JP2022510581A - スイッチモード電力変換器 - Google Patents

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Abstract

スイッチモード電力変換器が、インバータ、一次側巻線と二次側巻線とを有する変圧器、及び前記一次側巻線と直列の第１インダクタを有する。前記第１インダクタに磁気的に結合される第２インダクタが設けられ、前記第２インダクタの一方の端部における電圧が、一次側における測定で、二次側の電圧を間接的に測定する（即ち、二次側の電圧の近似値を求める）ためのフィードバック信号として使用される。

Description

本発明は、例えばＬＥＤドライバにおいて使用するための、スイッチモード電力変換器に関する。
スイッチモード電力変換器は、ＡＣ／ＤＣ変換及びＤＣ／ＤＣ変換の両方での使用のためによく知られている。共振コンバータは、例えば、直列又は並列共振回路であり得る共振回路を有する。２つのインダクタンスと１つのキャパシタンスとを有するＬＬＣ共振回路を有する、又は２つのキャパシタンスと１つのインダクタンスとを有するＬＣＣ共振回路を有する共振コンバータが、ＬＥＤドライバ内での使用のためによく知られている。
スイッチモード電力変換器は、定電流源又は定電圧源として構成又は動作され得る。定電流源は、ＬＥＤ構成を直接駆動するために使用されることができ、従って、一段（single stage）のドライバを可能にする。定電圧源は、例えば、ＬＥＤへの対応する電力供給を確実にするためにドライバ電子機器を更に有するＬＥＤモジュールのために、使用されることができる。その場合、定電圧源によって供給される出力電圧から所定の電流が引き出される。
ガルバニック絶縁は、一般に、入力と任意の出力との間に設けられる。入力電源（一般に、高電圧主電源）と負荷との間にこの絶縁を設けるために、変圧器が使用される。一次側と二次側との間の絶縁要件は、通常、変圧器の一次側巻線と二次側巻線とが、物理的に分離される必要があること、又は一次側巻線と二次側巻線との間の磁気結合が完全ではないように配置される必要があることを意味する。この磁気結合の不完全さは、出力変圧器の漏れインダクタンスとして現れる。
ＬＥＤドライバのアプリケーションにおいては、通常、電流調整が使用され、前記電流調整によって、スイッチモード電力変換器は、二次側で所望のＬＥＤ電流を供給するよう制御される。調整機能は、例えば、 ＬＥＤ負荷がドライバから切り離されている（又は切り離される）ときの状況において、ＬＥＤドライバによって生成される出力電圧を制限又は制御するためにも使用され得る。
その場合、ドライバの出力電圧を測定し、制限又は制御するための回路は、ドライバの絶縁された二次側ではなく、ドライバの一次側に配置されることが非常に好ましい。後者の場合には、信号が、オプトアイソレータを介してのような適切に絶縁している経路を介して、絶縁された二次側から一次側に戻される必要がある。
従って、一次側の電流及び／又は電圧調整は、二次側の調整よりもコスト効率が良く、ロバストである。第１に、制御回路の高電圧又はコモンモード絶縁は、一次側制御手法においては必要とされない。第２に、制御部に給電する補助回路が簡素化される。更に、一次側に配置されている調整回路は、主電源からのあらゆる情報を、非常にシンプル且つ効果的なやり方で処理することができる。
出力変圧器の一次側の電圧は、ドライバの出力電圧と関係があるが、出力変圧器の漏れインダクタンスを通した電圧降下のために、一次側の信号は歪まされる。
幾つかの場合には、出力電圧検出のための別個の巻線が、二次側巻線との磁気結合を有し、実際には、通常の一次側巻線と二次側巻線との間よりもかなり優れた磁気結合を有するように、出力変圧器に配置される。その場合、前記別個の巻線は、一次側回路に電気的に接続される。これは、大きな電力がこの検出巻線を介して伝達される必要がない限り、実施可能であり、従って、大きな電流が検出巻線に流れる必要がなく、それ故、検出巻線の漏れインダクタンスを通した大きな電圧降下は生じない。
しかしながら、出力変圧器の一次側と二次側との間の絶縁要件に関連する沿面及び空間距離を維持しながら、二次側巻線との十分な磁気結合を有するこのような検出巻線を配置することは困難である。
それ故、ドライバの出力電圧を表す信号を生成し、とりわけ、出力変圧器の漏れインダクタンスの影響を補償する改良された一次側検出手法が必要である。
本発明は、請求項によって規定されている。
本発明の或る態様による例によれば、
ハイサイドスイッチとローサイドスイッチと有するインバータであって、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとが、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの間の第１ノードと直列に接続されるインバータ、
一次側巻線と二次側巻線とを有する変圧器、
前記一次側巻線と直列の第１インダクタであって、第２ノードにおいて前記一次側巻線に接続される第１インダクタ、
前記第１インダクタに磁気的に結合される第２インダクタであって、一方の端部において出力端子を規定する第２インダクタ、及び
前記インバータを制御するためのコントローラであって、前記出力端子における電圧から得られる信号を受信するための入力を有するコントローラを有するスイッチモード電力変換器が提供される。
この電力変換器は、第１インダクタに結合される追加の（第２）インダクタを利用する。第１インダクタは、例えば、エネルギ貯蔵、又は共振タンクの一部の形成のために使用されるようなスイッチモード電力変換器の既に必要とされている部分であってもよく、あるいは、第１インダクタは、前記出力端子を設けることを可能にする目的のために追加されてもよい。この第１インダクタは、前記変圧器の一次側巻線と直列である。例えば、一次側回路は、前記変換器の一次側巻線を流れる電流と本質的に同じ電流を搬送する前記第１インダクタを既に含んでいる。例えば、ＬＣＣコンバータ及びＬＬＣコンバータにおいては、これが当てはまり得る。
前記第２インダクタは、一次側で二次側電圧を測定するためのシンプルな方法を提供する。前記第２インダクタは、既存の前記第１インダクタに追加の巻線を設けることによって実施されてもよく、その場合、これは、２つのインダクタが単一の配列によって規定されるようにタップを有する。前記追加の巻線の両端の電圧は、漏れインダクタンスの両端の電圧と形状及び位相が同一であり、前記漏れインダクタンスによってもたらされるような、前記出力変圧器の前記一次側巻線における電圧信号の誤差を補償するために使用される。従って、二次側電圧の電圧検出が、一次側における電圧検出に基づく、より正確なものとなる。
検出電圧は、次いで、前記変換器の制御スキームの一部として使用されてもよい。前記検出電圧は、例えば、出力において過電圧が検出されるときに保護をトリガするために使用されてもよい。
前記変換器は、前記第１インダクタと直列の直列コンデンサ、及び前記二次側巻線と並列のコンデンサを更に有してもよい。これは、ＬＣＣ構造を規定する。複数の二次側巻線は可能である。
前記第２インダクタは、前記変圧器の合成一次側直列漏れインダクタンスとほぼ等しいインダクタンスを有してもよい。
この文脈における「合成一次側直列漏れインダクタンス」は、一次側漏れインダクタンスと反射二次側漏れインダクタンスとの合計を意味する。とりわけ、この合成は、前記変圧器の一次側と二次側との間の不完全な結合の影響を（変圧器の電気的特性のモデルにおいて）表している。複数の二次側巻線の場合には、複数の二次側漏れインダクタンスがあり得るが、それでも、それは、一次側に反射される二次側漏れインダクタンスとして換算されることができる。
このやり方においては、前記第２インダクタのインダクタンスは、それが補償しようとする前記漏れインダクタンスと等しくされる。前記漏れインダクタンスは、例えば、温度によって変化することがあり、高い精度では知られていない場合がある。従って、前記第２インダクタは、前記漏れインダクタンスに近い値を持つように選択される。
その代わりに、前記第２インダクタは、前記第２インダクタが、前記変圧器の合成一次側直列漏れインダクタンスよりも大きいインダクタンスを有するように、前記第１インダクタに対する巻数比を有してもよい。
このやり方においては、前記第２インダクタのインダクタンスは、それが補償しようとする前記漏れインダクタンスよりも大きくされる。その場合、測定電圧はスケールダウンされ得る。
前記コントローラは、前記出力端子に直接接続される入力を有してもよい。
その場合、前記第２インダクタの端部における電圧が、そのまま、前記コントローラのフィードバック信号として機能する。
他の例においては、前記コントローラは、前記コントローラに供給される検出信号を得るために、前記第２ノードにおける信号と、前記出力端子における信号とを結合するための結合回路を有してもよい。
この場合には、前記第２インダクタの各端部における電圧が、前記コントローラのためのフィードバック信号として使用される前に、処理される、例えば、スケール（scale）される。これは、例えば、前記第２インダクタの整数巻数と前記第１インダクタの整数巻数との比率しか可能ではないことから、必要とされ得る。その場合、前記漏れインダクタンスがシミュレートされる精度を向上させるために結合関数が使用される。
前記結合回路は、検出信号電圧を供給するために前記第２ノードにおける電圧と前記出力端子における電圧とを結合するための抵抗ネットワーク（resistor network）を有してもよい。
この抵抗ネットワークは、電圧の重み付き組合せ（weighted combination）を供給するために使用されてもよく、又は前記第２インダクタの各端部における電圧の間の任意の他の関数を導出するために使用されてもよい。
前記結合回路は、その代わりに、検出信号電流を生成するための回路を有してもよい。従って、前記コントローラに供給される前記フィードバック信号は、電圧又は電流であり得る。しかしながら、前記フィードバック信号として電流が使用される場合でも、それは、依然として、前記出力ノードにおける電圧に依存し、従って、前記第２インダクタの両端の電圧に依存する。
前記第２インダクタは、前記第２ノードに接続される第１端部を有してもよく、且つ第２端部において前記出力端子を有してもよい。このやり方においては、前記第２インダクタは、（一次側で表される）合成漏れインダクタンスの補償（例えば、信号減算）が構成要素の配置によって達成されるように、接続される。
他の例においては、前記第２インダクタは、接地される第１端部を有してもよく、且つ第２端部において前記出力端子を有してもよい。その場合、前記補償（例えば、信号減算）は、前記コントローラによって実行され得る。
前記変換器は、前記第１ノードに接続される共振タンクを備える共振コンバータを有してもよく、前記共振タンクは、前記第１インダクタを有する。
前記変換器は、前記二次側巻線に接続される整流器と、前記整流器の出力にわたる貯蔵コンデンサとを更に有してもよい。
従って、前記変換器は、ＤＣ負荷のためのＤＣ出力を供給する。
或る一連の例においては、前記整流器は、前記二次側巻線にわたって接続される４ダイオードブリッジ（four-diode bridge）を有する。別の一連の例においては、前記変圧器は、直列の第１二次側巻線及び第２二次側巻線であって、前記第１二次側巻線と前記第２二次側巻線との間に規定されるノードを備える第１二次側巻線及び第２二次側巻線を有し、前記整流器（Ｄ１乃至Ｄ４）は、２ダイオード配列（two diode arrangement）を有する。
「２ダイオード配列」は、整流器の機能が２つの一方向伝導経路のみで実施されることを意味する。各経路は単一のダイオードを有してもよいが、当然、各経路が複数のダイオードを直列に有することで同じ機能が達成されるだろう。
前記第１二次側巻線及び前記第２二次側巻線の直列接続は、それらの間に、構成要素、例えば、前記整流器のダイオードを含んでもよい。
従って、前記変圧器の二次側の設計に応じて、異なる整流器の設計が可能である。
本発明は、
上記で規定されているような変換器、及び
前記貯蔵コンデンサと並列の照明負荷を有する照明回路も提供する。
下記の実施形態を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。
本発明のより良い理解のために、及び本発明がどのようにして実施され得るかをより明確に示すために、ここで、ほんの一例として、添付図面を参照する。
ＬＥＤドライバ内のＬＣＣ共振スイッチモード電源の例を示す。 図１の電源を、漏れインダクタンスが示されている状態で、示す。 図２の電源を、漏れインダクタンスが一次側に変換された状態で、示す。 本発明による電源の第１例を示す。 本発明による電源の第２例を示す。 採用され得る入力コンデンサ、出力コンデンサ、変圧器の巻線、及び整流器の構成の異なる例を示す。 採用され得る入力コンデンサ、出力コンデンサ、変圧器の巻線、及び整流器の構成の異なる例を示す。 採用され得る入力コンデンサ、出力コンデンサ、変圧器の巻線、及び整流器の構成の異なる例を示す。 採用され得る入力コンデンサ、出力コンデンサ、変圧器の巻線、及び整流器の構成の異なる例を示す。 漏れインダクタンスへの近似をより正確にするために使用され得る結合回路の２つの例を示す。 漏れインダクタンスへの近似をより正確にするために使用され得る結合回路の２つの例を示す。
図を参照して本発明について説明する。
詳細な説明及び特定の例は、装置、システム及び方法の例示的な実施形態を示しているが、説明の目的のためのものでしかなく、本発明の範囲を限定しようとするものではないことは理解されたい。本発明の装置、システム及び方法のこれら及び他の特徴、態様及び利点は、以下の説明、添付の特許請求の範囲及び添付の図面からよりよく理解されるようになるだろう。図は、単に概略的なものに過ぎず、縮尺通りには描かれていないことは、理解されたい。図の全体を通して、同じ参照符号は、同じ又は同様のパーツを示すために使用されていることも、理解されたい。
本発明は、インバータ、一次側巻線と二次側巻線とを有する変圧器、及び一次側巻線と直列の第１インダクタを有するスイッチモード電力変換器を提供する。第１インダクタに磁気的に結合される第２インダクタが設けられ、第２インダクタの一方の端部における電圧が、一次側における測定で、二次側の電圧を間接的に測定する（即ち、二次側の電圧の近似値を求める）ためのフィードバック信号として使用される。
本発明は、ＬＣＣ共振スイッチモード電源に関して説明されているが、本発明は、より広く、他の共振タンク設計に適用可能であり、スイッチモード電源にもより広く適用可能である。
図１は、絶縁出力を備える、ＬＥＤドライバ内のＬＣＣ共振スイッチモード電源の例を示している。
整流された主電源入力（又はＤＣ／ＤＣ電力変換器のＤＣ入力）が、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ Ｍｈｓと、ローサイドＭＯＳＦＥＴ Ｍｌｓで形成されるハーフブリッジインバータに供給される。このインバータは、変換動作を制御し、必要とされる出力が生成するために、フィードバック制御又はフィードフォワード制御を使用して、スイッチングが制御される。インバータの各スイッチは、そのゲート電圧によって制御されるその動作タイミングを有する。
（一次側巻線Ｌｐｒｉｍと二次側巻線Ｌｓｅｃとを有する）出力変圧器１０の一次側の直列コンデンサＣｓ及び直列インダクタＬｒｅｓ、並びに出力変圧器１０の二次側の並列コンデンサＣｐによって、共振タンクが形成される。並列コンデンサは、例えば、２次側巻線が複数ある場合には、複数あってもよい。Ｌｐｒｉｍ及びＬｓｅｃは、（回路の構成要素が接続され得る）物理的な巻線を表していることに留意されたい。
合成漏れインダクタンスは、事実上、直列インダクタを増大させる。
出力側に並列コンデンサＣｐを配置することにより、システムは、依然として、（後で更に述べる、漏れインダクタンスとＬｒｅｓとの合計であるＬＣＣタンクのインダクタを備える）三次系として振る舞う。
出力は、ダイオードブリッジ整流器Ｄ１乃至Ｄ４及び平滑出力コンデンサＣｏｕｔを介して、ＬＥＤ負荷Ｌｅｄ１、Ｌｅｄ２に供給される。
変換器の動作中、（最初に図４に示されている）コントローラは、特定の周波数で、本質的に相補的な（非重複期間が存在し得る点で、「本質的に」相補的な）やり方で、インバータのスイッチを制御する。高いゲート駆動信号は、一方のスイッチをオンにすると共に、他方のスイッチをオフにし、低いゲート駆動信号は、一方のスイッチをオフにすると共に、他方のスイッチをオンにする。
或る既知の手法においては、一次側回路は、例えば第１又は第２スイッチを介して、回路に流れる電流の時間にわたる平均値を示す変数を検出する。負荷についての情報は、一次側回路における測定電流に基づいて導き出される。測定電流は、負荷と直接的な関係を有し得る。
図１は、二次側のフルブリッジ整流器と、単一の二次側巻線Ｌｓｅｃとを示しており、単一の二次側巻線Ｌｓｅｃは、その端部において整流器回路に結合する。複数の二次側巻線を備える回路の例が更に下にある。このような回路は、その代わりに、２つのダイオードしか備えない整流器を使用してもよい。
これは、ＬＣＣ共振タンク回路の例であるが、ＬＬＣ回路及び他の共振回路、並びに非共振コンバータも可能である。
共振コンバータを含むスイッチモード電力変換器の一般的な動作は、当業者にはよく知られているだろう。
共振タンクへの入力はノードＮ１であり、Ｎ１には概して方形波の高電圧ＡＣ信号が存在する。それは、傾斜遷移が存在し得るという点で、「概して」方形波の信号である。傾斜遷移がある場合には、このような傾斜遷移中、両方のトランジスタがオフになっていなければならない。このＡＣ信号の周波数は、トランジスタＭｈｓ及びＭｌｓのスイッチング周波数と一致し、一般に、ｋＨｚの範囲内にあり、例えば、１０ｋＨｚ乃至３００ｋＨｚである。この場所における信号の振幅は、例えば、とりわけ、入力が整流された主電源信号である場合に、時間と共に変化する場合がある。その場合、ノードＮ１における高周波信号の低周波エンベロープがある。
図１の回路は、変圧器１０の一次側巻線Ｌｐｒｉｍを流れる電流と本質的に同じ電流を搬送する磁気要素Ｌｒｅｓを一次側に含む。
本発明は、好ましくは、既存の直列インダクタ、この例においてはＬｒｅｓに追加の巻線を設けることによって、追加の第２インダクタを設けることを含む。従って、その場合、直列の第１インダクタ及び第２インダクタが存在する。第２インダクタは、検出要素としての役割を果たす。
本発明は、このような直列インダクタを備えるスイッチモード電力変換回路にとってとりわけ興味深い。しかしながら、（第１インダクタを形成する）直列インダクタは、このような構成要素をまだ有していない回路に、この場合も先と同様に、追加の第２インダクタを規定する追加の巻線と共に、追加されてもよい。
この結果、第２インダクタの両端の電圧は、変圧器の漏れインダクタンスにわたって降下する電圧と同じ形状及び位相に有するだろう。第１インダクタとして機能する専用の磁気要素を追加する場合は、回路機能に及ぼす影響が最小限であるインダクタンスが選択されることができる。
出力変圧器の一次側において測定されることができる電圧から第２インダクタの両端の電圧を減算することによって、ドライバの出力電圧をより良くより正確に一次側で表すものが得られる。この減算は、コントローラによって実施されてもよく、又は回路装置自体が減算を実施してもよい。
図１は、トランジスタ間の第１ノードＮ１と、第２ノードＮ２であって、前記第２ノードＮ２において一次側巻線が第１インダクタＬｒｅｓに接続する第２ノードＮ２とを示している。このノードＮ２は、アクセス可能であり、この場所における電圧がモニタされることができることを意味する。
一次側巻線の反対側が接地される場合には、ノードＮ２における、接地に対する電圧が、一次側巻線の両端の電圧となる。コンデンサなどの他の直列構成要素が、例えば、一次側巻線Ｌｐｒｉｍの他方の端部と接地との間に（又は一次側巻線とトランジスタインバータに供給するバス電圧との間に）、あってもよい。本発明の手法は、これらの可能性の全てに適用され得る。
図２において示されているように、変圧器１０の一次側と二次側との間の非理想的な磁気結合は、一次側における漏れインダクタンスＬｓＰｒｉｍ及び二次側における漏れインダクタンスＬｓＳｅｃとして描写され得る。その場合、物理的な巻線は、漏れインダクタンスＬｓＰｒｉｍ、ＬｓＳｅｃと理想巻線Ｌｐｒｉｍ"、Ｌｓｅｃ"との組み合わせによって表される。
ノードＮ２と接地との間の電圧は、もはや、ノードＮ３とノードＮ４との間の二次側ＡＣ電圧を良好に表すものではない。概念上のノードＮ２"が、一次側における漏れインダクタンスＬｓＰｒｉｍと（理想）一次側巻線Ｌｐｒｉｍ"との間に規定されているが、これは回路におけるアクセス可能な場所ではない。
漏れインダクタンスＬｓＰｒｉｍ及びＬｓＳｅｃの両端には、これらの漏れインダクタンスを流れる電流により、電圧が生じるだろう。
図３においては、二次側の漏れインダクタンスＬｓＳｅｃが、更に、インピーダンスを変圧比の２乗でスケールすることによって、1次側に変換されている。変換された二次側漏れインダクタンスＬｓＳｅｃと一次側漏れインダクタンスＬｓＰｒｉｍを組み合わせることによって、単一の合計漏れインダクタンスＬｓが生じる。従って、二次側の漏れインダクタンスは、二次側から取り除かれる。なぜなら、それは、その代わりに、一次側において表されているからである。
この合成一次側漏れインダクタンスＬｓは、変圧器の一次側において完全に表される、変圧器の実効一次側及び二次側漏れインダクタンスであるとみなされ得る。
ここでは、概念上のノードＮ２'が、この合成一次側漏れインダクタンスＬｓと一次側巻線（を表すもの）Ｌｐｒｉｍ'との間に規定されている。このノードＮ２'と接地との間の電圧は、一次側巻線Ｌｐｒｉｍ'の両端の電圧をより良好に表すものであるが、この場合も先と同様に、これは回路におけるアクセス可能な場所ではない。
これは、追加の漏れ成分（即ち、寄生成分）を組み合わせた理想変圧器のような、変圧器のモデルを表すものに基づいていることに留意されたい。或るこのようなモデルは、カンチレバーモデル（cantilever model）として知られているが、他のモデルが使用されてもよい。一次側の全ての漏れインダクタンスを表すために、任意の適切なモデルが使用され得る。カンチレバーモデルは、理想変圧器のための巻数比をもたらすが、前記巻数比はは実際の物理的な巻数比とは異なり得ることに留意されたい。変圧器の異なる表現の結果として、図２のＬｐｒｉｍ"、Ｌｓｅｃ"及びＮ２"は、図３のＬｐｒｉｍ'、Ｌｓｅｃ'及びＮ２'と異なることにも留意されたい。
図４は、図３の変圧器の表現に基づく、本発明による回路の第１例を示している。第１インダクタはＬｒｅｓＡと名付けられている。第２ノードＮ２に接続される第１端部を有し、第２端部において出力端子、ノードＮ５を有する第２インダクタＬｒｅｓＢが設けられる。第１インダクタ及び第２インダクタは、磁気的に結合されており、従って、ここでは、第１インダクタはＬｒｅｓＡと名付けられており、第２インダクタはＬｒｅｓＢと名付けられている。それらは、組み合わさって、それらの間の接合部を規定するタップを備える単一のインダクタであってもよい。磁気コアを共有する別々のインダクタも可能である。
図３においては、第１インダクタＬｒｅｓを流れる電流と、漏れインダクタンスＬｓを流れる電流とが、それらが直列であることから、同じであり、故に、Ｌｒｅｓ及びＬｓの両端の電圧の形状及び位相は同じである。
図４に示すように、（主第１巻線から形成される）主第１インダクタＬｒｅｓＡと、（追加の巻線から形成される）第２インダクタＬｒｅｓＢとをもたらす第２インダクタを追加する場合、ＬｒｅｓＡとＬｒｅｓＢとの間の磁気結合は良好であると考えられ、これは、２つの巻線の間の有意な絶縁が必要とされないので、非常に実施可能である。しかしながら、第２インダクタＬｒｅｓＢに大きな電流が流れないので、多少の漏れインダクタンスは問題ではないだろう。
ノードＮ２の反対側の、第２インダクタの端部は、出力端子であるノードＮ５を形成する。それは、コントローラ４０に接続する。コントローラ４０は、出力端子Ｎ５における電圧から得られる電圧（又は他の例においては、電流）を受け取るための入力４２を有する。図４の例においては、コントローラ入力は、実質的に電流が第２インダクタＬｒｅｓＢを流れないように、最小限の電流を引き出す。
（ノードＮ２において測定される）出力変圧器の一次側において測定されることができる電圧から第２インダクタの両端の電圧を減算することによって、ドライバの出力電圧をより良くより正確に一次側で表すものが得られる。
第２インダクタＬｒｅｓＢの両端の電圧は、第１インダクタＬｒｅｓＡの両端の電圧と同じ形状及び位相を有することから、漏れインダクタＬｓの両端の電圧とも同じ形状及び位相を有する。
インダクタＬｒｅｓＢとインダクタＬｒｅｓＡとの間の適切な巻数比で、ノードＮ５における電圧は、ノードＮ２'における電圧と本質的に同じになるように調整されることができ、従って、ノードＮ３とノードＮ４との間のＡＣ出力電圧を望ましく正しく表すものを運ぶ物理的にアクセス可能なノードを供給する。従って、ドライバの出力電圧を制限又は制御するための一次側測定が可能になる。
ＬｒｅｓＢとＬｒｅｓＡとの間の巻数比は、一次側漏れインダクタンスＬｓの公称値を補償するようにしか調整されることができず、従って、（接地を基準とする）ノードＮ５における電圧は、漏れインダクタンスＬｓの公称値のための（接地を基準とする）図３におけるノードＮ２'における電圧と本質的に同じにしかならない。
漏れインダクタンスの公称値からの如何なるずれも、図３におけるノードＮ２'における電圧と比較して、ノードＮ５の電圧において不完全性をもたらす。しかしながら、ノードＮ５における信号の使用は、ノードＮ２における信号を使用する場合に比べて、依然として実質的により良い。
図４においては、第２インダクタＬｒｅｓＢの一方の端部がノードＮ２に接続する。これは、ノードＮ２における電圧に第２インダクタＬｒｅｓＢの両端の電圧を加算した合計をノードＮ５において自動的に生成する。従って、回路が、必要とされる加算／減算を供給する。しかしながら、これは必須ではない。
図５は、第２インダクタＬｒｅｓＢの一方の端部が接地され、他方の端部がノードＮ５を形成する修正例を示している。このやり方においては、絶縁補助巻線が、出力変圧器漏れインダクタンスＬｓの影響に対して一次側電圧信号を補償するために使用され得る。加算／減算は、別の回路によって実施されてもよく、又はコントローラによって実施されてもよい。
第２インダクタＬｒｅｓＢが第１インダクタＬｒｅｓＡに磁気的に結合されているという事実は、漏れインダクタンスＬｓを表すことを可能にするのに十分である。これは、ノードＮ２における電圧と第２インダクタＬｒｅｓＢの両端の電圧との加重和を生成する他の方法を提供する。
上記の例は、変圧器のために単一の二次側巻線を使用しているが、他の可能性はある。
図６乃至９は、本発明が適用され得るほかの構成を、本発明の第２インダクタは示さずに、示している。第２インダクタは、図４又は５において示されているやり方で追加され得る。
図６は、変圧器の二次側を、２つの直列の二次側巻線ＬｓｅｃＡ及びＬｓｅｃＢとして示している。それらの間の接合部が、第１出力端子を供給し、２つの端部の端子は、２ダイオード整流器を介して第２出力端子に接続する。
示されているように、単一の並列の二次側コンデンサＣｐがあってもよく、又は巻線ごとに１つのコンデンサ、即ち、ＬｓｅｃＡに並列のコンデンサＣｐＡ及びＬｓｅｃＢに並列のコンデンサＣｐＢがあってもよい。
図７は、図６変形例を示しており、これは、ＬｓｅｃＡとＬｓｅｃＢとの間の絶縁要件の点及びＥＭＩ性能の点において利点を有する。この設計においては、各二次側巻線にわたって並列コンデンサが存在し、２ダイオード整流器のダイオードのうちの１つが二次側巻線の間にある。
図７における変圧器は、この場合も先と同様に、直列の第１二次側巻線ＬｓｅｃＡ及び第２二次側巻線ＬｓｅｃＢであって、前記第１二次側巻線ＬｓｅｃＡと前記第２二次側巻線ＬｓｅｃＢとの間に規定されるノード（ダイオードＤ２、２ダイオード整流器のダイオードのうちの１つの陽極）を備える第１二次側巻線ＬｓｅｃＡ及び第２二次側巻線ＬｓｅｃＢを有する。前記ノードが、第１出力ノードを規定する。ダイオードＤ１、２ダイオード整流器の別のダイオードの陰極は、第２出力ノードに接続する。
この場合には、２つの二次側巻線にわたって単一の並列コンデンサＣｐを配置することはできない。
図８は、電圧ダブラ（voltage doubler）として動作する別の例を示している。ここでは、出力コンデンサＣｏｕｔが、直列に配置される２つのコンデンサＣｏｕｔＡ及びＣｏｕｔＢに分けられる。ＬＥＤにわたって更なるコンデンサＣｏｕｔがあってもよい。
図８における変圧器は、単一の二次側巻線Ｌｓｅｃを有する。整流器は、この場合も先と同様に、２つのダイオードを有し、図６において示しているのと同じやり方で両方の出力ノードを規定している。
図９は、一次側に異なる位置の直列コンデンサＣｓを備える構成を示している。コンデンサＣｓは、バス電圧と接地との間の２つの直列コンデンサＣｓＢ及びＣｓＡとして形成される。一次側巻線Ｌｐｒｉｍの一方の端部は２つのコンデンサの間の接合部に接続し、他方の端部は第１インダクタＬｒｅｓに接続する。直列コンデンサは、実際には、ＣsＡの位置に配置されてもよく、ＣsＢの位置に配置されてもよく、又は（示されているように）両方の位置に配置されてもよく、全て実質的に等価である。この等価性は、（インバータへの供給である）バス電圧が、通常、大きなキャパシタンスを介して接地から切り離されるからである。
通常、Ｃｓは大きく、従って、ここでは、一次側巻線Ｌｐｒｉｍの下側は、ＣsＡとＣｓＢとの間のノードにおける（ほぼ）ＤＣ電圧を参照する。従って、ノードＮ２における電圧のうちのＡC成分のみが出力電圧を示す。本発明に従ってノードＮ２における電圧とＬｒｅｓＢの両端の電圧を組み合わせる場合、ＡＣ成分しか考慮される必要がない。
第１インダクタ（図４及び５におけるＬｒｅｓＡ）がスイッチモード電力変換器の主要な構成要素である場合（即ち、第１インダクタが、単に、ＬｒｅｓＢインダクタが設けられることを可能にするために追加されているわけではない場合）には、インダクタＬｒｅｓＡの電力変換器タスクが、インダクタＬｒｅｓＡの設計（コア、空隙、巻数、ワイヤなど）をリードしている。その場合、主第1インダクタＬｒｅｓＡのインダクタンスは、一般に、漏れインダクタンスと比べて大きく、従って、第２インダクタＬｒｅｓＢと比べても大きい。従って、第２インダクタＬｒｅｓＢの巻線は相対的に少ない。巻線の巻数は整数であることから、公称漏れインダクタンスＬｓと厳密に一致するよう第２インダクタＬｒｅｓＢのインダクタンスを調整することは可能ではないかもしれない。
或る選択肢は、第２インダクタＬｒｅｓＢのために、次に高い整数の巻数、又は実際は、更に大きい巻数を使用するものである。これは、ノードＮ５における電圧が、漏れインダクタンスＬｓの影響に対して過補償されるようにする。この過補償は、ノードＮ２が漏れインダクタンスＬｓの影響に対して補償されていないという認識に基づいて考慮に入れられてもよい。
とりわけ、コントローラに供給される検出信号を得るために第２ノードＮ２における信号と出力端子（ノードＮ５）における信号とを結合するために結合回路が使用されてもよい。このやり方においては、補償の量が、漏れインダクタンスＬｓの影響とより厳密に一致するよう調整されることができる。例えば、ノードＮ２における電圧とノードＮ５における電圧との加重和、又は他の組み合わせ関数が、ドライバの出力電圧を表すものとして使用されてもよい。その場合、この表すものが、出力電圧を制限又は制御するためのフィードバック信号として使用される。
図１０Ａは、検出信号電圧Ｖｓｅｎｓｅを供給するために第２ノードＮ２における電圧Ｎ２とノードＮ５における電圧とを結合するための抵抗ネットワークの形態の結合回路１０の或る例を示している。
この回路は、抵抗Ｒａ、Ｒｃで形成される第１抵抗分割回路と、抵抗Ｒ１、Ｒ２で形成される第２抵抗分割回路とを有する。この回路は、
Vsense=(VN2*Rc+VN5*Ra)/(Ra+Rc)*R2/(Ra//Rc+R1+R2)
をもたらし、ここで、ＶN２は、ノードＮ２における電圧であり、ＶＮ５は、ノードＮ５における電圧であり、Ｒａ／／Ｒｃは、抵抗Ｒａ及びＲｃの並列の組み合わせを示す。
従って、この回路は加重和を供給する。当然、多くの他の受動回路設計が使用され得る。
代わりに、Ｎ２とＮ５との間に単純な分圧器が存在するように、Ｒ２は、開回路であってもよく、Ｒ１は、短絡回路であってもよい。
図１０Bにおいて示されているように、電流信号Ｉｓｅｎｓｅは、代わりに、Ｒ１を短絡し、Ｉｓｅｎｓｅノードを、Ｒ２を介して接地する代わりに、固定電圧（例えば、ＩＣピン）に接続することによって、生成されることができる。その場合、そのピンに入る電流、又はそのピンから引き出される電流が、ドライバの出力電圧を表すものである。従って、結合回路が、検出信号電流を生成するための回路を有してもよい。
Ｉｓｅｎｓｅノードの定電圧がゼロ（接地）である場合には、Ｃａ及びＣｃは省かれることができる。定電圧がゼロと等しくない場合には、少なくともＣcは、前記ピンのＤＣ電圧をサポートするために必要とされるが、Ｃａは、ノードＮ２における電圧が定電圧に比べて大きい限り、省かれることができる。
直列コンデンサは、例えば、図９を参照して上で説明したＡＣ信号処理を可能にする。
上記のように、本発明は、ＬＣＣコンバータのような、変圧器の一次側巻線と同じ電流を搬送する磁気要素（Ｌｒｅｓ）が既に存在する回路において特に魅力的である。
しかしながら、絶縁出力を備える全ての回路が、出力変圧器の漏れ電流と同じ電流（又は前記漏れ電流をスケールしたもの）を伝導するＬｒｅｓのような磁気構成要素を既に有しているとは限らない。そのような場合には、（即ち、ＬｒｅｓＡを形成する）追加の直列インダクタンスが、既存の回路に追加されることができ、所望のノードＮ５を作成するようＬｒｅｓＢ機能の機能を供給する追加の巻線を備えていてもよい。その場合、第１インダクタＬｒｅｓＡは、電源回路の必要とされる構成要素ではないので、小さく保たれる。
インダクタＬｒｅｓＡ及びＬｒｅｓＢは、第１及び第２インダクタと呼ばれる。上で説明したように、それらは、単一インダクタ構造の別個の部分（即ち、巻線）であってもよく、又は別個のインダクタであってもよい。
本発明は、絶縁出力を備える出力変圧器を有する（ＬＥＤ）ドライバに適用されることができる改良を提供する。本発明は、絶縁ＬＥＤドライバにおいてよく使用されるようなＬＣＣタイプの共振コンバータ段において使用されるのに特に魅力的である。
当業者は、請求項記載の発明の実施において、図面、明細及び添付の特許請求の範囲の研究から、開示されている実施形態に対する変形を、理解し、達成することができる。特許請求の範囲において、「有する」という単語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数性を除外しない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、特許請求の範囲において挙げられている複数のアイテムの機能を果たしてもよい。単に、或る特定の手段が、相互に異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせは有利になるようには使用されることができないことを示すものではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (13)

  1. ハイサイドスイッチとローサイドスイッチと有するインバータであって、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとが、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの間の第１ノードと直列に接続されるインバータ、
    一次側巻線と二次側巻線とを有する変圧器、
    前記一次側巻線と直列の第１インダクタであって、第２ノードにおいて前記一次側巻線に接続される第１インダクタ、
    前記第１インダクタに磁気的に結合される第２インダクタであって、一方の端部において出力端子を規定する第２インダクタ、及び
    前記インバータを制御するためのコントローラであって、前記出力端子における電圧から得られる信号を受信するための入力を有するコントローラを有するスイッチモード電力変換器であって、
    前記第２インダクタが、前記変圧器の合成一次側直列漏れインダクタンスとほぼ等しい又はそれよりも大きいインダクタンスを有するスイッチモード電力変換器。
  2. 前記第１インダクタと直列の直列コンデンサ、及び前記二次側巻線と並列のコンデンサを更に有する請求項１に記載の変換器。
  3. 前記コントローラが、前記出力端子に直接接続される入力を有する請求項１乃至２のいずれか一項に記載の変換器。
  4. 前記コントローラが、前記コントローラに供給される検出信号を得るために前記第２ノードにおける信号と前記出力端子における信号とを結合するための結合回路を有する請求項１乃至２のいずれか一項に記載の変換器。
  5. 前記結合回路が、検出信号電圧を供給するために前記第２ノードにおける電圧と前記出力端子における電圧とを結合するための抵抗ネットワークを有する請求項４に記載の変換器。
  6. 前記結合回路が、検出信号電流を生成するための回路を有する請求項４に記載の変換器。
  7. 前記第２インダクタが、前記第２ノードに接続される第１端部を有し、第２端部において前記出力端子を有する請求項１乃至６いずれか一項に記載の変換器。
  8. 前記第２インダクタが、接地される第１端部を有し、第２端部において前記出力端子を有する請求項１乃至６いずれか一項に記載の変換器。
  9. 前記第１ノードに接続される共振タンクを備える共振コンバータを有し、前記共振タンクが、前記第１インダクタを有する請求項１乃至８いずれか一項に記載の変換器。
  10. 前記二次側巻線に接続される整流器と、前記整流器の出力にわたる貯蔵コンデンサとを更に有する請求項１乃至９いずれか一項に記載の変換器。
  11. 前記整流器が、前記二次側巻線にわたって接続される４ダイオードブリッジを有する請求項１０に記載の変換器。
  12. 前記変圧器が、直列の第１二次側巻線及び第２二次側巻線であって、前記第１二次側巻線と前記第２二次側巻線との間に規定されるノードを備える第１二次側巻線及び第２二次側巻線を有し、前記整流器が、２ダイオード配列を有する請求項１０に記載の変換器。
  13. 請求項１０、１１又は１２に記載の変換器、及び
    前記貯蔵コンデンサと並列の照明負荷を有する照明回路。
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