접속된 2개의 스위치 소자가 모두 온 상태가 되는 것을 방지하기 위하여 설치되어 있다.
한편, 데드 타임은, 본 실시예에 있어서의 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작에도 설치되어 있지만, 본 발명의 특징이 되는 스위칭 동작을 나타낸 경우에는 미소한 시간이 되기 때문에, 도 2 등의 각 도면에는 나타나 있지 않다. 또한, 이 동작 설명에서는 데드 타임에 착목하는 것을 생략한다.
도 2(a), (b), (c)에 나타낸 스위칭 동작에는, 고전위측의 입력 전압이 인가되는 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(13)(Q3)가 함께 온 상태가 되는 기간을 설치하고 있다. 또한, 저전위측의 입력 전압이 인가되는 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 온 상태가 되는 기간을 설치하고 있다.
한편, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(12)(Q2)가 함께 온 상태가 되는 기간과, 스위치 소자(13)(Q3)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 온 상태가 되는 기간은 존재하지 않는다. 또한, 부하(3)에 전력을 공급하는 목적 등에 따라서, 도 2(b)에 나타낸 스위칭 동작만을 행하는 경우, 도 2(c)에 나타낸 스위칭 동작만을 행하는 경우, 또 도 2(b)와 도 2(c)의 스위칭 동작을 조합하여 행하는 경우 등이 있다.
도 2(a)에 나타낸 바와 같이, 온 듀티를 50%로 하고, 각 스테이터스의 모든 천이 타이밍(전체 스위치 소자의 온으로부터 오프로의 천이 및 오프로부터 온으로의 천이)을 일치시키면, 풀브릿지 회로(10)의 2개의 출력점 간의 전위차가 없어지며, 전류가 흐르고 있어도 풀브릿지 회로(10)는 전력을 출력하지 않는다. 이 동안, 인덕터(16)에 사전에 축적된 에너지(W)=1/2·LI ^ 2, 및 인덕터(17)에 축적된 에너지(W)의 방출에 의한 관성전류, 또는, 전지 등(부하(3))에 의한 전류가 흐른다. 여기서, 상기의 Ｌ은 인덕터(16)와 인덕터(17)의 합성 인덕턴스, I는 인덕터 (16,17)에 흐르는 전류이다.
풀브릿지 회로(10)가 절연 전원(2)로부터 입력한 전력을 전달하기 위해서는, 예를 들면 도 2(b) 또는 도 2(c)에 나타낸 바와 같이, 스위치 소자(11,12)(Q1,Q2)와, 스위치 소자(13,14)(Q3,Q4)의 사이에 있어서, 온으로부터 오프로의 천이 타이밍, 또는 오프로부터 온으로의 천이 타이밍 중 어느 하나, 혹은 모든 천이 타이밍이 동기하지 않도록 각 스위치 소자를 동작시킨다.
도 2(b)에 나타낸 스위칭 동작에서는, 직렬접속되어 있는 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(12)(Q2)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키고, 또한, 직렬접속되어 있는 스위치 소자(13)(Q3)와 스위치 소자(14)(Q4)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(11)(Q1) 및 스위치 소자(13)(Q3)의 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고, 게다가 스위치 소자(12)(Q2) 및 스위치 소자(14)(Q4)의 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다.
또, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(11)(Q1)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과, 스위치 소자(12)(Q2)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 또한, 스위치 소자(13)(Q3)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과, 스위치 소자(14)(Q4)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있고, 또한, 예를 들면 스위치 소자(11)(Q1)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(13)(Q3)가 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있지 않다. 이 스위칭 동작은, 양(正)전압을 출력하는 경우의 것이다.
제어부(30)는, 상기한 바와 같이 양전압을 출력하는 경우에는, 스위치 소자(11)(Q1)의 온 듀티를 스위치 소자(13)(Q3)의 온 듀티보다도 크게 하고, 후술하는 음(負)전압을 출력하는 경우에는 반대로 작게 한다.
상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 동작을 제어함으로써, 예를 들면 도 2(b)에 "전달기간"으로서 나타낸, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 온 상태가 되고, 게다가 또, 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(13)(Q3)가 함께 오프 상태가 되는 기간이 발생한다.
예를 들면, 각 스위치 소자에 n채널 ＭＯＳＦＥＴ를 사용하고, 절연 전원(2)으로부터 출력되는 고전위측 전압을 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(13)(Q3)의 접속점(제 1 접속점)에 인가하고, 또 절연 전원(2)으로부터 출력되는 저전위측 전압을, 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)의 접속점(제 2 접속점)에 인가한 경우, 도 2(b)에 나타낸 "전달기간"과 같이 각 스위치 소자가 온·오프되고 있을 때에는, 스위치 소자(11)(Q1)의 드레인 측으로부터 해당 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(12)(Q2)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점)으로 전류가 흘러, 인덕터(16)를 통하여 부하(3)에 공급 전류가 흐른다. 또한, 부하(3)로부터 귀환하는 전류가 인덕터(17)를 통하여 스위치 소자(13)(Q3)와 스위치 소자(14)(Q4)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 4 접속점)으로 흘러들어오며, 또한 해당 스위치 소자(14)(Q4)의 소스 측으로 흐른다.
도 2(c)에 나타낸 스위칭 동작에서는, 도 2(b)에 나타낸 바와 같이, 직렬접속되어 있는 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(12)(Q2)의 온·오프 상태를 반전해서 스위칭 타이밍을 동기시키고, 또한, 직렬접속되어 있는 스위치 소자(13)(Q3)와 스위치 소자(14)(Q4)의 온·오프 상태를 반전해서 스위칭 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 스위치 소자(11)(Q1) 및 스위치 소자(13)(Q3)의 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고, 또한 스위치 소자(12)(Q2) 및 스위치 소자(14)(Q4)의 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다.
또, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(11)(Q1)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(12)(Q2)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 또한, 스위치 소자(13)(Q3)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(14)(Q4)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 한편, 예를 들면 스위치 소자(11)(Q1)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(13)(Q3)가 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있지 않다.
제어부(30)는, 상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어할 때, 스위치 소자(13)(Q3)의 온 듀티를, 스위치 소자(11)(Q1)의 온 듀티보다도 크게 하고 있다. 이때, 출력 전압은 음전압이 된다.
또한, 상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 동작을 제어함으로써, 예를 들면 도 2(c)에 "전달기간"으로서 나타낸, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 오프 상태가 되고, 게다가, 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(13)(Q3)가 함께 온 상태가 되는 기간이 생긴다.
상기한 바와 같이, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(13)(Q3)의 접속점에 절연 전원(2)로부터 출력되는 고전위측 전압을 인가하고, 또 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)의 접속점에 저전위측의 전압을 인가하고 있는 경우, 도 2(c)에 나타낸 "전달기간"과 같이 각 스위치 소자가 온·오프되어 있을 때에는, 스위치 소자(13)(Q3)의 드레인측으로부터 해당 스위치 소자(13)(Q3)와 스위치 소자(14)(Q4)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 4 접속점)으로 전류가 흘러, 이 접속점으로부터 인덕터(17)를 통하여 부하(3)에 공급 전류가 흐른다. 또한, 부하(3)로부터 귀환하는 전류가 인덕터(16)를 통하여 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(12)(Q2)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점)으로 흘러들어 오고, 또한 해당 스위치 소자(12)(Q2)의 소스측으로 흐른다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 상술한 바와 같이 도 2(b) 또는 도 2(c)에 나타낸 "전달기간"에 있어서, 절연 전원(2)의 출력 전압을 이용해서 풀브릿지 회로(10)의 출력점(제 3 및 제 4 접속점)으로부터 전류를 출력한다. 이 풀브릿지 회로(10)의 출력점으로부터 출력되는 전류는, 인덕터(16,17)의 쵸크(choke) 작용에 의해 직류 전류로 되어 있으며, 출력 콘덴서(18)에 의해 더욱 평활화되어 부하(3)로 출력된다.
종래와 같이 2레벨 출력이 되도록 풀브릿지 회로를 동작시켰을 경우에는, 입력 콘덴서에 흐르는 리플 전류(ripple current)의 실효치(Ｉｒｍｓ)는, 출력 전류와 동일하게 된다. 예컨대, 출력 전류가 500[A]인 경우, 리플 전류의 실효치(Ｉｒｍｓ)=500[A]가 된다. 이에 대하여, 본 발명에 관한 풀브릿지 회로(10)와 같이 3레벨 출력으로 동작했을 경우에는, 리플 전류의 실효치(Ｉｒｍｓ)는, 전달 기간의 비율(전달 기간/스위칭 동작의 1주기)로 압축된다.
본 실시예의 풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 3레벨 출력이 되도록 동작하는 것으로, 상술한 양 또는 음의 전압 출력시에 더하여, 이 전압이 「0」레벨이 되어 있을 때에도 전류가 흐른다. 상세하게는, 도 2(b), (c)에 나타낸 각“휴지(休止) 기간” 중, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(13)(Q3)가 함께 온 상태가 되고, 게다가 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 오프 상태가 되어 있는 기간에는, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 간의 전위차가 없어지며, 도 2(a)를 이용하여 설명한 바와 같이 인덕터(16,17)에 축적된 에너지(W)의 방출에 의한 관성전류가 흐른다.
도 2(b)에 나타낸 동작에서는, 상기의 관성전류는, 인덕터(16)로부터 부하(3)로 흐르며, 해당 부하(3)로부터 인덕터(17)를 통하여 온 상태의 스위치 소자(13)(Q3)로 흐르고, 또한 스위치 소자(13)(Q3)로부터 온 상태의 스위치 소자(11)(Q1)를 통하여 인덕터(16)에 흐른다.
또한, 도 2(c)에 나타낸 동작에서는, 상기의 관성전류는 인덕터(17)로부터 부하(3)에 흐르며, 해당 부하(3)로부터 인덕터(16)를 통하여 온 상태의 스위치 소자(11)(Q1)에 흐르고, 또한 스위치 소자(11)(Q1)로부터 온 상태의 스위치 소자(13)(Q3)를 통하여 인덕터(17)에 흐른다.
또, 도 2(b), (c)에 나타낸 각 휴지(休止) 기간 중, 스위치 소자(11)(Q1)와 스위치 소자(13)(Q3)가 함께 오프 상태가 되고, 게다가 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)가 함께 온 상태가 되어 있는 기간에도, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 간의 전위차가 없어지며, 상술한 바와 같이 인덕터(16,17)에 축적된 에너지(W)의 방출에 의한 관성전류가 흐른다. 이때의 관성전류는, 온 상태의 스위치 소자(12)(Q2)와 스위치 소자(14)(Q4)를 흐르고, 그 이외의 전류 경로는 상술한 설명과 같다.
도 3은, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작을 나타내는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 회로(10)의 각 스위치 소자의 온·오프상태를 나타내는 타이밍 차트이며, 하나의 스위치 소자의 동작 패턴을 표시하는 상태천이(A)와, 다른 스위치 소자의 동작 패턴을 표시하는 상태천이(B)를 나타내고 있다.
도 3에 나타낸 각 상태는, 하이 레벨의 부분이 온 상태를 나타내고, 로 레벨의 부분이 오프 상태를 나타내고 있다.
또한, 예컨대, 상태천이(A)는 스위치 소자(11)(Q1)의 온·오프 동작을 나타내고, 상태천이(B)는 스위치 소자(13)(Q3)의 온·오프 동작을 나타내고 있다.
여기서, 상태천이(A)와 상태천이(B) 중, 온 상태의 기간이 짧은(시간폭이 좁은) 쪽의 상태천이에 있어서의 해당 시간폭을 Ｔｍ, 상태천이(A)의 온 상태와 상태천이(B)의 온 상태가 겹치는 기간을 Ｔｄ라고 했을 때, 시간폭(Ｔｍ)에 대한 중복기간(Ｔｄ)의 비율을, 드라이브 중복율(Ｒｄ)이라고 한다(Ｒｄ=Ｔｄ/Ｔｍ). 도 3에 예시한 것은, 하나의 상태(여기서는 온 상태)로 되어 있는 시간폭이 좁은 쪽이 상태천이(A)이며, 하나의 상태(온 상태)의 시간폭이 넓은 쪽이 상태천이(B)이다.
도 3(a)는, 종래부터 행해지고 있는 일반적인 스위칭 동작을 나타내고 있으며, 예를 들면 스위치 소자(11)(Q1)의 동작 패턴을 표시하는 상태천이(A)와, 스위치 소자(13)(Q3)의 동작 패턴을 표시하는 상태천이(B)를 나타내고 있다.
도 3(a)에 예시한 스위칭 동작은, 각 스위치 소자가 온 상태로부터 오프 상태로 천이할 때, 또는 오프 상태로부터 온 상태로 천이할 때에 생기는 지연 시간(상술한 데드 타임)은 미소하여, 「0」으로 간주해도 좋은 정도이다. 여기서, 상태천이(A) 중에서 로 레벨이 되어 있는 기간과, 상태천이(B) 중에서 하이 레벨이 되어 있는 기간을 각각 Ｔｍ이라고 했을 때, 기간(Ｔｄ)을 「0」으로 간주함으로써, 드라이브 중복율(Ｒｄ)은 Ｔｄ/Ｔｍ=0이 되어, 인덕터(16,17)에 의한 관성전류가 흐르는 기간은 생기지 않는다.
도 3(b)는, 본 실시예에 의한 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작의 일예를 나타내고 있다. 도 3(a)와 같이, 도 3(b)의 상태천이(A)는 예를 들면 스위치 소자(11)(Q1)의 동작 패턴을 나타내는 것이고, 상태천이(B)는 스위치 소자(13)(Q3)의 동작 패턴을 나타내는 것이다.
도 3(b)에 있어서, 하이 레벨측의 시간폭은, 상태천이(A)보다도 상태천이(B) 쪽이 좁다. 또한, 로 레벨측의 시간폭은, 상태천이(B)보다 상태천이(A) 쪽이 좁다. 이들 좁은 쪽의 시간폭을 Ｔｍ으로 한다. 또한, 상태천이(B)가 시간폭(Ｔｍ)으로 하이 레벨이 되어 있는 기간 중, 상태천이(A)가 하이 레벨이 되어 있는 기간을 Ｔｄ라고 한다. 또한, 상태천이(A)가 시간폭(Ｔｍ)으로 로 레벨이 되어 있는 기간 중, 상태천이(B)가 로 레벨이 되어 있는 기간을 Ｔｄ라고 한다. 상술한 관성전류는 기간(Ｔｄ) 동안 흐르기 때문에, 드라이브 중복율(Ｒｄ)이 클수록, 관성전류가 흐르는 기간이 길어진다.
또한, 대칭적으로 절연 전원(2)의 출력 전압을 이용한 전류가 출력되는 기간이 짧아진다. 환언하면, 상태천이(A)가 온 상태이며 상태천이(B)가 오프 상태가 되는 기간과, 상태천이(A)가 오프 상태이며 상태천이(B)가 온 상태가 되는 기간이 짧아진다.
이와 같이 절연 전원(2)의 출력 전압을 스위칭해서 전류를 출력하는 기간을 억제하여 리플 성분의 크기를 억제하고, 또한, 전류출력을 행하지 않는 기간에 관성전류를 흘리고, 부하(3)에 흘러들어 오는 직류 전류를 유지한다.
제어부(30)는, 예를 들면 10[kW] 이상의 전력을 부하(3)에 출력하는 경우에는, 풀브릿지 회로(10)의 각 스위치 소자를 20[kHz] 이하에서 스위칭시키고, 부하(3)가 가벼운 경우에는 수백[kHz]에서 스위칭시킨다. 또한, 출력 전력의 크기에 따라서 각 스위치 소자의 온 듀티를 조정하여, 상술한 드라이브 중복율(Ｒｄ= (Ｔｄ/Ｔｍ)x100%)이, 예를 들면 50% 이상이 되도록 각 스위치 소자의 제어 신호를 생성하고, 풀브릿지 회로(10)를 동작시킨다.
여기서, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 전류를 "I"라고 했을 때, 도 3(a)에 나타낸 바와 같이 드라이브 중복율(Ｒｄ)을 0%로 한 동작에서는, 입력 콘덴서(15)에 흐르는 리플 전류의 실효치(Ｉｒｍｓ)=출력 전류값(I)이 된다.
또한, 전류가 출력되는 온 듀티를 "D"라고 했을 때, 드라이브 중복율(Ｒｄ)을 100%(Ｔｄ=Ｔｍ)로 한 동작에서는, 리플 전류의 실효치(Ｉｒｍｓ)는 Ix(1-2D)에 비례한 것이 된다.
예를 들면, 풀브릿지 회로(10)에 40[V]의 전압이 입력되어, 부하(3)의 양단에 4[V]의 전압이 생기도록 동작할 때, 제어부(30)는 온 듀티(D)를 45%로 하여 각 스위치 소자를 가동시킨다. 이 동작에 있어서, Ｒｄ=100%로 한 경우에는, Ｒｄ=0%의 경우에 비해 리플 전류의 실효치가 1/10이 된다.
이와 같이, Ｒｄ=50~100%가 되는 스위칭 동작에 의해, 리플 전류를 효과적으로 감소시킬 수 있다.
또한, 입력 콘덴서(15)(평활 콘덴서)에 있어서는, 종래와 같이 Ｒｄ=0%로 동작하면 리플 내량(耐量)이 360[A] 필요하게 되는 경우라도, Ｒｄ=100%로 동작시킴으로써, 36[A] 정도의 리플 내량을 가지는 것이라도 사용하는 것이 가능하게 된다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)가 동작할 때에는, 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작에 의해 전압변동(노이즈)이 발생한다.
풀브릿지 회로(10)가 리플 전류를 억제하도록 동작하고, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 간의 전위차가 없어진 상태에 있어서도, 해당 출력점은 프레임 그라운드에 대하여 양 또는 음의 전압을 가지고 있다. 구체적으로는, 예를 들면 스위치 소자(11)와 스위치 소자(13)가 함께 온 상태가 되었을 때, 스위치 소자(11,13)에는 절연 전원(2)으로부터 출력되는 고전위측의 전압이 인가되어 있다. 그 때문에, 풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점과 제 4 접속점에는 코먼모드 전압이 생긴다.
예를 들면, 풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점(제 1 출력점)의 프레임 그라운드에 대한 전압을 V1, 풀브릿지 회로(10)의 제 4 접속점(제 2 출력점)의 프레임 그라운드에 대한 전압을 V2라고 했을 때, 출력 콘덴서(18)의 양단이나 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 단자 간에는, 코먼모드 전압((V1+V2)/2)이 생긴다.
코먼모드 전압((V1+V2)/2)은, 각 스위치 소자의 온·오프 동작에 의해 발생하는 노이즈의 크기를 나타내고 있으며, 이 노이즈를 포함하는 코먼모드 노이즈는, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점과 제 2 출력점과의 사이가 접속된 상태에 있어서, 인덕터(16)과 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 1 출력 단자와의 사이의 출력 라인과, 인덕터(17)와 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 2 출력 단자와의 사이의 출력 라인에 존재한다.
도 4는, 도 1의 풀브릿지 전력 변환 장치의 등가 회로도이다. 도면 중, 노이즈원(源)은, 풀브릿지 회로(10)의 각 스위치 소자, 쵸크는 인덕터(16)(또는 인덕터(17)), Ｃｙ는 절연 전원(2)의 출력 단자 간을 접속하는 Ｙ콘덴서이다. 또한, 쵸크의 출력측과 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 입력 단자와의 사이를 접속하는 ＣＦ는, 도 1의 필터 콘덴서(19)(또는 필터 콘덴서(20))에 상당한다.
풀브릿지 전원력 변환 장치(1)의 출력 라인에 발생한 코먼모드 노이즈는, 해당 장치의 도시를 생략한 전원회로의 접지 부위나 케이스의 프레임 그라운드 접속 등을 통하여, 절연 전원(2)의 ＡＣ어스, 예를 들면 절연 전원(2)의 Ｙ콘덴서의 접지점으로부터 해당 절연 전원(2)의 회로에 침입하며, 절연 전원(2)의 출력 단자로부터 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 입력측으로 돌아들어가 상기의 출력 라인 상에서 증대한다.
따라서, 출력 라인에 생긴 코먼모드 노이즈를, 필터 콘덴서(ＣＦ)와 쵸크가 구성하는 로패스필터(low-pass filter)에 의해 추출하고, 해당 필터 콘덴서(ＣＦ)로 흡수한다.
상술한 필터 콘덴서(ＣＦ)에 상당하는, 예를 들면 도 1의 필터 콘덴서(19)는, 그 양단전압이, 대지에 대한 접지(또는 프레임 그라운드)와 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 단자와의 사이의 전압이 된다.
코먼모드 노이즈의 크기는, 상술한 바와 같이 (V1+V2)/2로 나타낼 수 있고, 이 전력 에너지는, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)가 부하 전류 360[A], 출력 전압 0 [V](인덕턴스가 최소인 경우)가 되도록 동작할 때, 해당 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로의 입력 전압(Ｖｉｎ)을 듀티비 50%로 출력하는 상태에 상당한다.
필터 콘덴서(19)와 필터 콘덴서(20)는, 도 1에 나타낸 바와 같이 풀브릿지 회로(10)의 고전위측과 저전위측의 각 입력점에, 각각 전기 회로 상에 있어서 대칭적으로 접속되어 있으며, 동일한 용량을 가지고 유사하게 작용한다. 여기서는 필터 콘덴서(19)를 예시하여 설명한다.
코먼모드 노이즈를 포함하는 전류(풀브릿지 회로(10)로부터, 예를 들면 인덕터(16)를 통하여 출력되는 전류)를 I라고 했을 때, 그 전류파형은 삼각파 형상으로 되어 있다. 이 파형의 기울기는 ｄＩ/ｄｔ=Ｖｉｎ/2L로 나타내며, 그 진폭(Ｉｐｐ)은,
Ｉｐｐ= (ｄＩ/ｄｔ)x(1/2f)
= Ｖｉｎ/ (4ｆＬ)
로 나타낸다. 필터 콘덴서(19,20)에 각각 축적되는 전하(Q)는, 상기의 전류파형의 삼각파 1개분(1/2주기분)의 면적이며,
Q= (Ｉｐｐ/2)x(1/2f))x(1/2)
로서 구할 수 있고,
Q= Ｖｉｎ/ (32Ｌｆ^2)
로 나타낼 수 있다. 한편, 상기의 Ｌ은 인덕터(16) 및 인덕터(17)의 각 인덕턴스, f는 코먼모드 노이즈 성분의 임의의 주파수(예를 들면 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 주파수)이다. 또한, 전하(Q)는, 상기의 코먼모드 노이즈 성분을 형성하는 전하이다.
여기서, 코먼모드 노이즈의 전압진폭의 피크피크값을 Ｖｐｐ라고 했을 때,
Ｖｐｐ=Q/C
이기 때문에, 코먼모드 노이즈의 전압진폭을 전압 피크투피크값(Ｖｐｐ)으로 하기 위해서 필요한 필터 콘덴서(19,20)의 용량(Ｃｆ)은,
Ｃｆ=Q/Ｖｐｐ
로 나타낸다. 코먼모드 노이즈의 크기(전압진폭)를 Ｖｐｐ 이하로 억제할 때에는, 필터 콘덴서(19,20)의 용량(Ｃｆ)은, Q/Ｖｐｐ 이상의 크기가 필요하게 된다. 환언하면, 필터 콘덴서(19,20)는, 적어도 Q/Ｖｐｐ의 용량을 구비함으로써, 코먼모드 노이즈의 주파수(f)의 성분을 전압 피크투피크값(Ｖｐｐ)까지 작게 할 수 있다.
예를 들면, Ｖｉｎ=60[V], f=20[kHz], L=30[μH]로 했을 경우, Q=156[μC]이 된다. 이것으로부터, 예를 들면 필터 콘덴서(19)의 용량을 156[μF]로 했을 경우에는, 필터 콘덴서(19)의 양단전압은 1[V0 -P]이 된다.
코먼모드 노이즈의 전압진폭을 예를 들면 1000분의 1정도로 억제하기 위해서는, 각 필터 콘덴서(19,20)는 전하(Q)의 약1000배의 용량을 구비할 필요가 있다.
상기의 일예에 있어서, 필터 콘덴서(19)의 양단 전압, 즉 코먼모드 노이즈의 전압 피크투피크값을 1[mV]정도로 감소시키기 위해서는, 필터 콘덴서(19)의 용량은 15000[μF] 이상이 필요하게 된다. 이때, 필터 콘덴서(19)에 흐르는 전류는, 156[μC]x2f=6[A]가 된다.
한편, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에 접속되는 부하(3)의 종류나, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 전력의 사용 목적 등에 따라서, 해당 장치의 출력 전력에 포함되는 코먼모드 노이즈의 허용할 수 있는 크기가 정해진다. 필터 콘덴서 (19,20)는, 이러한 부하(3)의 종류나 사용 목적 등에 따른 허용 크기로, 코먼모드 노이즈를 저감하는 용량을 구비하고 있다.
필터 콘덴서(19,20)는, 상술한 바와 같이 상당한 용량을 구비할 때에는, 예를 들면 케미컬 콘덴서(chemical-capacitor) 등이 이용된다. 한편, 복수의 콘덴서를 접속해서 소망하는 용량이 되도록 구성해도 좋다.
또한, 코먼모드 노이즈에는, 상술한 스위칭 동작에 의한 전압 변동 외에, 여러가지 요인에 의해 발생하는 고주파성분도 포함되기 때문에, 해당 고주파성분에 대응하는 용량의 콘덴서를 포함하여 필터 콘덴서(19,20)를 구성한다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 필터 콘덴서(19)와 인덕터(16)에 의해 로패스 필터(low-pass filter)가 구성되며, 또한 필터 콘덴서(20)와 인덕터(17)에 의해, 상기와 같은 로패스필터가 구성된다.
풀브릿지 회로(10)의 제 3 접속점과 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 1 출력 단자와의 사이의 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈는, 필터 콘덴서(19)를 포함하는 로패스필터에 의해 필터링되어, 제 1 출력 단자에 흐르는 전류는 코먼모드 노이즈가 억제된 안정한 것으로 된다.
또한, 풀브릿지 회로(10)의 제 4 접속점과 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 제 2 출력 단자와의 사이의 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈는, 필터 콘덴서(20)를 포함하는 로패스필터에 의해 필터링되어, 제 2 출력 단자에 흐르는 전류도 코먼모드 노이즈가 억제된 안정한 것으로 된다.
상술한 드라이브 중복율(Ｒｄ)을 크게 하고, 풀브릿지 회로(10)를 동작시키면, 리플 전류를 작게 할 수는 있지만, 풀브릿지 회로(10)의 2개의 출력점 사이가 접속되는 기간이 길어진다.
이 기간 동안은, 풀브릿지 전원력 변환 장치(1)의 출력 라인에 절연 전원(2)의 한쪽의 출력 단자만이 접속된 상태가 되고, 절연 전원(2)으로 귀환하는 전류가 없어진다. 그 때문에, 출력 라인에는, 절연 전원(2)의 한쪽의 출력 단자로부터 인가되는 전압에 의해 전력 에너지가 축적되고, 해당 출력 라인에 큰 코먼모드 노이즈가 생긴다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 풀브릿지 회로(10)의 2개의 출력점을 접속해서 관성전류를 흘려보낼 때에, 출력 라인에 체류하는 전력 에너지를 필터 콘덴서(19,20)에 흡수시키며, 리플 전류를 작게 하도록 동작했을 때에 커지는 코먼모드 노이즈를 저감하고 있다.
이상과 같이, 본 실시예의 풀브릿지 전력 변환 장치에 따르면, 절연 전원(2)의 출력 전압을 이용하여 풀브릿지 회로(10)가 전류출력을 행하는 기간을 짧게 하고, 절연 전원(2)의 출력 전압을 이용한 전류가 출력되지 않는 기간에 인덕터(16) 및 인덕터(17)에 축적된 에너지를 이용해서 관성전류를 흘리도록 했으므로, 풀브릿지 회로(10)의 출력 전류에 포함되는 리플 전류를 작게 억제할 수 있으며, 고정밀도의 전류를 출력하는 것이 가능하게 된다.
또한, 풀브릿지 회로(10)의 입력측에 발생하는 리플 전류를 작게 억제할 수 있어, 리플 내량(耐量)이 작은 입력 콘덴서(15)를 사용하는 것이 가능하게 되며, 게다가 주변회로의 가격의 억제, 전력 로스의 저감에 의한 효율화, 장치의 소형화 등을 도모할 수 있다.
또한, 제거해야 할 코먼모드 노이즈 성분의 주파수에 대응하여, 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 축적할 수 있는 용량의 필터 콘덴서(19,20)를 구비하였으므로, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈를 저감할 수 있다.
특히, 드라이브 중복율(Ｒｄ)을 50% 이상으로 설정해서 풀브릿지 회로(10)를 동작시켰을 때에는, 리플 전류와 함께 코먼모드 노이즈를 억제한 고정밀도의 전력을 출력할 수 있다.
산업상의 이용 가능성
본 발명에 따르는 풀브릿지 전력 변환 장치는, 리플 전류 및 코먼모드 노이즈를 억제한 전력을 출력하기 때문에, 고정밀도의 전압인가나 전류공급을 필요로 하는 이차전지로의 충전이나, 이차전지의 충방전 특성을 측정할 때의 전력변환에 적합하다.
1 풀브릿지 전력 변환 장치
2 절연 전원
3 부하
10 풀브릿지 회로
11~14 스위치 소자
15 입력 콘덴서
16, 17 인덕터
18 출력 콘덴서
19, 20 필터 콘덴서
30 제어부

Claims (2)

  1. 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 직렬접속하고, 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 직렬접속하며, 상기 직렬접속된 제 1 및 제 2 스위치 소자와 상기 직렬접속된 제 3 및 제 4 스위치 소자를 병렬접속하여 이루어지는 풀브릿지 회로와,
    상기 제 1 스위치 소자로부터 상기 제 4 스위치 소자의 온·오프동작을 각각 제어하는 제어부와,
    상기 제 1 스위치 소자의 타단과 제 3 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 1 접속점, 및 상기 제 2 스위치 소자의 타단과 제 4 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 2 접속점의 사이에 접속된 입력 콘덴서와,
    상기 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 3 접속점에 일단을 접속하는 제 1 인덕터와,
    상기 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 4 접속점에 일단을 접속하는 제 2 인덕터와,
    상기 제 1 인덕터의 타단과 상기 제 2 인덕터의 타단과의 사이에 접속하는 출력 콘덴서와,
    상기 제 1 인덕터의 타단과 상기 제 1 접속점과의 사이에 접속하는 제 1 필터 콘덴서와,
    상기 제 2 인덕터의 타단과 상기 제 2 접속점과의 사이에 접속하는 제 2 필터 콘덴서를 구비하고,
    상기 입력 콘덴서의 양단에 직류 전압을 출력하는 전원이 접속되고, 상기 출력 콘덴서의 양단에 부하가 접속되었을 때,
    상기 제어부는,
    각 스위치 소자의 온·오프동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하고,
    상기 제 1 스위치 소자와 제 2 스위치 소자를 교대로 온·오프시키는 동시에 상기 제 3 스위치 소자와 제 4 스위치 소자를 교대로 온·오프시키며, 상기 풀브릿지 회로로부터 상기 부하에 공급하는 공급 전류를 출력시키고,
    상기 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고, 상기 제 2 스위치 소자 및 제 4 스위치 소자를 함께 오프 상태로 하여 상기 제 3 접속점과 제 4 접속점과의 사이를 접속하며, 상기 제 1 및 제 2 인덕터에 축적된 에너지를 방출시켜 관성전류를 흘려보내고,
    상기 제 1 스위치 소자와 상기 제 3 스위치 소자 중에서, 온 상태가 되는 시간폭이 좁은 쪽의 상기 시간폭을 Ｔｍ, 온 상태의 시간폭이 넓은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태와 상기 온 상태의 시간폭이 좁은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태가 동일하게 되는 중복 기간을 Ｔｄ, 상기 시간폭(Ｔｍ)에 대한 상기 중복 기간(Ｔｄ)의 비율을 나타내는 드라이브 중복율을 Ｒｄ= (Ｔｄ/Ｔｍ)x100%라고 했을 때, 상기 드라이브 중복율(Ｒｄ)이 50% 이상 100% 이하가 되도록 상기 각 스위치 소자의 동작을 제어하며,
    상기 제 1 및 제 2 필터 콘덴서는,
    상기 제 1 인덕터와 상기 출력 콘덴서를 접속하는 출력 라인 및 제 2 인덕터와 상기 출력 콘덴서를 접속하는 출력 라인에 생기는 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 축적하는 용량을 가지고,
    상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고, 상기 제 2 스위치 소자 및 제 4 스위치 소자를 함께 오프 상태로 했을 때에 생기는 코먼모드 노이즈를 흡수하는 것을 특징으로 하는 풀브릿지 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 필터 콘덴서는,
    상기 풀브릿지 회로에 입력되는 전압을 Ｖｉｎ, 억제할 코먼모드 노이즈의 주파수를 f, 상기 제 1 및 제 2 인덕터의 인덕턴스를 L로 하여, 상기 코먼모드 노이즈 성분의 전하를 Q=Ｖｉｎ/ (32Ｌｆ^2)로서 구하고,
    상기 코먼모드 노이즈의 전압진폭을 전압 피크투피크값(Ｖｐｐ) 이하로 억제할 때, Q/Ｖｐｐ 이상의 용량을 가지는 것을 특징으로 하는 풀브릿지 전력 변환 장치.
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