CN112600404B

CN112600404B - 一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法

Info

Publication number: CN112600404B
Application number: CN202011333565.3A
Authority: CN
Inventors: 赵秀峰; 周迎锋
Original assignee: Beijing Dynamic Power Co Ltd
Current assignee: Beijing Dynamic Power Co Ltd
Priority date: 2020-11-24
Filing date: 2020-11-24
Publication date: 2022-05-27
Anticipated expiration: 2040-11-24
Also published as: CN112600404A

Abstract

本发明实施例公开一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法，涉及开关电源技术领域，可在一定程度上提高功率因素及改善电流波形畸变，且成本较低。包括：获取变换器输入电压，检测是否有变换器启动指令输入；若有变换器启动指令输入，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间；根据所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关器件，控制所述开关器件当前的导通时间为所述第一目标导通时间。本发明适用于升压型BoostPFC变换器及开关电源中。

Description

一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法。

背景技术

Boost PFC变换器是一种基于Boost升压电路(英文为：Theboostconverter)的功率因数校正变换器(Power Factor Correction Converter，通常简称为：PFC换器)。其输入电流一部分流经变换器输入滤波电容，另一部分流经变换器储能电感。输入滤波电容会造成输入电压和输入电流之间的相移，从而导致变换器的功率因数变小、输入电流谐波畸变率变大。

一些现有技术，采用补偿流经滤波电容的无功电流，可以实现变换器的输入电流的正弦化。如中国专利公开号为“CN106208765A”、发明名称为：“用于准谐振工作模式的Boost PFC变换器的控制装置和控制方法”公开的技术方案，通过模拟装置将交流输入电压转换为补偿控制电压，改变开关元件的固定导通时间，以补偿变换器输入电流与输入电压相位差，进而提高功率因数。

根据流经输入滤波电容电流的变换规律可知：上述方案中，通过模拟装置改变开关元件固定导通时间，无功电流补偿的幅值和相位仍难以得到较为准确的控制，不利于功率因素的提高与电流波形畸变的改善；而且额外设置模拟控制装置会增加成本。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种功率因数校正变换器及其准谐振控制方法，可以在一定程度上提高功率因素及改善电流波形畸变，且成本较低。

为达到上述发明目的，

第一方面，本发明实施例提供一种功率因数校正变换器的准谐振控制方法，所述方法包括步骤：

获取变换器输入电压，检测是否有变换器启动指令输入；

若有变换器启动指令输入，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间；

根据所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关器件，控制所述开关器件当前的导通时间为所述第一目标导通时间。

结合第一方面的第一种实施方式，在第一方面的第二种实施方式中，在所述获取变换器输入电压之前，所述方法包括：根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件导通与关断，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振；

对交流输入电压范围内的电压点进行逐点采样检测，得到各电压点的输入电压；

基于所述输入电压与开关器件临界导通工作模式下的固定导通时间计算得到流过电感元件的理论平均电流；

采样一个周期内流过电感元件的实际平均电流；

基于所述实际平均电流与理论平均电流计算得到降低谐波畸变所需的一组导通时间补偿数据，并将该组导通时间补偿数据存储。

结合第一方面的第一或第二种实施方式，在第一方面的第三种实施方式中，在根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件开关，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振之后，所述方法还包括：

根据得到的所述输入电压、输入电容的容值及电感元件的电感量计算得到改善功率因素所需的一组开关器件的导通时间补偿数据；

将所述开关器件的导通时间补偿数据存储。

结合第一方面的第一至第三任一种实施方式，在第一方面的第四种实施方式中，所述方法还包括：获取变换器的输出电压；

所述若有变换器启动指令输入，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间包括：基于获取的变换器输出电压，计算开关器件的导通时间数据；

基于获取的变换器输入电压，查询存储的开关器件的导通时间补偿数据，确定导通时间补偿值；

基于所述导通时间数据及导通时间补偿值确定出第一目标导通时间。

结合第一方面的第一至第四任一种实施方式，在第一方面的第五种实施方式中，所述方法还包括：在所述开关器件处于所述第一目标导通时间内，电感电流上升，电感储能；

在一个第一目标导通时间结束后，关断开关器件，电感电流下降；

利用与电感元件输出端连接的续流二极管续流以保护开关器件。

第二方面，本发明实施例提供一种功率因数校正变换器，包括：输入电压采样电路、输出电压采样电路、控制器、开关驱动电路及开关器件，所述输入电压采样电路与输出电压采样电路输出端分别与所述控制器连接，所述控制器与所述开关驱动电路连接，所述开关驱动电路与所述开关器件连接，所述控制器包括数字PID控制单元及脉宽调制单元；

所述输入电压采样电路，用于对所述变换器输入电压进行采样，并发送至所述控制器的数字PID控制单元；

所述数字PID控制单元，用于接收所述输入电压的采样信号及输出电压的采样信号，检测是否有变换器启动指令输入；

若有，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间，并将所述第一目标导通时间发送给脉宽调制单元；

所述脉宽调制单元，用于基于所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关驱动电路，以使所述开关驱动电路根据所述脉宽调制信号驱动控制所述开关器件导通与关断。

结合第二方面，在第二方面的第一种实施方式中，所述开关器件连接有电感元件；

所述数字PID控制单元，还用于在所述获取变换器输入电压之前，根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件导通与关断，以使所述电感元件与开关器件寄生电容产生谐振；

输入电压采样电路，具体用于对交流输入电压范围内的电压点进行逐点采样检测，得到各电压点的输入电压；

所述数字PID控制单元，还用于基于所述输入电压与开关器件临界导通工作模式下的固定导通时间计算得到流过电感元件的理论平均电流；

所述变换器还包括第一电流采样电路，所述第一电流采样电路用于采样一个周期内流过电感元件的实际平均电流；

所述数字PID控制单元，具体还用于基于所述实际平均电流与理论平均电流计算得到降低谐波畸变所需的一组导通时间补偿数据；

所述控制器还包括存储单元，所述存储单元用于将所述导通时间补偿数据存储

结合第二方面的第一种实施方式，在第二方面的第二种实施方式中，所述数字PID控制单元，用于根据得到的所述所述输入电压、输入电容的容值及电感元件的电感量计算得到改善功率因素所需的一组开关器件的导通时间补偿数据；

所述存储单元，还用于将所述开关器件的导通时间补偿数据存储。

结合第二方面的第一或第二种实施方式，在第二方面的第三种实施方式中，

所述数字PID控制单元，具体用于基于获取的变换器输出电压，计算开关器件的导通时间数据；

基于确定的所述导通时间数据及导通时间补偿值确定出第一目标导通时间。

结合第二方面的第一至第二任一种实施方式，在第二方面的第三种实施方式中，

所述电感元件，还用于在所述开关器件处于所述第一目标导通时间内，电感电流上升过程中进行储能；

所述数字PID控制单元，还用于在一个第一目标导通时间结束后，通过所述脉宽调制单元发送脉宽调制信号给所述开关驱动电路，以关断开关器件，电感电流随之下降；

所述变换器还包括与电感元件输出端连接的续流二极管，所述续流二极管，用于在开关器件关断时，对所述电感线圈进行续流，保护开关器件。

结合第二方面的第一至第三任一种实施方式，在第二方面的第四种实施方式中，所述开关器件漏源两端连接有准谐振谷值检测电路，所述准谐振谷值检测电路，用于在电感电流下降到零后，开关元件漏源电压开始谐振后，用于检测开关元件的谐振信号，在检测到开关元件谐振信号在漏源电压的最小值时，开关驱动电路驱动开关元件再次导通。

本发明实施例提供的功率因数校正变换器及其准谐振控制方法，通过根据采样输入电压，利用预先存储的导通时间补偿数据表，实时改变开关元件的固定导通时间，使得电感电流跟随输入电压变化，从而可以提高功率因素(PF)，降低电流波形畸变(THD)。进一步地，本方案中由于并不使用模拟装置改变固定导通时间，由于可以省去模拟装置的成本，因此可以在一定程度上降低成本，即本方案成本较低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明功率因数校正变换器准谐振控制方法一实施例流程图；

图2为本发明功率因数校正变换器一实施例电路结构示意框图；

图3为本发明中开关器件关断后漏源电压、电感电流随时间变化的准谐振波形图；

图4为本发明中未采用平均电流测试确定导通时间补偿数据的方案中低压输入时开关器件漏源电压及电感电流随时间变换的准谐振波形图；

图5为一些现有解决方案中导通时间调制补偿后电感电流波形图；

图6为本发明中通过采用平均电流测试确定导通时间补偿数据并进行导通时间补偿后的变换器输入电流及无功电流随相位角变化的波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例进行详细描述。

应当明确，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

参看图1及图2所示，本发明实施例提供的功率因数校正变换器的准谐振控制方法，适用于升压型(boost)PFC变换器及开关电源中。可以在不增加额外的模拟电路情况下，实现变换器的高功率因数指标及低输入电流谐波畸变。

所述方法包括步骤：

110、获取变换器输入电压，检测是否有变换器启动指令输入。

输入电压的获取通过采样电阻进行电压采样的方式得到，也可以通过在变换器输入端设置电压表，进行采集。检测是否有变换器启动指令输入可以是通过电平信号的变化来判断。

在本实施例中，作为一可选实施例，在所述获取变换器输入电压之前，所述方法包括：根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件导通与关断，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振；

当然，电压测试点可按变换器参数需求、负载和采样分辨率分段选取，可以不必全部测量。

基于所述输入电压与开关器件临界导通工作模式下的固定导通时间计算得到流过电感元件的理论平均电流。

参看图4所示，一些工况下，由于开关器件自身存在寄生电容和体二极管，当输入电压较低时(输入电压小于直流输出电压的一半)，谐振电压被开关元件体二极管钳位，谐振到零后不再谐振下降，约为-0.7V，电感反向电流持续时间T_D被延长。参看图5所示，一些解决方案通过改变电感电流过零检测电路(ZCD)，延长开关元件导通时间T_S至ΔT_S，等待电感电流I_L正向过零再开始计时导通时间。虽然可以使电感在开关元件导通时间内有效的进行储能，但是由电流负向时间段T_D导致的输入电流谐波畸变并没有得到准确补偿，依然存在。而且，在低压输入时，负向电流时间远大于准谐振谷值检测延时T_R，如图4所示，对THD影响更大。而通过复杂的模拟补偿电路方案则会增加变换器成本。

而由于电感负电流时间与输入电压、直流输出电压、输出负载、MOSFET寄生电容参数和续流二极管反向恢复特性等有关，较难通过计算得到准确数据以补偿导通时间。

因此，本发明实施例提出的基于平均电流测试法，在给定的工况下使开关器件，例如MOSFET管，按临界导通模式(BCM)的固定占空比开关，计算出流过电感元件的理论平均电流，并基于此根据实际平均电流与理论平均电流的差值，确定出需要补偿的导通时间，用于改变一定输入电压下的开关器件导通时间，使实际电感电流随着输入电压变化，可以补偿电流波形畸变率(THD)损失。

采样一个周期内流过电感元件的实际平均电流；

本实施例中，具体需要补偿的导通时间计算步骤如下：在开关器件处于临界导通状态下，设导通时间T_ON，关断时间T_OFF，电感电流上升阶段电感电压V_ON与其作用时间的乘积，必然等于电感电流下降阶段电感电压V_OFF与其作用时间的乘积，即：

V_ON×T_ON＝V_OFF×T_OFF

电感电流上升阶段，电感电压为瞬时输入电压V_IN；电感电流下降阶段，电感电压为瞬时输出电压与输入电压的差值(V_OUT-V_IN)，其中输出电压由采样电阻R1采样后输出至数字PID控制单元：

V_IN×T_ON＝(V_OUT-V_IN)×T_OFF

已知电感量L，可计算电感平均电流的理论值I_{L_ref}：

检测到实际电感平均电流为I_{L_ave}，通过与理论平均电流I_{L_ref}比较，可以得到两者的误差：

ΔI＝I_{L_ref}-I_{L_ave}

为了使电感电流测试值与理论值相等，需要延长的导通时间ΔT_{ON_THD}为：

通过采集多个电压点的输入电压，可以得出对应的一组多个导通时间补偿值，然后将该组ΔT_{ON_THD}数据存储到控制器，例如为单片机内，用于改变输入电压为V_IN时的导通时间，即可实现实际电感电流跟随输入电压变化，从而补偿THD损失。

120、若有变换器启动指令输入，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间；

本实施例中，通过将获取的输入电压与预先存储的导通时间补偿数据表进行匹配，得到对应该输入电压的导通时间补偿值，加上当前的导通时间得到第一目标导通时间。

130、根据所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关器件，控制所述开关器件当前的导通时间为所述第一目标导通时间。

在得到第一目标导通时间之后，发送脉宽调制信号给开关器件，改变当前开关器件的导通时间，也相当于是改变了占空比，使电感电流跟随输入电压变化，降低THD。

本发明实施例提供的功率因数校正变换器准谐振控制方法，通过根据采样输入电压，利用预先存储的导通时间补偿数据表，实时改变开关元件的固定导通时间，使得电感电流跟随输入电压变化，从而可以提高功率因素(PF)，降低电流波形畸变(THD)。进一步地，本方案中由于并不使用模拟装置改变固定导通时间，由于可以省去模拟装置的成本，因此可以在一定程度上降低成本，即本方案成本较低。

为了进一步改善功率因素，还提供了用于改善功率因素的导通时间补偿数据表，在一些实施例中，在根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件开关，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振之后，所述方法还包括：

根据得到的流入输入电容的电流、所述输入电压、输入电容的容值及电感元件的电感量计算得到改善功率因素所需的一组开关器件的导通时间补偿数据ΔT_{ON_PF}；将所述开关器件的导通时间补偿数据存储。

其中，计算公式为

由于输入变换器的平均电流I_{IN_ave}等于电感电流平均值I_{L_ave}与流入输入电容C_IN的电流I_C之和，即：

I_{IN_ave}＝I_{L_ave}+I_C

I_C折算成电感电流的导通时间ΔT_{ON_PF}：

无功电流I_C为：

代入到ΔT_{ON_PF}得到：

电感电流与无功电流分别随输入电压V_IN实时变化，电感电流与输入电压同相(图中电感电流与输入电压在同一点处达到谷值与峰值，未示意出输入电压标识)与无功电流(图中，电感电流与输入电压达到峰值时，对应的无功电流为0)如图6所示。可以按不同的输入电压对应做成数据表，与ΔT_{ON_THD}数据一并存储在控制器，例如单片机存储空间内。单片机根据实时获取的采样输入电压，查询导通时间数据表，实时改变开关元件的固定导通时间，以在提高PF的同时，降低THD。

按此方案通过测试验证得出：PF可达到0.99以上，同时THD可降低到3％以内。输出轻载条件下，可在输入电压较低的区间关断MOSFET管，从而获得更高的转换效率。

基于前述存储于控制器中的导通时间与导通时间补偿数据表，作为一可选实施例，所述方法还包括：获取变换器的输出电压；

所述若有变换器启动指令输入，则基于预先存储的导通时间补偿数据表对当前的开关器件导通时间进行补偿，得到第一目标导通时间包括：

基于获取的变换器输出电压，计算开关器件的导通时间数据；基于获取的变换器输入电压，查询存储的开关器件的导通时间补偿数据，确定导通时间补偿值；基于所述导通时间数据及导通时间补偿值确定出第一目标导通时间。这样，无需专门设置模拟装置，即可以快速简单、且低成本地确定出第一目标导通时间，并基于该目标导通时间控制开关器件开关，从而可以提功率因素PF及降低电流波形畸变率THDA。

可以理解的是，负载，一般是继电器，线圈在通过的电流变化时，会在其两端产生感应电动势，电流变化率越大，感应电动势越大。当电流消失时，其感应电动势会对电路中的元件产生反向电压。当反向电压高于元件的反向击穿电压时，会把元件，例如开关器件S1等造成损坏。

参看图2所示，作为一可选实施例，所述方法还包括：在所述开关器件处于所述第一目标导通时间内，电感电流上升，电感储能；在一个第一目标导通时间结束后，关断开关器件，电感电流下降；利用与电感元件输出端连接的续流二极管续流以保护开关器件。

实施例二

参看图2所示，本发明实施例提供的功率因数校正变换器，包括：输入电压采样电路(图中未示出)、输出电压采样电路、控制器(图中以单片机表示)、开关驱动电路及开关器件S1(图中具体为MOS管)，所述输入电压采样电路与输出电压采样电路输出端分别与所述控制器连接，所述控制器与所述开关驱动电路连接，所述开关驱动电路与所述开关器件连接，所述控制器包括数字PID控制单元(比例积分微分控制单元，英文：Proportional-integral-derivative controlunit：根据给定值和实际输出值构成控制偏差，将偏差按比例、积分和微分通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。)及脉宽调制单元(即图2中的导通时间T_ON调制)；

本发明实施例提供的功率因数校正变换器，由一个包括数字PID控制单元的控制器完成电压型数字控制，误差电压来自参考电压V_REF和输出电压V_OUT的一部分的差，经过导通时间的数字补偿环节后输出一个稳定的导通时间。在电网输入电压一个周期内，该导通时间可以认为是固定的。其工作在准谐振工作模式下，输入电流跟随输入电压变化，功率因数接近1。在一定程度上提高功率因素及改善电流波形畸变，且由于可以省去模拟装置的成本，因此可以在一定程度上降低成本，即本方案成本较低。

参看图2所示，所述变换器交流电源输出端还包括整流桥电路，交流电经过整流桥电路后转换成直流电流，一路流入电感元件L1，另一路流入输入电容C1。由于整流桥电路一般广泛用于开关电源、变换器中，就不再对其具体赘述。

所述控制器可以为单片机，用户根据具体的控制需要，可以按下控制面板上的启动按钮，控制器如果根据采样的电压信号，判断接收到的是高电平信号，则确定有变换器启动指令。

为了继续参看图2所示，所述开关器件S1连接有电感元件L1；

所述数字PID控制单元，还用于在所述获取变换器输入电压之前，根据开关器件S1临界导通工作模式占空比控制开关器件S1导通与关断，以使所述电感元件L1与开关器件S1寄生电容组成的LC振荡电路产生谐振；

所述数字PID控制单元，还用于基于所述输入电压与开关器件S1临界导通工作模式下的固定导通时间计算得到流过电感元件L1的理论平均电流；

所述变换器还包括第一电流采样电路，所述第一电流采样电路用于采样一个周期内流过电感元件L1的实际平均电流；

所述控制器还包括存储单元，所述存储单元用于将所述导通时间补偿数据存储。

本实施例中，具体的计算导通时间补偿数据的方法与实施例一中可以相同，相互之间可以参看，在此就不再赘述。

所述数字PID控制单元，用于根据得到的所述所述输入电压、输入电容的容值及电感元件的电感量计算得到改善功率因素所需的一组开关器件的导通时间补偿数据；

所述存储单元，还用于将所述开关器件S1的导通时间补偿数据存储。

本实施例中，导通时间数据的计算也可以参看实施例一的描述，在此就不再赘述。

在本发明的一些实施例中，所述数字PID控制单元，具体用于基于获取的变换器输出电压，计算开关器件的导通时间数据；基于获取的变换器输入电压，查询存储的开关器件的导通时间补偿数据，确定导通时间补偿值；基于确定的所述导通时间数据及导通时间补偿值确定出第一目标导通时间。

本实施例中，设定的第一目标导通时间结束，关断开关元件。开关元件导通时间内，电感电流上升，电感储能。开关元件关断后，电感电流下降，续流二极管D5续流。当电感电流下降到零后，开关元件漏源电压(V_DS)开始谐振，如图3所示，其中，T_ON为导通时间，T_OFF为关断时间，I_PK为一个周期内电感元件的峰值电流，T_R为谐振时间，I_PK′为导通时间补偿后一个周期内电感元件的峰值电流。

在又一些实施例中，所述开关器件漏源两端连接有准谐振谷值检测电路，所述准谐振谷值检测电路，用于在电感电流下降到零后，开关元件漏源电压开始谐振后，用于检测开关元件的谐振信号，在检测到开关元件谐振信号在漏源电压的最小值时，开关驱动电路驱动开关元件再次导通。

所述准谐振谷值检测电路主要由C2和C3组成，并从二者之间的节点上引出连接至开关驱动电路的输入端，在检测到谐振信号，并经过适当延时后，开关元件在漏源电压的最小值，即谷值时，再次导通，可有效降低开关损耗。

本发明采用电感平均电流测试法，对断续导通模式DCM停滞时间段造成的电流波形畸变THD损失进行数字补偿，在不增加额外的模拟电路下，可有效降低准谐振工作模式的Boost PFC的输入电流谐波畸变率。

本发明采用数字控制方案，利用数据表补偿固定导通时间，可以同时提高PF、降低THD。进一步地，采用电感平均电流测试法，对断续工作模式DCM停滞时间段造成的THD损失进行导通时间数字补偿，在不增加额外的模拟电路下，可有效降低准谐振工作模式的BoostPFC的输入电流谐波畸变率。再进一步地，采用数字控制方案对流经输入电容的无功电流进行折算补偿，可对输入电压与电流之间的相移进行校正，使电压与电流相位相同(也可参看图6)，在不增加额外的模拟电路下，能够实现变换器的高功率因数指标。

对于本发明提供的功率因素校正变换器的各实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，其技术方案与技术效果基本相同，相关之处请参见实施例一的部分说明即可。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同或相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。

为了描述的方便，描述以上继电器控制系统是以功能分为各种功能单元/电路/模块分别描述。当然，在实施本发明时可以把各单元/模块的功能在同一个或多个软件和/或硬件中实现。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质还可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random AccessMemory，RAM)等。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种功率因数校正变换器的准谐振控制方法，其特征在于，所述方法包括：

获取变换器输入电压，检测是否有变换器启动指令输入；

根据所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关器件，控制所述开关器件当前的导通时间为所述第一目标导通时间；

在所述获取变换器输入电压之前，所述方法包括：根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件导通与关断，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振；

采样一个周期内流过电感元件的实际平均电流；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件开关，电感元件与开关器件寄生电容产生谐振之后，所述方法还包括：

将所述开关器件的导通时间补偿数据存储。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：获取变换器的输出电压；

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：在所述开关器件处于所述第一目标导通时间内，电感电流上升，电感储能；

5.一种功率因数校正变换器，其特征在于，包括：输入电压采样电路、输出电压采样电路、控制器、开关驱动电路及开关器件，所述输入电压采样电路与输出电压采样电路输出端分别与所述控制器连接，所述控制器与所述开关驱动电路连接，所述开关驱动电路与所述开关器件连接，所述控制器包括数字PID控制单元及脉宽调制单元；

所述输出电压采样电路，用于对所述变换器输出电压进行采样，并发送至所述控制器的数字PID控制单元；

所述脉宽调制单元，用于基于所述第一目标导通时间，发送脉宽调制信号给所述开关驱动电路，以使所述开关驱动电路根据所述脉宽调制信号驱动控制所述开关器件导通与关断；

所述开关器件连接有电感元件；

所述数字PID控制单元，还用于在获取所述变换器输入电压之前，根据开关器件临界导通工作模式占空比控制开关器件导通与关断，以使所述电感元件与开关器件寄生电容产生谐振；

6.根据权利要求5所述的功率因数校正变换器，其特征在于，

所述数字PID控制单元，用于根据得到的所述输入电压、输入电容的容值及电感元件的电感量计算得到改善功率因素所需的一组开关器件的导通时间补偿数据；

7.根据权利要求5或6所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述数字PID控制单元，具体用于基于获取的变换器输出电压，计算开关器件的导通时间数据；

8.根据权利要求5所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述电感元件，还用于在所述开关器件处于所述第一目标导通时间内，电感电流上升过程中进行储能；

所述变换器还包括与电感元件输出端连接的续流二极管，所述续流二极管，用于在开关器件关断时，对所述电感元件的线圈进行续流，保护开关器件。

9.根据权利要求8所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述开关器件漏源两端连接有准谐振谷值检测电路，所述准谐振谷值检测电路，用于在电感电流下降到零后，开关元件漏源电压开始谐振后，用于检测开关元件的谐振信号，在检测到开关元件谐振信号在漏源电压的最小值时，开关驱动电路驱动开关元件再次导通。