CN107632187B - 半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测 - Google Patents

半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测 Download PDF

Info

Publication number
CN107632187B
CN107632187B CN201710586436.7A CN201710586436A CN107632187B CN 107632187 B CN107632187 B CN 107632187B CN 201710586436 A CN201710586436 A CN 201710586436A CN 107632187 B CN107632187 B CN 107632187B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
switch
voltage converter
sensed
coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710586436.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107632187A (zh
Inventor
A·巴巴扎德
R·卡罗尔
D·威廉姆斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of CN107632187A publication Critical patent/CN107632187A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107632187B publication Critical patent/CN107632187B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种谐振电压转换器或半谐振电压转换器，包括同步整流(SR)开关，当SR开关有效时，通过该开关来导通具有半周期正弦形状的电流。估计通过该SR开关的电流，使得可以检测到过零状况，并且用于在零电流流过SR开关的最佳点附近来关断SR开关。可以基于流过SR开关的电流的测量值、从电压转换器中的互感器的次级侧流出的电流的测量值、或与流入互感器的初级侧的电流相对应的测量值来估计通过SR开关的电流。

Description

半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测
技术领域
本申请涉及半谐振电压转换器和谐振电压转换器，并且具体地涉及用于估计流过这种转换器的同步整流开关的电流的技术，以便检测该电流何时过零。
背景技术
谐振DC-DC电压转换器和半谐振DC-DC电压转换器(包括隔离拓扑和非隔离拓扑)用于多种应用(包括电信、消费者电子设备、计算机电源等)。这种转换器的使用越来越受欢迎，这是因为它们的零电压开关特点和/或零电流开关特点，以及它们利用电子电路固有的寄生电学特性的能力。与其他类型的转换器相比较，这种转换器提供了包括较低成本和更高效率在内的优点。
许多谐振电压转换器和半谐振电压转换器包括由高侧功率开关和低侧功率开关组成的功率级。此外，这样的转换器包括另一低侧功率开关，本文中被称为同步整流(SR)开关，当SR开关被启用(导通)时，采用正弦波的上半周期形状的电流流过该开关。为了实现最佳效率，当其两端的电压为零(零电压开关)时，功率级中的高侧开关应当被开关，而当通过它的电流为零(零电流开关)时，SR开关应当被开关。为了满足可以随时间变化的负载要求，通常控制这种电压转换器以使用可变开关频率来开关功率开关。因此，电源开关的开关周期不能固定。附加地，导致半周期正弦形状电流的电路谐振是由可以根据环境因素(例如，温度)而变化的电抗引起的。因而，用于通过SR开关实现零电流开关的最实际的手段是逐周期地估计流过它的电流，使得每个周期内电流过零时的时刻可以被精确地检测到，并且SR开关可以在这种时刻被禁用。
为了检测该电流过零时的时刻，用于估计SR开关电流的现有技术是基于测量SR开关两端的电压并且使用开关的漏极-源极电阻(Rdson)以导出估计的SR电流。这种技术具有以下缺点：漏极-源极电阻Rdson具有导致电流估计不准确的温度依赖性，可能需要额外的电路来阻止共模电压，并且SR开关中的噪声和体二极管导通可能导致准确性差。这些电流估计不准确的净影响是SR开关电流过零时的时刻不能被准确地检测到，其又当仍然存在流过SR开关的不可忽略的量的电流时，导致SR开关被关断。
因而，需要用于估计流过电压转换器中的SR开关的电流的改进技术，使得可以准确地检测过零点，并且可以在接近最佳时间处关断SR开关。这些技术应该提供准确的电流估计，并且应该需要最少的附加电路。此外，应当提供用于感测电压转换器除了SR开关本身以外的部分中的电流的技术，以便允许在不同应用中灵活实现电压转换器，同时还提供SR电流的准确过零检测。
发明内容
根据开关电压转换器的实施例，电压转换器包括功率级、无源电路、同步整流(SR)开关、电流估计器和控制器。功率级耦合至输入电源并且进一步耦合至无源电路。无源电路连接至输出节点，以向电压转换器的负载供电，并且无源电路通常包括谐振回路和互感器/抽头电感器。无源电路经由SR开关可切换地连接至接地，当SR开关导通时，具有半周期正弦形状的SR电流流过该SR开关。电流估计器可操作以使用通过SR开关的感测到的(测量的)电流来估计SR电流，其中使用分流电阻器或电流镜来感测SR电流。然后该SR电流估计被提供给控制器，该控制器可操作以基于估计来控制SR开关，使得SR开关响应于检测到SR电流估计达到过零状况而被关断。
根据开关电压转换器的另一实施例，电压转换器包括功率级、无源电路、同步整流(SR)开关、感测电路、电流估计器和控制器。功率级耦合至输入电源并且进一步耦合至无源电路。无源电路连接至输出节点，并且向该节点提供输出电流，以向功率转换器的负载供电。无源电路通常包括互感器/抽头电感器、以及谐振回路。无源电路经由SR开关可切换地连接至接地，当SR开关导通时，具有半周期正弦形状的SR电流流过该开关。感测电路可操作以感测(测量)电压转换器的输出电流并且将该感测到的电流提供给电流估计器，该电流估计器可操作以基于感测到的输出电流来生成SR电流的估计。然后，该SR电流估计被提供给控制器，该控制器可操作以基于估计来控制SR开关，使得SR开关响应于检测到SR电流估计达到过零状况而被关断。
根据开关电压转换器的又一实施例，电压转换器包括功率级、无源电路、同步整流(SR)开关、感测电路、电流估计器、以及控制器。功率级耦合至输入电源并且进一步耦合至无源电路。无源电路连接至电压转换器的输出节点，并且包括谐振电流流过的谐振回路。无源电路通常还包括互感器/抽头电感器。无源电路经由SR开关可切换地连接至接地，当SR开关导通时，具有半周期正弦形状的SR电流流过该SR开关。感测电路可操作以感测(测量)电压转换器的谐振电流，并且将该感测到的谐振电流提供给电流估计器，该电流估计器可操作以基于感测到的谐振电流来生成SR电流的估计。然后，SR电流估计被提供给控制器，该控制器可操作以基于估计来控制SR开关，使得SR开关响应于检测到SR电流估计达到过零状况而被关断。
根据电压转换器内的方法的实施例，该方法包括以下步骤：接通SR开关，估计通过SR开关的电流，并且使用所估计的SR电流来检测SR电流的过零状况。一旦检测到该过零状况，则SR开关被禁用。在该方法的第一子实施例中，SR电流估计是基于使用分流电阻器或电流镜而感测(测量)通过SR开关的电流。在第二子实施例中，SR电流估计是基于感测在电压转换器的输出处提供的电流。在第三子实施例中，SR电流估计是基于感测流过电压转换器内的谐振回路的电流。该方法及其子实施例的技术可以在控制器和/或电流估计器内实现，诸如在电压转换器实施例中描述的那些。
阅读以下详细描述并且查看附图后，本领域技术人员将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示对应的相似部件。可以组合各种所图示的实施例的特征，除非它们彼此排斥。实施例在附图中得以描绘，并且在下面的描述中得以详述。
图1图示了半谐振电压转换器的电路图，其包括同步整流(SR)电流流过的SR开关，并且其中可以基于电压转换器内的各种电流流动来估计SR电流以便检测SR电流的过零点。
图2图示了与诸如图1所示的半谐振电压转换器之类的半谐振电压转换器内的不同电流流动相对应的波形。
图3图示了从物理互感器/抽头电感器到这种互感器/抽头电感器的模型的映射。
图4图示了电压转换器的实施例，其中基于使用与SR开关串联的分流电阻器感测到的SR电流来估计SR电流。
图5图示了电压转换器的实施例，其中基于使用耦合至SR开关或集成在SR开关内的电流镜感测到的SR电流来估计SR电流。
图6图示了电压转换器的实施例，其中基于所感测到的电压转换器的次级输出电流来估计SR电流，其中使用分流电阻来感测次级输出电流。
图7图示了电压转换器的实施例，其中基于所感测到的电压转换器的次级输出电流来估计SR电流，其中使用电感耦合至电压转换器内的互感器/抽头电感器的(多个)次级绕组的辅助绕组来感测次级输出电流。
图8图示了电压转换器的实施例，其中基于流过电压转换器的谐振回路的谐振电流来估计SR电流，其中使用包括在互感器/抽头电感器的初级侧上的互感器来感测谐振电流。
图9图示了电压转换器的实施例，其中基于流过电压转换器的功率级内的低侧开关的低侧电流来估计SR电流，其中使用耦合至低侧开关或集成在低侧开关内的电流镜来感测低侧电流。
图10图示了响应于检测到通过SR开关的电流的过零状况而禁用SR开关的方法的实施例，其中该方法使用通过SR开关的感测到的电流来估计SR电流。
图11图示了响应于检测到通过SR开关的电流的过零状况而禁用SR开关的方法的实施例，其中该方法使用基于从电压转换器流出的感测到的电流的估计的SR开关电流。
图12图示了响应于检测到通过SR开关的电流的过零状况而禁用SR开关的方法的实施例，其中该方法使用基于与流入电压转换器内的互感器/抽头电感器的初级侧的电流相对应的感测到的电流的估计的SR开关电流。
具体实施方式
本文中描述的实施例提供了用于估计流过谐振电压转换器或半谐振电压转换器内的同步整流(SR)开关的电流的技术。这些电流估计技术用于检测SR开关电流的过零状况，使得当通过其的电流基本上为零时，SR开关可以被关断。当没有电流流过SR开关时，在谐振电压转换器和半谐振电压转换器内非常希望SR开关被开关(例如，关断)，因为这导致切换中的功率损耗降低，并且因此电压转换器更高效。
虽然所描述的技术不限于使用可变频率切换的电压转换器，但是这些技术对于这种转换器是特别适当的，因为这些技术即使当切换时间段从一个周期改变到下一周期时，也可以准确地估计电压转换器的每个周期内通过SR开关的电流以及该电流的相关联的过零状况。附加地，这些技术不限于单相电压转换器或多相电压转换器。以下为了清楚起见，在单相电压转换器的情景中描述了这些技术，但是应当理解，这些技术容易地外推到多相电压转换器。
在以下具体实施方式和相关联的附图中提供了电压转换器内的电压转换器电路和方法的各种实施例。为了解释的目的，所描述的实施例提供了特定示例，并不意味着限制。除非上下文不允许这一点，否则来自示例实施例的特征和方面可以被组合或重排。
图1图示了其中可以实现电流估计和过零检测技术的若干实施例的电压转换器100。接下来，对电压转换器100的电路和在电压转换器100内生成的电流波形进行描述，以便提供图4至图9所说明的并且在下文进一步描述的更详细的实施例的情景。这些详细实施例基于提供给电流估计器130的感测到的电流ISENSE的源而变化。如图1所示，电压转换器100包括若干电流流动ISR、ISEC_OUT、IRES和ILS，其中任一个可以是为了估计通过SR开关QSR的SR电流ISR以及检测该SR电流ISR的过零状况而被感测(测量)并且提供给电流估计器130。电压转换器100包括功率级140、无源电路150、负载120、SR开关QSR、控制器110和电流估计器130。下文对这些电路中的每个电路进行详细描述。
输入电压VIN被提供给高侧开关QHS处的功率级140，其耦合至开关节点VSW处的低侧开关QLS。低侧开关QLS又连接至接地。如所图示的，低侧电流ILS流过低侧开关QLS。如所示出的，这些开关QHS、QLS中的每个开关由相应的驱动器142、144控制。功率级140的开关节点VSW耦合至无源电路150，该无源电路150向负载120提供输出电流ISEC_OUT和输出电压VOUT。输出电容器CO存储由输出电流ISEC_OUT提供的能量并且将能量释放到负载120，并且在这样做时，滤波(平滑)输出电压VOUT。
无源电路150包括形成谐振回路的电容器CRES和电感器LRES。电感器LRES可以仅仅是漏电感(例如，电路布线的固有寄生电感)，或者它可以是实际的电感器部件以及一些漏电感。为了便于说明，电感器LRES被示出在互感器/抽头电感器160的外部，但是电感器LRES可以表示互感器/抽头电感器160的漏电感、或这样的漏电感以及互感器/抽头电感器160外部的电感。谐振电流IRES从电容器CRES流向互感器/抽头电感器160，例如，流入其初级侧。
互感器/抽头电感器160在初级侧绕组162中具有N1匝，并且在次级侧绕组164中具有N2匝。比率N2/N1确定当互感器/抽头电感器160正在传导电流时互感器/抽头电感器160的输出/输入电压比。(相反地，比率N1/N2确定互感器/抽头电感器160的输出/输入电流比)。因为在互感器/抽头电感器160的输出处提供的高峰值电流并且为了降低AC电阻，互感器/抽头电感器160经常被设计成在次级侧绕组164中具有单一匝。将初级侧匝和次级侧匝的总数定义为n，因此匝数比为(n-1)至1。从此，将使用n个总绕组匝和次级侧绕组164中的1匝的惯例，但是应当理解，下面的等式和公式可以代替地使用初级侧绕组162的N1匝和次级侧绕组164的N2匝来导出。如所图示的，互感器/抽头电感器160被建模为包括将其初级绕组162的端子耦合至其次级绕组164的端子的磁化电感LM。在下文结合图3对磁化电感LM和互感器/抽头电感器160的模型进行更详细地描述。
当SR开关QSR导通时，SR开关QSR将互感器/抽头电感器160的中心抽头耦合至接地。如所图示的，SR开关QSR由SR驱动器170控制。
图1中图示了高侧开关QHS、低侧开关QLS和SR开关QSR作为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但还可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，可以优选结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管。功率级140的开关QHS、QLS以及SR开关QSR可以集成在相同的半导体管芯上，可以各自设置在单独的管芯上，或者可以分布在多个半导体管芯上。用于开关QHS、QLS、QSR的驱动器142、144、170可以集成在与其对应的开关相同的(多个)半导体管芯上，或者可以设置在单独的管芯上。
控制器110生成开关控制信号HS、LS和SR，其被耦合至控制开关QHS、QLS、QSR的驱动器142、144、170。开关控制信号HS、LS和SR通常是脉冲宽度调制(PWM)波形。控制器110确定PWM信号HS、LS、SR的频率和占空比，以满足负载120的功率要求。用于基于电压转换器的负载要求来确定开关频率和占空比的技术通常是本领域公知的。这些常规技术在本文中将不再进一步阐述，以免混淆本发明的独特方面，这些方面涉及通过SR开关QSR的电流估计和过零检测。
在诸如图1所图示的半谐振电压转换器之类的半谐振电压转换器中，功率级140的高侧开关QHS和低侧开关QLS被控制，使得这些开关QHS、QLS不同时导通。电压转换器100的典型的开关周期开始于其中开关QHS、QLS、QSR都不导通的“死区时间”。这之后是“TON”周期，在该“TON”周期期间，高侧开关QHS导通，但低侧开关QLS和SR开关QSR都不导通。在这之后是“TOFF”周期，在该“TOFF”周期期间，高侧开关QHS不导通，而低侧开关QLS和SR开关QSR导通。随后将结合图2所图示的波形对该切换对电压转换器100内的各种电流的影响进行描述。
控制器110及其组成部分可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)的组合以及主要包括数字部件的处理器电路来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器、以及专用集成电路(ASIC)中的一个或多个。控制器110还可以包括存储器(例如，诸如闪存之类的非易失性存储器)以及一个或多个定时器，该存储器包括供处理器电路使用的指令或数据。控制器110可以输入诸如与VOUT和ISEC_OUT相对应的信号之类的传感器信号(为了便于说明，传感器信号未示出)，以便估计负载120的功率需求并且以其他方式辅助生成开关控制信号HS、LS、SR。
电流估计器130被配置成估计流过SR开关QSR的SR电流ISR。该SR电流估计ISR_EST可以基于流过SR开关QSR的感测到的电流，或者可以基于感测一些其它电流，诸如从互感器/抽头电感器160的次级侧流出的输出电流ISEC_OUT、谐振电流IRES、或低侧电流ILS。无论正在感测(测量)哪个电流，电流估计器130向控制器130提供SR电流估计ISR_EST或其变型，使得控制器130可以响应于检测到SR电流ISR处于或接近于零(例如，通过将SR电流估计ISR_EST与小阈值进行比较)而关断SR开关QSR。可替代地或附加地，电流估计器130可以检测到SR电流ISR的估计ISR_EST正在过零，并且向控制器110指示例如通过生成过零检测信号ISR_ZC来检测到这种过零点。如果电流估计器130正在检测过零点，则电流估计器130中包括过零检测器130。否则，过零检测器112可以包括在控制器110中。此外，电流估计器130和/或过零检测器132可以与用于测量电压转换器100内的电流(例如，ISR、ISEC_OUT、IRES、ILS)的电流传感器位于同一位置。虽然电流估计器130在图1中图示为单独的电路，但是其也可以在控制器110内实现。
可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)的组合以及主要包括数字部件的处理器电路来实现电流估计器130及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器、以及专用集成电路(ASIC)中的一个或多个。电流估计器130还可以包括存储器，例如，诸如闪存之类的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据。电流估计器130输入传感器信号(例如，与ISR、ISEC_OUT、IRES、ILS相对应)，从这些传感器信号中估计SR电流ISR，使得可以检测到过零状况。
图2图示了流入互感器/抽头电感器160的初级侧的谐振电流IRES、从互感器/抽头电感器160的次级侧流出的输出电流ISEC_OUT、以及流经SR开关QSR的SR电流ISR的波形210、220、230。图示了电压转换器100的一个开关周期内的这些波形210、220、230中的每个波形。在谐波电流IRES的波形210和输出电流ISEC_OUT的波形220中也图示了流过磁化电感LM的磁化电流IM。
在死区时间周期D0的开始，谐振电流IRES、输出电流ISEC_OUT和磁化电流IM处于最小值-IMIN。在死区时间周期D0期间，功率开关QHS、QLS、QSR都不导通，例如，控制器110生成PWM信号HS＝0、LS＝0、SR＝0。电流-IMIN对低侧开关QLS的输出电容充电，并且在死区时间D0期间使开关节点电压VSW上升到接近VIN的电平。在死区时间D0结束时，高侧功率开关QHS接通，而低侧开关QLS和SR开关QSR保持关断，例如，通过设置HS＝1、LS＝0和SR＝0。该状态维持一时间间隔(被表示为“TON”)，在该时间间隔期间，开关节点电压VSW通过高侧电源开关QHS系于VIN。在TON期间，电压转换器100的谐振电流IRES、输出电流ISEC_OUT和磁化电流IM以大致线性的方式上升到IMAX的值。(在SR开关QSR被禁用的情况下，没有电流流过互感器/抽头电感器160的初级侧绕组162和次级侧绕组164，意味着磁化电流IM＝IRES)。最大值IMAX可以通过测量或以其他方式估计在TON时间间隔结束时的谐振电流IRES或输出电流ISEC_OUT来捕获。
在开关周期的下一间隔(被表示为“TOFF”)期间，高侧开关QHS被关断，而低侧开关QLS和SR开关QSR被接通，例如，通过设置HS＝0、LS＝1以及SR＝1。开关节点电压VSW在TOFF间隔期间下降到零并且保持为零，因为开关节点VSW通过低侧开关QLS耦合至接地。还有，在TOFF间隔期间，在谐振电容器CRES和电感器LRES内形成谐振，并且产生图1所示的弯曲谐振电流IRES。该电流的一部分(即IPRIM＝IM-IRES)流过互感器/抽头电感器160的初级侧绕组162，并且导致流过互感器/抽头电感器160的次级侧绕组164的电流ISEC＝(N1/N2)*(IM-IRES)＝(n-1)*(IM-IRES)。因此，输出电流ISEC_OUT是磁化电流IM加上流过次级侧绕组164的电流ISEC，其如下式给出：
ISEC_OUT＝IM+(n-1)*(IM-IRES) (1)
如图2所示，该电流ISEC_OUT最初在TOFF期间上升，随后下降，并且呈现正弦曲线的上半周期的形状。
此外，在TOFF间隔期间，通过从输出电流ISEC_OUT中减去谐振电流IRES可以得到SR电流ISR，以得出ISR＝ISEC_OUT-IRES，其可以被简化以得出：
ISR＝n(IM-IRES) (2)
当没有电流流过SR开关QSR时，即，SR电流ISR为零时，所有谐振电流IRES流过磁化电感LM，其又流到电压转换器的输出，如由图1中的ISEC_OUT表示。换句话说，可以检测到其中ISR＝0的状态，例如，当IRES＝IM、ISEC_OUT＝IM或IRES＝ISEC_OUT时。这可以在图2所示的波形210、220、230中的时间tZC处看到，并且还可以从上述等式(1)和(2)导出。因此，除了直接感测到SR电流ISR之外，还可以感测到这些其他电流并且用于估计SR电流ISR及其过零点。
图3图示了物理的互感器/抽头电感器360p到建模的互感器/抽头电感器360m的映射。物理的互感器360p具有流入其初级侧绕组362p的输入电流IRES、以及从其次级侧绕组364p流出的输出电流ISEC_OUT。在实际的物理的互感器中，输出到输入电流没有线性符合ISEC_OUT＝(N1/N2)IRES的理想关系。(对应的电压关系也不符合这样的理想关系)。物理的互感器/抽头电感器360p的电学特点(电压和电流)可以使用具有初级绕组162和次级绕组164的理想互感器、以及磁化电感LM和漏电感LLEAK来建模。这种建模的互感器/抽头电感器360m在图3中图示，并且被假定处于先前描述的电压转换器100以及随后描述的电压转换器中。如关于图1的电压转换器100所描述的，互感器/抽头电感器360m的漏电感LLEAK集中到电感LRES中，并且因此在图1或图4至图9的电压转换器中没有明确示出。磁化电感LM不是单独的物理电感器部件，但是在互感器/抽头电感器360m中包括这种电感LM允许模型紧密近似物理的互感器/抽头电感器360p的电学特点(输入和输出电压和电流)，同时将初级侧绕组162和次级侧绕组164被视为理想的互感器。
可以在互感器/抽头电感器160的表征期间(例如，在电压转换器100的校准阶段期间)估计磁化电感LM。为了避免模糊本发明的独特方面，用于计算磁化电感LM的细节技术在本文中不再描述，并且磁化电感LM被视为已知值。如图2的波形210、220所示，流过磁化电感LM的仿真磁化电流IM具有由以下公式给出的斜率(slope)：
Figure BDA0001353642050000121
在电压转换器100的TOFF周期期间，不能直接测量磁化电流IM，而是可以基于例如最大电流值IMAX、仿真磁化电流IM的斜率以及时间来仿真，如由以下公式给出：
Figure BDA0001353642050000122
在TOFF间隔期间 (4)
其中t是从TOFF间隔开始的时间。仿真磁化电流IM将用于图6至图9的电压转换器实施例以及图11至图12的方法实施例中。
图4和图5图示了其中直接感测(测量)SR电流ISR的电压转换器400、500的实施例。如现有技术中所描述的，不是使用SR开关QSR两端的电压并且基于开关的漏极-源极电阻Rdson来导出SR电流ISR，而是使用分流电阻器或电流镜来感测(测量)SR电流ISR。在这样做时，避免了与使用SR开关QSR的漏极-源极电阻Rdson相关联的问题，例如，温度依赖性。注意，图4和图5的电压转换器400、500类似于图1的电压转换器100。在下面的描述中，仅对与图1的电压转换器100的那些方面不同的电压转换器400，500的那些方面进行详细描述。
图4图示了包括感测电路480的电压转换器400。感测电路480使用与SR开关QSR串联放置的分流电阻器RSHUNT来测量SR电流ISR。虽然图4示出了插置在SR开关QSR和接地之间的分流电阻器RSHUNT，但是分流电阻器RSHUNT可以放置在其他地方(例如，在SR开关QSR和互感器/抽头电感器160之间)，并且实现基本上相同的结果。跨分流电阻器RSHUNT放置的低通滤波器482用来滤除分流电阻器RSHUNT两端的电压VSHUNT中的噪声，并且向放大器484提供电压VSHUNT的经滤波的版本。放大器484将增益应用于经滤波的电压，其假如当该电流小时，SR电流ISR需要精确被估计，使得可以准确地检测到电流的过零状况，则可以是有用的。附加地，因为分流电阻器RSHUNT必须具有相对小的电阻(并且因此，其两端的电压VSHUNT将会很小)以避免在分流电阻器RSHUNT中浪费功率，所以放大器484是必需的。注意，滤波器482和放大器484可以集成在一起以实现必要的共模抑制。放大器484输出指示感测到的SR电流ISR的电流感测信号ISR_SENSE。
电流估计器430输入电流感测信号ISR_SENSE并且使用它来估计SR电流ISR。通常，电流感测信号ISR_SENSE是使用电流估计器430内的数模转换器(DAC)(为了便于说明，未示出)被数字化的电压。所得到的数字化的电流感测信号ISR_SENSE被转换成SR电流ISR的估计ISR_EST，其被提供给控制器110，使得控制器110内的过零检测器112可以检测到SR电流ISR中的过零状况。响应于检测到这种过零状况，控制器110例如通过设置SR＝0来关断SR开关QSR。
在备选子实施例中，使用过零检测器432的电流估计器430可以检测到过零状况，并且向控制器110提供信号ISR_ZC，其中信号ISR_ZC指示电流估计器430已经检测到过零状况。在该子实施例中，电流估计器430可以不需要向控制器110提供SR电流估计ISR_EST。
理想地，控制器110的过零检测器112或电流估计器430的过零检测器432会检测到SR开关电流ISR正好为零，并且响应于这种检测而使SR开关QSR关断。在实践中，感测电路480引入一些延迟，估计电路430引入一些延迟，并且估计电路430中的任何DAC由于DAC的有限分辨率而引入延迟以及一些量化误差。如果SR电流估计ISR_EST正好为零或为负值，则应当立即关断SR开关QSR。附加地，非常小的SR电流ISR的检测也应当触发SR开关QSR的禁用，以便把上文所描述的延迟和不精确性考虑在内。例如，当SR电流估计ISR_EST已经下降到低于某个小阈值(例如，ISR_EST<IZC_THRESH)时，可以检测到过零状况。
图5图示了电压转换器500，其还直接感测通过SR开关QSR的电流。电压转换器500包括感测电路580，其使用电流镜QSR_MIRROR来感测SR电流ISR。电流镜QSR_MIRROR可以耦合至SR开关QSR、或以其他方式集成在SR开关QSR内。放大器584耦合至SR开关QSR和电流镜QSR_MIRROR，并且提供指示感测到的SR电流ISR的输出信号ISR_SENSE。感测电路580示出了用于电流镜QSR_MIRROR及其相关联的放大器584的特定拓扑，但是本领域技术人员将认识到，其他电流镜拓扑实现了基本上等同的结果。输出信号ISR_SENSE被提供给电流估计器530，其使用该信号ISR_SENSE来以与图4的电流估计器430相同的方式生成SR电流估计ISR_EST或过零指示信号ISR_ZC。
图6和图7图示了电压转换器600、700，其中感测(测量)来自互感器/抽头电感器160的输出电流ISEC_OUT并且从感测到的输出电流ISEC_OUT估计SR电流ISR。在并入与SR开关QSR串联的感测电路不实际的应用中，这种拓扑可以是优选的。
图6图示了包括感测电路680的电压转换器600。感测电路680使用分流电阻RSHUNT来测量输出电流ISEC_OUT。滤波器682和放大器684以与关于图4的电压转换器所描述的方式相同的方式而被耦合至分流电阻器RSHUNT，并且用于与图4的对应部件相同的目的。放大器684输出指示感测到的输出电流ISEC_OUT的电流感测信号ISEC_OUT_SENSE。
电流估计器630输入电流感测信号ISEC_OUT_SENSE并且使用它来估计SR电流ISR。通常，电流感测信号ISEC_OUT_SENSE是使用电流估计器630内的数模转换器(DAC)(为了便于说明，未示出)被数字化的电压。所得到的电流感测信号ISEC_OUT_SENSE的数字化的版本被转换成输出电流ISEC_OUT的估计ISEC_OUT_EST。假设匝数比n大(如同对于降压电压转换器来讲为典型的情况)，SR电流ISR与二次电流ISEC近似相同，并且可以基于输出电流估计ISEC_OUT_EST和仿真磁化电流IM来估计如下：
ISR_EST＝ISEC_OUT_EST-IM (5)
如先前所解释的，可以使用等式(4)来仿真磁化电流IM。输出电压VOUT也被输入到电流估计器630，使得它可以用于仿真磁化电流IM。还可能需要从TOFF间隔开始的时间t，并且可以由电流估计器630内的定时器供应，或者可以由控制器110提供(为了便于说明，未示出)。在仿真磁化电流IM时还可能需要匝数比n和磁化电感LM的值。这些值可以存储在电流估计器630中(例如在非易失性存储器中)，或者它们可以由控制器110提供。
可以向控制器110提供SR电流估计ISR_EST，使得控制器110可以使用过零检测器112来检测SR电流ISR中的过零状况232。响应于检测到这样的过零状况，控制器110例如通过设置SR＝0来关断SR开关QSR。
在备选子实施例中，使用过零检测器632的电流估计器630可以检测过零状况232，并且向控制器110提供信号ISR_ZC，其中信号ISR_ZC指示电流估计器630已经检测到过零状况232。
如先前所解释的，可以通过将估计的SR电流ISR与一些小阈值进行比较来检测过零状况232。在该电压转换器600的情景中，使用输出电流ISEC_OUT的估计和仿真磁化电流IM的交叉来检测过零状况232。在图2的波形220中图示了这样的交叉222。因此，可以使用ISEC_OUT_EST≈IM或(ISEC_OUT_EST-IM)<IZC_THRESH来检测过零状况222。
图7图示了电压转换器700，其类似于图6的电压转换器600，这在于在这两个电压转换器600、700中感测(测量)输出电流。然而，电压转换器700使用互感器/抽头电感器760内的辅助绕组786用于感测输出电流ISEC_OUT。这样的实现方式避免了分流电阻器的使用及其相关联的功率损耗，并且因此在一些应用中可以是优选的。
感测电路780包括辅助绕组786，该辅助绕组786电感耦合至互感器/抽头电感器760的次级绕组164，并且如此，可以用于检测流过次级绕组164的电流。感测电阻器782被耦合在辅助绕组786两端，以生成输入到放大器784的电压。放大器784放大感测到的电压、并且生成指示感测到的输出电流ISEC_OUT的电流感测信号ISEC_OUT_SENSE。虽然该辅助绕组786被示出为耦合至建模的(理想的)互感器/抽头电感器760的次级绕组164，但实际上辅助绕组786耦合至物理的互感器/抽头电感器的实际次级绕组(例如，如图3所示)，并且可操作以检测次级输出电流ISEC_OUT，其包括流过理想的互感器/抽头电感器160的理想的(建模的)次级绕组164的电流、以及通过磁化电感的磁化电流。
电流估计器730输入电流感测信号ISEC_OUT_SENSE、并且以与图6的电流估计器630相同的方式使用它来向控制器110提供SR电流估计ISR_EST或过零状况检测信号ISR_ZC。
图8和图9图示了电压转换器800、900，其中感测(测量)与谐振电流IRES相对应的电流，并且基于谐振电流IRES的估计来估计SR电流ISR。谐振电流IRES流入互感器/抽头电感器160的初级侧。因而，对于典型的降压电压转换器，该初级侧电流显着小于在互感器/抽头电感器160的次级侧上流动的电流或通过SR开关QSR的电流。这与在次级侧上感测电流的技术相比较，可以提供功率节省，并且在一些应用中可以是优选的。
图8图示了电压转换器800，其包括感测电路880并且以其他方式类似于图1的电压转换器100。在无源电路850内包括谐振电流感测互感器TRES。该互感器TRES的初级绕组882将谐振电容器CRES耦合至互感器/抽头电感器160，使得谐振电流IRES流过初级绕组882。互感器TRES的次级绕组884耦合至感测电阻RSENSE，其又耦合至放大器886。放大器886输出指示感测到的谐振电流IRES的电流感测信号IRES_SENSE。
电流估计器830输入电流感测信号IRES_SENSE并且使用它来估计SR电流ISR。通常，电流感测信号IRES_SENSE是使用电流估计器830内的数模转换器(DAC)(为了便于说明，未示出)被数字化的电压。所得到的电流感测信号IRES_SENSE的数字化的版本被转换成为谐振电流IRES的估计IRES_EST。然后，可以使用公式(2)来估计SR电流ISR，如下：
ISR_EST＝n(IM-IRES_EST) (6)
如先前所解释的，可以使用等式(4)来仿真磁化电流IM。输出电压VOUT也可以输入到电流估计器830，使得其可以用于仿真磁化电流IM。
可以向控制器110提供SR电流估计ISR_EST，使得控制器110可以使用过零检测器112来检测SR电流ISR中的过零状况232。响应于检测到这种过零状况，控制器110例如通过设置SR＝0来关断SR开关QSR。
在备选子实施例中，使用过零检测器832的电流估计器830可以检测过零状况232并且向控制器110提供信号ISR_ZC，其中信号ISR_ZC指示电流估计器830已经检测到过零状况232。
如先前所解释的，过零状况232可以通过将估计的SR电流ISR与某个小阈值进行比较来检测。在该电压转换器800的情景中，使用谐振电流IRES的估计和仿真磁化电流IM的交叉来检测过零状况232。在图2的波形210中图示了这样的交叉212。因此，可以使用IRES≈IM或(IM-IRES)<IZC_THRESH来检测过零状况212。
在又一子实施例中，感测电路880可以使用插置在谐振电容器CRES和互感器/抽头电感器160之间的分流电阻器，而非谐振互感器TRES。使用分流电阻器的感测电路将以与图6的感测电路680相同的方式起作用，并且因此在本文中未进一步被图示或描述。
还可以使用技术来估计谐振电流IRES，而非直接感测该电流。图9图示了电压转换器900，其中电流镜QLS_MIRROR用于感测流过低侧开关QLS的低侧电流ILS。感测电路980类似于图5的感测电路580，并且除了注意放大器984生成指示低侧电流ILS的电流感测信号ILS_SENSE之外，在本文中将不再进一步描述。低侧电流ILS通常小于SR电流ISR，并且因此在一些应用中可以更适合于感测。
低侧电流ILS耦合至谐振电容器CRES，该谐振电容器CRES是确定谐振电流IRES的波形210的谐振回路的一部分。在TOFF间隔期间，存储在谐振电容器CRES的功率级侧上的电荷通过低侧开关QLS生成流到接地的电流ILS。该电流ILS采用衰减指数的形状，其方式类似于在从谐振电容器CRES的另一侧流出的谐振电流IRES的波形210中图示的方式。低侧电流ILS可以使用诸如低侧开关QLS的谐振电容CRES、谐振电感LRES和建模电学特点之类的电路参数以封闭形式与谐振电流IRES有关，或者对应关系可以凭经验确定(表征)，例如，在电压转换器900的校准阶段期间。
电流估计器930输入电流感测信号ILS_SENSE并且使用它来估计SR电流ISR。电流估计器930估计低侧电流ILS并且将其转化为谐振电流IRES的估计IRES_EST。一旦电流估计器930具有这种谐振电流估计IRES_EST，它就以与图8的电流估计器830相同的方式来生成估计的SR电流ISR_EST和/或过零检测信号ISR_ZC(使用过零检测器932)，并且向控制器110提供这些信号中的一个或两个信号。
图10至图12图示了用于估计通过电压转换器中的SR开关的SR电流的方法的实施例。这些方法的技术与上文关于图1和图4至图9的电压转换器提供的技术密切对应。图10至图12中的方法可以在控制器和/或电流估计器中实现，诸如在图1的电压转换器100中描述的那些。
图10图示了方法1000，其用于估计通过SR开关的电流、检测该电流的过零状况、并且响应于这种检测而禁用开关。该方法开始于接通SR开关的步骤1010。一旦SR开关这样被启用，则通过它的电流如图2的波形230所示上升。在步骤1020中，产生延迟TDLY。这样的延迟可以是有用的，使得由于已知在这样的间隔期间不应该禁用SR开关，所以当SR电流上升的同时，不执行电流估计和过零检测技术1030。例如，延迟TDLY可以取为间隔TOFF的一半，或者如果可以很好地估计TOFF间隔(例如，TDLY＝TOFF-Δ)，则可以更大。最起码，延迟TDLY应当足够大，使得TOFF间隔开始时的零电流条件不会被错误地检测为旨在被检测的TOFF间隔结束时的过零状况232。
在启用SR开关并且等待延迟TDLY之后，估计通过SR开关的电流以检测过零状况。一旦检测到过零状况，则SR开关被禁用(关断)1040。
通过使用分流电阻器或电流镜测量1032通过SR开关的电流ISR来执行电流估计。基于测量的电流来生成1034的电流估计ISR_EST。将估计的SR电流ISR_EST与阈值IZC_THRESH进行比较1038，以确定是否存在过零状况。如果比较1038指示估计的电流估计ISR_EST基本上为零(例如，小于阈值IZC_THRESH)，则SR开关被禁用1040，使得其不传导电流。否则，重复开始测量1032电流的步骤。
图11图示了类似于图10的方法(除了电流估计不直接使用通过SR开关感测到的电流之外)的方法1100。下文仅描述与图10的步骤不同的步骤。这些步骤由框1130指定，其中提供了用于检测过零状况的步骤。
测量1132来自互感器的次级侧的输出电流ISEC_OUT。基于所测量的电流来生成1134的输出电流的估计ISEC_OUT_EST。接下来，仿真1136磁化电流IM。将估计的输出电流估计ISEC_OUT_EST和仿真磁化电流IM之间的差异与过零阈值IZC_THRESH进行比较1138。如果该差异小于阈值，即，如果ISEC_OUT_EST和IM几乎相同，则已经检测到过零状况并且退出循环。否则，重复框1130的步骤。
图12图示了类似于图11的方法(除了电流估计是基于流入互感器的初级侧的谐振电流IRES之外，这与使用从互感器次级侧流出的电流的图11的电流估计相反)的方法1200。以下描述集中于与图11的那些步骤不同的步骤。这些不同的步骤位于框1230中，其中提供了用于检测过零状况的步骤。
测量1232与谐振电流IRES相对应的电流。基于测量的电流来生成1234谐振电流的估计IRES_EST。接下来，仿真1236磁化电流IM。将仿真磁化电流IM和估计的谐振电流估计IRES_EST之间的差异与过零阈值IZC_THRESH进行比较1238。如果该差异小于阈值，即，如果IRES_EST和IM几乎相等，则检测到过零状况并且退出循环。否则，重复框1230的步骤。
如本文中所使用的，术语“具有(having)”、“包含(containing)”、“包括(including)”、“包括(comprising)”等是指示所述元素或特征的存在的开放性术语，但不排除附加元素或特征。冠词“一(a)”、“一个(an)”和“所述(the)”旨在包括复数和单数，除非上下文另有明确说明。
应当理解，除非另有特别说明，否则本文中所描述的各种实施例的特征可以彼此组合。
尽管本文中已经说明并且描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，多种备选实现方式和/或等同实现方式可以代替所示和所描述的具体实施例。本申请旨在覆盖本文中所讨论的具体实施例的任何变型或变化。因此，意图是本发明仅由权利要求及其等同权利要求来限定。

Claims (20)

1.一种电压转换器，包括：
功率级，耦合至输入电源；
无源电路，将所述功率级耦合至所述电压转换器的输出节点并且向所述输出节点提供输出次级电流，所述无源电路包括互感器/抽头电感器，所述互感器/抽头电感器具有初级侧绕组、次级侧绕组和中心抽头，所述中心抽头的一端与所述初级侧绕组和次级侧绕组耦合；
同步整流SR开关，当所述SR开关导通时，通过所述SR开关来导通具有半周期正弦形状的SR电流，当所述SR开关导通时，所述SR开关将所述中心抽头的另一端耦合至接地；
感测电路，可操作以感测所述输出次级电流并且生成感测到的输出次级电流；
电流估计器，可操作以基于所述感测到的输出次级电流来估计流过所述SR开关的SR电流；以及
控制器，可操作以通过向所述SR开关提供控制信号来控制所述SR开关的开关，其中所述SR开关基于所述SR电流估计来关断。
2.根据权利要求1所述的电压转换器，
其中所述互感器/抽头电感器还具有磁化电感，以及
其中所述电流估计器还可操作以进一步基于流过所述磁化电感的仿真磁化电流来估计所述SR电流。
3.根据权利要求2所述的电压转换器，其中所述仿真磁化电流基于所述互感器/抽头电感器的匝数比n、所述输出节点处的电压VOUT、以及所述磁化电感LM的估计。
4.根据权利要求3所述的电压转换器，其中所述仿真磁化电流的斜率由下式给出：
Figure FDA0002788171040000011
并且基于所述斜率来估计所述仿真磁化电流，其中IM表示磁化电流。
5.根据权利要求2所述的电压转换器，
其中所述电流估计器进一步可操作以检测所感测到的输出次级电流和所述仿真磁化电流已经交叉，并且可操作以向所述控制器用信号通知该检测，以及
其中所述控制器还可操作以响应于所述检测而关断所述SR开关。
6.根据权利要求1所述的电压转换器，其中所述感测电路包括：
分流电阻器，插置在所述无源电路和所述输出节点之间；
低通滤波器，耦合至所述分流电阻器的两个端子；以及
放大器，耦合至所述低通滤波器，所述放大器向所述电流估计器提供所述感测到的输出次级电流。
7.根据权利要求1所述的电压转换器，其中所述感测电路包括：
辅助绕组，被集成在所述无源电路内或被电感耦合至所述无源电路，所述辅助绕组可操作以提供所述感测到的输出次级电流。
8.根据权利要求1所述的电压转换器，其中一个相包括所述功率级、所述无源电路、所述SR开关和所述感测电路，并且所述电压转换器包括多个所述相。
9.根据权利要求1所述的电压转换器，其中所述控制器还可操作以在向所述SR开关提供所述控制信号时使用可变频率，所述可变频率基于所述电压转换器的负载的功率需求。
10.一种电压转换器，包括：
功率级，耦合至输入电源；
无源电路，将所述功率级耦合至所述电压转换器的输出节点、并且包括谐振电流流过的谐振回路，所述无源电路包括互感器/抽头电感器，所述互感器/抽头电感器具有初级侧绕组、次级侧绕组和中心抽头，所述中心抽头的一端与所述初级侧绕组和次级侧绕组耦合；
同步整流SR开关，当所述SR开关导通时，通过所述SR开关来导通具有半周期正弦形状的SR电流，当所述SR开关导通时，所述SR开关将所述中心抽头的另一端耦合至接地；
感测电路，可操作以感测与所述谐振电流相对应的电流并且生成感测到的谐振电流；
电流估计器，可操作以基于所述感测到的谐振电流来估计流过所述SR开关的SR电流；以及
控制器，可操作以通过向所述SR开关提供控制信号来控制所述SR开关的开关，其中所述SR开关基于所述SR电流估计而被关断。
11.根据权利要求10所述的电压转换器，
其中所述互感器/抽头电感器还具有磁化电感，以及
其中所述电流估计器还可操作以进一步基于流过所述磁化电感的仿真磁化电流来估计所述SR电流。
12.根据权利要求11所述的电压转换器，其中所述仿真磁化电流基于所述互感器/抽头电感器的匝数比、所述输出节点处的电压以及所述磁化电感的估计。
13.根据权利要求11所述的电压转换器，
其中所述电流估计器进一步可操作以检测所述感测到的谐振电流和所述仿真磁化电流已经交叉，并且可操作以向所述控制器用信号通知该检测，以及
其中所述控制器还可操作以响应于所述检测而关断所述SR开关。
14.根据权利要求10所述的电压转换器，其中所述感测电路包括：
电流互感器，被电感耦合至所述谐振回路或被集成在所述谐振回路内，并且可操作以生成所述感测到的谐振电流。
15.根据权利要求10所述的电压转换器，
其中所述功率级包括高侧开关和低侧开关，所述高侧开关用于将所述无源电路可切换地耦合至所述输入电源，所述低侧开关用于将所述无源电路可切换地耦合至接地，
其中所述感测电路包括电流镜，所述电流镜被耦合至所述低侧开关或被集成在所述低侧开关内，以及
其中所述感测电路还可操作以基于由所述电流镜感测到的通过所述低侧开关的电流来生成所述感测到的谐振电流。
16.一种电压转换器，包括：
功率级，耦合至输入电源；
无源电路，将所述功率级耦合至所述电压转换器的输出节点，所述无源电路包括互感器/抽头电感器，所述互感器/抽头电感器具有初级侧绕组、次级侧绕组和中心抽头，所述中心抽头的一端与所述初级侧绕组和次级侧绕组耦合；
同步整流SR开关，当所述SR开关导通时通过所述SR开关来导通具有半周期正弦形状的SR电流，当所述SR开关导通时，所述SR开关将所述中心抽头的另一端耦合至接地；
电流估计器，可操作以基于通过所述SR开关的感测到的SR电流来估计所述SR电流，其中使用分流电阻器和电流镜中的至少一者来感测所述感测到的SR电流；以及
控制器，可操作以通过向所述SR开关提供控制信号来控制所述SR开关的开关，其中所述SR开关基于由所述电流估计器提供的所述SR电流估计而被关断。
17.根据权利要求16所述的电压转换器，其中所述控制器进一步可操作以响应于检测到所述SR电流估计的过零状况而关断所述SR开关。
18.根据权利要求16所述的电压转换器，
其中所述功率级包括高侧开关和低侧开关，所述低侧开关耦合至开关节点处的所述高侧开关，以及
其中所述无源电路将所述开关节点耦合至所述电压转换器的所述输出节点。
19.根据权利要求16所述的电压转换器，其中通过所述分流电阻器来感测所述感测到的SR电流，并且所述分流电阻器被耦合至所述SR开关，所述电压转换器还包括：
低通滤波器，耦合至所述分流电阻器的两个端子；以及
放大器，耦合至所述低通滤波器，所述放大器向所述电流估计器提供所述感测到的SR电流。
20.根据权利要求16所述的电压转换器，其中使用所述电流镜来感测所述感测到的SR电流，所述电流镜被耦合至所述SR开关或被集成在所述SR开关内，所述电压转换器还包括：
放大器，耦合至所述电流镜，所述放大器向所述电流估计器提供所述感测到的SR电流。
CN201710586436.7A 2016-07-19 2017-07-18 半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测 Active CN107632187B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/213,810 US9837907B1 (en) 2016-07-19 2016-07-19 Current sensing and zero-cross detection in semi-resonant voltage converters
US15/213,810 2016-07-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107632187A CN107632187A (zh) 2018-01-26
CN107632187B true CN107632187B (zh) 2021-03-12

Family

ID=60452242

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710586436.7A Active CN107632187B (zh) 2016-07-19 2017-07-18 半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9837907B1 (zh)
CN (1) CN107632187B (zh)
DE (1) DE102017116103B4 (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9998020B2 (en) * 2016-04-29 2018-06-12 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for efficient switching in semi-resonant power converters
US9806621B1 (en) * 2016-05-13 2017-10-31 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for phase alignment in semi-resonant power converters
US10135345B2 (en) * 2016-08-31 2018-11-20 Infineon Technologies Austria Ag Current sensing in an electromagnetic component using an auxiliary winding stub
US10601333B2 (en) 2018-08-22 2020-03-24 Infineon Technologies Austria Ag Feedforward enhanced feedback control in isolated switched-mode power converters with secondary-side rectified voltage sensing
US11502595B2 (en) 2018-09-06 2022-11-15 Infineon Technologies Austria Ag Voltage and current protection in isolated switched-mode power converters with secondary-side rectified voltage sensing
US10770983B2 (en) 2018-12-06 2020-09-08 Infineon Technologies Austria Ag Circuits and methods for secondary-side rectified voltage sensing in isolated switched-mode power converters
CN110361596A (zh) * 2019-06-18 2019-10-22 上海宝准电源科技有限公司 一种基于过零点检测的谐振检测策略
CN111458558B (zh) * 2020-04-03 2022-03-29 宁波奥克斯电气股份有限公司 一种参数获取方法、装置、电子设备及存储介质
US11552547B2 (en) * 2020-06-19 2023-01-10 Richtek Technology Corporation Resonant switching power converter
US11581804B1 (en) 2021-08-17 2023-02-14 Nxp Usa, Inc. Combined current sense and capacitor voltage sense for control of a resonant converter

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100555791C (zh) * 2004-07-16 2009-10-28 台达电子工业股份有限公司 切换式电源转换器及其同步整流器的控制方法
US8237421B1 (en) * 2007-06-14 2012-08-07 Fairchild Semiconductor Corporation Delivering optimal charge bursts in a voltage regulator
US7869231B2 (en) * 2008-07-31 2011-01-11 Texas Instruments Incorporated System and method for synchronous rectifier drive that enables converters to operate in transition and discontinuous mode
JP5504878B2 (ja) * 2009-12-24 2014-05-28 株式会社デンソー 車両用発電機
US9231471B2 (en) 2011-03-28 2016-01-05 Cuks, Llc Hybrid-switching step-down converter with a hybrid transformer
US8780590B2 (en) * 2012-05-03 2014-07-15 Hong Kong Applied Science & Technology Research Institute Company, Ltd. Output current estimation for an isolated flyback converter with variable switching frequency control and duty cycle adjustment for both PWM and PFM modes
US20140125306A1 (en) * 2012-11-07 2014-05-08 Infineon Technologies North America Corp. Switching Regulator Control with Nonlinear Feed-Forward Correction
US8995150B2 (en) * 2012-12-05 2015-03-31 Dialog Semiconductor Inc. Primary side sense output current regulation
US9653996B2 (en) 2013-10-28 2017-05-16 Infineon Technologies Americas Corp. Adaptive off time control scheme for semi-resonant and hybrid converters
US9584035B2 (en) * 2013-11-12 2017-02-28 Fairchild Semiconductor Corporation Dual-edge tracking synchronous rectifier control techniques for a resonant converter
EP3075069A1 (en) * 2013-11-26 2016-10-05 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A control circuit and a method for an energy based pulse skipping mode in a dc/dc converter

Also Published As

Publication number Publication date
DE102017116103A1 (de) 2018-01-25
DE102017116103B4 (de) 2024-04-25
US9837907B1 (en) 2017-12-05
CN107632187A (zh) 2018-01-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107632187B (zh) 半谐振电压转换器中的电流感测和过零检测
CN108123603B (zh) 功率转换器和用于功率转换器的方法
CN109980932B (zh) 开关电容器转换器和用于提供开关电容器转换器的方法
US9998012B2 (en) Voltage peak detection circuit and detection method
CN109256953B (zh) 开关电容转换器及其操作方法
US9742264B2 (en) Boost inductor demagnetization detection for bridgeless boost PFC converter operating in boundary-conduction mode
KR101944606B1 (ko) 반공진형 및 공진형 변환기에 대한 부하 전류를 추정하기 위한 방법 및 장치
US8670255B2 (en) Utilization of a multifunctional pin combining voltage sensing and zero current detection to control a switched-mode power converter
EP0636889B1 (en) Switch mode power supply with output current estimating circuit
US9209703B2 (en) Control device for a rectifier of a switching converter
US10135345B2 (en) Current sensing in an electromagnetic component using an auxiliary winding stub
US9882476B2 (en) Method and apparatus for phase current estimation in semi-resonant voltage converters
JPWO2010131496A1 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN111033992A (zh) 用于恒定交叉频率的开关边界模式pfc功率转换器的数字控制
AU2015389306B2 (en) Step-up device and converter device
KR20130126651A (ko) 스위치 모드 전원 장치에서의 무손실 인덕터 전류 감지
CN112600404B (zh) 一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法
CN107370381A (zh) 多相位功率变换器及其相位对齐方法
CN107342681B (zh) 用于在半谐振功率转换器中有效切换的方法和装置
US20150180357A1 (en) Synchronous rectifier and a method for controlling it
CN111697834A (zh) 用于dcx转换器的闭环控制的控制器及其方法
CN113300487A (zh) 用于无线电能传输系统的异物检测设备及方法
EP2704520B1 (en) An induction heating generator and an induction cooking hob
US10243460B2 (en) Method and apparatus for dynamic voltage transition control in semi-resonant and resonant converters
US20130038303A1 (en) Controller and a method for a dc converter, and also a dc converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant