JPS5925578A - Ｄｃ−ｄｃ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は直流電力をスイッチングしてトランスの１次
巻線へ供給し、そのトランスの２次巻線の出力を整流平
滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣ変換回路に関し、特に
入出力間を高インピーダンスで分離し、しかも同相モー
ドスイッチング雑音の発生が少ない回路に係わる。

く背　景〉 この種のＤＣ−ＤＣ変換回路は例えばディジクル加入者
線伝送方式における加入者宅内側に設置されるディジタ
ル回線終端装置の電源として用いられる。即ち第１図に
示すように、加入者宅内側に設置されるディジタル回線
終端装置１１は一般に局からの遠方給電によって動作す
るように構成され、ディジタル回線終端装置１１に接続
された平衡形ケーブルの加入者約１２上にはディジタル
信号と給電直流電流とが重畳されている。加入者線１２
の他端は図に示してないが局内に引込まれ、局内側のデ
ィジタル回線終端装置に接続される。

加入者線１２上のディジタル信号は装置１１との接続点
１３：　トランス１４を介してパルス伝送回路１５に入
力される。パルス伝送回路１５は等化増幅回路、パルス
送信回路などから構成される。

加入者線１２上の給電直流電流は接続点１３、電力分離
フィルタ１６ａ、１６ｂを介してＤＣ−ＤＣＣ変換回路
１７ニ１ れ、これら１次側ｉｓａ，ｉｓｂ間には例えば直流電圧
３０Ｖが印加される。ＤＣ−ＤＣ変換回路１７ではＤＣ
−ＤＣ変換を行い、ＤＣ−ＤＣＣ変換回路１７０久 直流電圧５ｖを発生する。ディジタル回線終端装置１１
の主狭部あるいは全体は、ＤＣ−ＤＣ俊換回路１７の２
次側１９ａ，１９ｂの出力によって動作する。接続点１
３及びフィルタ１６ａ，１６ｂの接続点とトランス１４
との間に挿入された直流阻止コンデンサ２１はトランス
１４に給電直流電流を流さないために設けている。電力
分離フィルタ１６ａ．１６ｂは、直流低インピーダンス
、交流高インピーダンスとなるように例えばコイルで構
成されている。これは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１７の１次
側１８ａ，１８ｂ間の交流インビータ゛ンスが低いだめ
、ディジタル信号を短絡することを避けるためである。

さて、以上の構成のディジタル回線終端装置１１の電源
であるＤＣ−ＤＣ変換回路１７に、従来構成の１）Ｃ−
ＤＣ変換回路を適用する場合、以下の欠点が生じる。

（ａｌ　　Ｄ　Ｃ　−　Ｄ　Ｃ変換回路１７０１次側と
２次側との間、すなわち１次側１８ａ及び２次側１９ａ
間、あるいは１次側１８ｂ及び２次側１９ｂ間、にＤＣ
−ＤＣ変換回路１７のスイッチングにともなうスイッチ
ング雑音Ｖいいわゆる同相モードスイッチング雑音が発
生する。この同相モードスイッチング雑音は、加入者線
１２及びディジタル回線終端装置１１などによって決る
不平衡減衰量に応じて差動モード雑音に変換され、トラ
ンス１４の２次側２２ａ　、２２ｂ間にｍｂ込み、ディ
ジタル信号の符号誤シの原因となる。このため同相モー
ドスイッチング雑音の発生を充分に小さくする必要があ
るが、従来のＤＣ−ＤＣ変換回路ではこれを満足させる
ことができなかった。

（ｂｌ　　加入者線１２上には、アナログ電話回線から
のインパルス性雑音等の各種縦雑音が誘導され、ディジ
タル信号の符号誤シの原因となるため、ディジタル回線
終端装置１１の不平衡減衰量は充分に高くする必要があ
る。前記（ａ）項に記載した欠点を除去するため、第２
図に示すようにＤＣ−ＤＣ変換回路１７のスイッチング
周波数で充分に低インピーダンスの外付コンデンサ２３
を、１次側１８ａ及び２次側１９ａ間（あるいは１次側
１８ｂ及び２次側１９ｂ間）に接続することにより前記
同相モードスイッチングゝ雑音を抑圧しているものがあ
る。しかし、と−のような構成とし、かつＤＣ−ＤＣ変
換回路１７の２次側１９１Ｌあるいは１９ｂを低インピ
ーダンスでアースに接続する場合、電力分離フィルタ１
６ａ（あるいは１６ｂ）用のコイルと外付コンデンサ２
３とから縦回路に共振点を形成し、この共振点において
ディジクル回線終端回路１１の不平衡減衰量が極度に劣
化し符号誤シを生じる。このため、前記共振点をパルス
伝送帯帯域よシ充分に高い周波数とする必要があシ、こ
れには外付コンデンサ２３を除去し、ＤＣ−ＤＣ変換回
路１７の１次側１８ａ，１８ｂと２次側１９ａ　、１９
ｂとをトランス１４のストレー答量程度の高インピーダ
ンスで分離することが必要である。しかし、このように
すると従来の回路構成では前記（ａ）項に記載した欠点
が生じる。

以下これらの点について更に詳細に説明する。

第３図に従来のＤＣ−ＤＣ変換回路の基本構成を示す。

直流電源２４から１次側１８ａ　、１８ｂを通じて入力
された直流入力電圧Ｅ１はスイッチ素子２５のオン／オ
フの繰返し動作（以下スイッチングと呼ぶ）により交番
電圧（以下スイッチング電圧と呼ぶ）に変換され、トラ
ンス２６の１次巻線２７の両端２９．３１間にはスイッ
チング電圧ｅｌが生じる。このためトランス２６の２次
巻線２８の両端３２．３３間にはスイッチング電圧ｅ２
が誘起される。このスイッチング電圧ｅ！はダイオード
３４で半波整流され、出力コンデンサ３５で平滑され、
直流出力電圧Ｅ２が得られ、この献出力は２次側１９ａ
、１９ｂを通じて負荷３６へ供給される。なお１次巻線
２７０両端２９．３１間に誘起されるスイッチング電圧
ｅ１と２次巻線２８の両端３２．３３間に誘起されるス
イッチング電圧ｅｇとの比は１次巻線２７と２次巻線２
８との巻線比によシ定まる。直流電源２６の両端間に入
力コンデンサ３７が接続され、またスイッチ素子２５は
例えばトランジスタであって、このトランジスタ２５は
１次巻紐２７と直列に挿入され、トランジスタ２５のベ
ース−エミッタ間に駆動回路２８が接続されている。

この第３図に示した従来のＤＣ−ＤＣ変換回路では１次
側−２次側間、すなわち１次側１８ａ１２次側１９ａ間
に大きなスイッチング電圧が発生する欠点があった。こ
れを同相モードスイッチング雑音と呼び、以下第４図を
用いて説明する。第４図は第３図に示したＤＣ−ＤＣ変
換回路において、同相モードスイッチング雑音の発生機
構を交流成分に着目して示したものである。第４図中の
記号は第３図に順じ、ｅｌ、ｅ２．ｖｔ及びｖ２は任意
の時点での各端子間のスイッチング電圧を、また矢印は
各電圧極性の相互関係を示す。スイッチｆ子２５と電源
２４との接続点を１次側１８ｂ、ダイオード３４と出力
コンデンサ４１との接続点を２次０１ｌｌ　１９　ｂと
している。巻線端２９．３２間のコンデンサ４２、巻線
端３１，３３１’ｔＪｊのコンデンサ４３はそれぞれ１
次巻線２７と２次巻線２８との間に分布するストレー容
量を集中定数回路で表わしたものである。スイッチ素子
２５．１次巻線２７、入力コンデンサ３７よシなる閉回
路を閉路■と名付け、１次巻線２７．２次巻線２８、コ
ンデンサ４２．４３よシなる閉回路を閉路■と、２次巻
ｍ２８、ダイオード３４、出力コンデンサ３５よシなる
閉回路を閉路Ｉとそれぞれ呼ぶ。

第４図において、まず閉路Ｉに着目する。入力コンデン
サ３７はスイッチング周波数成分に対しては短絡（充分
に低インビータ゛ンス）であるからその両端にはスイッ
チング電圧は発生しない。従ってキルヒホッフの電圧側
からスイッチ素子２５の両端には１次巻線２７の両端２
９．３１間に誘起されるスイッチング電圧ｅ１に等しい
振幅のスイッチング電圧が逆位相で発生する。次に閉路
■に着目する。出力コンデンサ３５はスイッチング周波
数成分に対しては短絡であるから、その両端にはスイッ
チング電圧は発生しない。したがってキルヒホッフの電
圧側からダイオード３４０両端には２次巻線２８０両端
３２．３３間に誘起されるスイッチング電圧ｅ２に等し
い振幅のスイッチング電圧が逆位相で発生する。

次に閉路…に着目する。通常コンデンサ４２゜４３の容
量値はともに小さく、スイッチング周波数を含む高周波
域に亘シ充分に高いインピーダンスとなる。さて閉路Ｂ
において、コンデンサ４２．４３の両端に発生するスイ
ッチング電ミを各々Ｖｌ、Ｖｌとすると、キルヒホッフ
の電圧側からｖ　ｓ　＋Ｖ　２＝ｅ　１−ｅ　２となる
関係を満たす。また電圧ｖ１とｖ２の比は各々のコンデ
ンサ４２．４３の容量値に反比例する。コンデンサ４２
の両端に発生するスイッチング電圧ｖＩＦｉ、同相モー
ドスイッチング雑音である。以下閉路■部分の拡大図で
ある第５図を用いて説明する。第５図中の記号は第４図
に順する。各々コンデンサ４２．４３の容量値をＣＩ　
、（，１とする。第５図から同相モードスイッチング雑
音の振幅値ｖ１は となシ、１次巻線２７の両端に生じるスイッチング電圧
ｅｌと、２次巻線２８の両端に誘起されるスイッチング
電圧ｅ２との双方の影響から発生する。

通常のＤＣ−ＤＣ変換回路においては４１１’Ｅｊｅｇ
である。コノ７’ｃメ１　次ＩＴｔｌｌ　８　ａ　、　
１８　ｂ、　　２＆側１９ａ＋１９ｂ間を高インピーダ
ンスで分離し、かつ同相モードスイッチング雑音の発生
を少なくするためにはコンデンサ４３の容量値ｃ２をコ
ンデンサ４２の容量値ＣＩに対して充分に小さくする必
要がある。しかし、コンデンサ４３の容量値Ｃｚはトラ
ンスの１次巻線２７．２次巻線２８及びコアの形状によ
って定まシ、容量値ｃ２はあまシ小さくできない。一方
コンデンサ４２の容量値Ｃｓを大きくすると（例えばコ
ンデンサ外付にょシ）、同相モードスイッチング雑音は
小さくなるが、１次側１８ａ、１８ｂ−２次側１９ａ　
、１９ｂ間が低インピーダンスとなる。以上から１次側
１８ａ、１８ｂ−２次（１１１１１９ａ、Ｉｇｂ間を高
インピーダンスで分離し、かつ同相モードスイッチング
雑音を低減化させることは従来技術は困難であった。−
例として第３図に示した構成で直流入力電圧Ｅｔ＝３０
Ｖ。

直流出力電圧Ｅ　！！　＝　５　Ｖ　％出力電力１専程
度のＤＣ−ＤＣ変換回路においては、同相モードスイッ
チング雑音はリップル成分で約１０Ｖｐｐ程度生じる。

但し、−１次、２次巻線の構成によシこの伴廿値は微妙
に異なってくる。

〈発明の概要〉 この発明の目的は直流及びスイッチング周波数を含む高
周波域に亘り１次側−２次側間を渦インピーダンスで分
離し、しかも同相モードスイッチング雑音の発生が少な
いＤＣ−ＤＣ変換回路を提供することにある。

この発明によれば１次巻線と２次巻線との間に静寛遮へ
い層が配され、との靜を遮へい層は１次巻線の静止端に
接続され、かつ２次巻線の中点からみて、２次巻線の一
方の側に静電遮へい層に対して誘起される電圧と、１次
巻線の他方の側に静電遮へい層に対しで誘起される電圧
が互いに逆極性となる打消手段が設けられる。

く第１実施例〉 第６図はこの発明の第１実施例を示す。この実施例では
２次巻線２８はその中点が開放されて２次巻線２８ａ　
、２８ｂとされ、その開放端４４゜４５間に半波整流用
のターイオード３４が接続されて打消手段が構成される
。まだ１次巻線２７と２次巻線２８ａ、２８ｂとの間に
静電遮へい層４６が介在され、この静電遮へい層４６は
１次巻線２７の又流的な零電位点（以下静止端と呼ぶ）
である１次側１８ａに接続している。１次側１８ｂも静
止端であシ、静電遮へい層４６を１次側１９ｂに接続し
ても効果は同一である。その他の記号は第３図に順する
。このような構造をしているから以下に説明するように
１次側１８ａ−２次側１９ａ間に発生するスイッチング
電圧、すなわち同相モードスイッチング雑音を低減化す
る作用がある。

第３図に示した従来のＤＣ−ＤＣ変換回路の場合、同相
モードスイッチング雑音は、式（１）から１次巻線２７
の両端に生じるスイッチング電圧ｅｌと２次巻線２８の
両端に誘起されるスイッチング笥１圧ｅ２との双方の影
響により発生する。しかし、第６図に示した実施例では
中１次巻１ｉｉ１２７−２次巻線２３ａ＋２８ｂ間に静
電遮へい層４６が設けられ、かつこれが１次巻線２７の
静止端である１次側１８ａに接続されているととによシ
、１次巻線２７の両端に生じるスイッチング電圧ｅ１が
１次１μｌ　１８　ａ　−２次側１９ａ間の電圧（同相
モードスイッチング雑音）として発生しない。（１１）
また、半波整流用ダイオード３４が２次巻ａ２８の中点
に挿入接続されていることにより、静電遮へい層４６と
２次巻１ｔＭ２８ａとの間のスイッチング電圧の電位分
布と、静電遮へい層４６と２次巻Ｍ２８ｂとの間のスイ
ッチング電圧の電位分布とが逆極性となシ互いに打ち消
し合って２次巻線２８　ａ　、２８ｂ１８ａ−２次側１
９ａ間の電圧（同相モードスイッチング雑音）として発
生しない。

これらの点につき第７図を用いて更に詳細に説明する。

ホ７図は嶋６図に示したＤＣ−ＤＣ変換回路において同
相モードスイッチング雑音の低減化作用を交流成分に着
目して示したものである。

第７図中の記号は第５図に順じ、ｅｌ、ｅ２及びｖｌは
任意の時点での各端子間のスイッチング電圧をまだ矢印
は各血圧極性の相互関係を示す。コンデンサ４７．４８
は２次巻線２８ａと静電遮へい層４６との間に分布する
ストレー容量を集中定数回路で表わし、コンデンサ４７
．４８はそれぞれ２次巻線２８ａの両端３２　、４．４
と静電遮へい層４６との間に接続し７である。コンデン
サ４９．５１は２次巻線２８ｂと靜電遮−＼い層４６と
の間に分布するストレー容量を集中定数回路で表わし、
コンデンサ４９．５１はそれぞれ２次巻線２８ｂの両端
４５．３３と靜％遮へい層４６との間に接続される。コ
ンデンサ５２．５３は１次巻線２７と静電遮へい層４６
との間に分布するストレー容量を集中定数回路で表わし
、コンデンサ５２．５３は１次巻１１ｉ１２７の両端２
９．３１と静′に遮へい層４６との間に接続される。コ
ンデンサ３７．１次巻線２７、スイッチ素子２５の閉回
路を閉路Ｉとし、１次巻線２７、コンデンサ５２，５３
、静電遮へい層４６の閉回路を閉路■とし、２次巻線２
８ａ１コンデンサ４７．４８、静電遮へい層４６の閉回
路を閉路■とし、ダイオード３４、コンデンサ４８．４
９、靜％、遮へい層４６の閉回路を閉路■とし、２次巻
線２８ｂ１コンデンサ４９，５１、静電遮へい層４６の
閉回路を閉路■とし、２次巻線２８ａ、２８ｂ、ダイオ
ード３４、コンデンサ４７，５１、静電遮へい膚４６の
閉回路を閉路■とし、２次巻線２８ａ、２８ｂ、ダイオ
ード３４、出力コンデンサ３５の閉回路を閉路蓋とする
。

最初に上記＋＋＋項を説明する。第７図において、まず
閉路■に着目する。入力コンデンサ３７はスイッチング
周波数成分に対しては短絡（充分に低インピーダンス）
であるから、その両端にはスイッチング電圧は発生しな
い。従ってキルヒホッフの電圧期からスイッチ素子２５
０両端には１次巻線２７の両端２９．３１間に誘起され
るスイッチング電圧ｅ１に等しい振幅のスイッチング電
圧が逆位相で発生する。次に閉路■に着目する。コンデ
ンサ５２の両端は静電遮へい層４６によシ短絡されてい
るからスイッチング電圧は発生しない。したがって、閉
路■におけるキルヒホッフの電圧期からコンデンサ５３
の両端には１次巻線２７の両端２９．３１間に生じるス
イッチング′醜圧ｅｌに等しい振幅のスイッチング’ｉ
：ｆ、圧が逆位相で発生する。

以上から１次側に発生するスイッチング電圧ｅｌは静電
遮へい層４６によ９１次側のみに閉じ１次側１８ａ−２
次側１９ａ間の電圧には影響を及ぼさないことが説明さ
れた。

次に前記（１１）項について説明する。第７図において
閉路■に着目する。出力コンデンサ３５はスイッチング
周波数成分に対しては短絡であるから、その両端にはス
イッチング電圧は発生しない。２次巻線２８は中点４４
．４５にて２分割されているから、２次巻線２８ａの両
端３２．４４間と２次巻線２８ｂの両端３３．４５間と
には、等しい振幅のスイッチング電圧−が同位相で誘起
される。と＼で閉路■におけるキルヒホッフの霜、圧刻
からダイオード３４の両端には２次巻線２８ａの両端３
２．４４間、２次巻線２８ｂの両端４５゜３３間にそれ
ぞれ誘起されるスイッチング電圧の和ｅ２に等しい振幅
のスイッチング電圧が逆位相で発生する。

次に閉路■、■及び■に着目する。通常コンデンサ４７
，４８．４９及び５１の容量値はともに小さく、スイッ
チング周波数を含む高周波域に亘シ充分に高インピーダ
ンスとなる。また、通常２次巻線２８ａ　、２８ｂとそ
の一端３２．４５を同一側としてバイファイン巻きにす
ることによシ、静を遮へい層４６−巻線端３２間と、靜
Ｘｉへい１皆４６−巻線端４５間との物理的な位置関係
は等しくなる。このため、コンデンサ４７とコンデンサ
４９の容量値は概ね等しく、これをＣ８とする。

同様に静電遮へい層４６−巻線端４４間と静電遮へい層
４６−巻線点３３間との物理的な位置関係は等しい。こ
のためコンデンサ４８とコンデンサ５１の容量値は概ね
等しく、これをＣ４とする。

ζ＼で閉路■に着目する。コンデンサ４７の両端にスイ
ッチング電圧Ｍｌが発生したとする。先に述べた２次巻
線２８ａ　、２８ｂの電圧とダイオード３４の電圧とは
等しく逆位相であるから、キルヒホッフの電圧期から、
コンデンサ５１の両端にはコンデンサ４７０両端に発生
するスイッチング電圧Ｖｌに等しい振幅のスイッチング
電圧が逆位相で発生する。このスイッチング電圧ｖｌは
同相モードスイッチング電圧である。次に第８図を用い
て説明する。第８図は紀７図中の閉路■、■及び■部分
を抽象したものであり、記号は第７図に順する。コンデ
ンサ４７．４９の容量値をＣＢ、コンデンサ４８．５１
の容量値をＣ４とする。第８図の閉路Ｖ、Ｖｌ及び■に
ついてそれぞれ閉路方程式を解く　と、 となる。式（２）から同相モードスイッチング雑音はコ
ンデンサ４７．４９の容量値Ｃ８とコンデンサ４８．５
１０容量値Ｃ４との差が小さい程、低減化される。さて
、第６図において、静電押へい層４６−巻線端３２（あ
るいは４５）間のストレー在世と靜を遮へい層４６−巻
線端４４（あるいは３３）間のストレー容量を等しくす
る技術は比較的容易であシ、静電遮へい層４６に対する
巻線端３２（あるいは４５）の物理的位置と、静１！遮
へい層４６−巻線端４４（あるいは３３）との物理的位
置を対称とすればよい。例えば２次巻線２８ａ、２８ｂ
を静電遮へい層４６に対して１層巻きとなるように構成
すれば良い。すなわち、第８図においてコンデンサ４７
（あるいはコンデンサ４９）の容量値Ｃｓと、コンデン
サ４８（あるいはコンデンサ５１）の’Ｍｋ値Ｃ４とを
概ね等しくする技術は既知である。以上から半波整流用
のダイオード３４を２次巻線２８の中点に押入接続する
ことにより、２次巻線２８ａ、２８ｂの両端に誘起され
るスイッチ電圧に及ｔ１す影響を低減化させ得ることを
説明できた。

以上、第６図に示した構成によシ直流及びスイッチング
周波数を含む高周波域に亘９１次側１８ａ、１８ｂ−２
次Ｑｉ１１９　ａ　、　１９　ｂ間を高インピータ゛ン
スで分離し、かつ同相モードスイッチング雑音の発生が
少ないＤＣ−ＤＣ変換回路を提供し得る。

く第２実施例〉 第９図はこの発明の第２実施例を系し、半波整流用のダ
イオード３４ａ、３４ｂが２次巻線２８の両端にそれぞ
れ直列に接続される。ダイオード３４ａ、３４ｂの他端
は出力コンデンサ３５の両端に接続される。１次巻線２
７と２次巻線２８との間に静′に遮へいＪｖｉ４６が介
在される。この静電遮へい層４６は１次巻線２７の交流
的なＯ電位点（以下静止端と呼ぶ）である巻線端２９に
接続している。１次４ＪＩ：＋　ｉ　ｓ　ｂも静止端で
あり、静電遮へい層４６を１次側１８ｂに接続しても効
果は同一である。その他の記号は第３図に順する。この
ような構造をしているから以下に述べるように１次側１
８ａ、２次側１９ａ間に発生するスイッチング電圧、即
ち同相モードスイッチング雑音を低減化する作用がある
。第９図に示した構成によれば（１）１次巻線２７−２
次巻ｌｆＭ２８間に静電遮へい層４６が設けられ、かつ
これは１次巻線２７の静止端である巻線端２９に接続さ
れていることにより１次巻線２７の両端に生じるスイッ
チング電圧ｅ１が１次側１８ａ、２次ＩＩＩ　１９　ａ
間の電圧（同相モードスイッチング雑音）として発生し
ない。（１１）半波整流用のダイオード３４ａ、３４ｂ
が２次巻線２８の両端にそれぞれ接続され、静電辿へい
層４６−巻線端３２（あるいは３３）間に発生するスイ
ッチング電圧とダイオード３４ｂ（あふいはダイオード
３４ａ）の両端である巻線端３２（あるいは３３）−２
次側１９ａ（あるいは１９ｂ）間に発生するスイッチン
グ電圧とが逆極性となシ、互いに打ち消し合うことによ
り、２次巻線２８の両端に生じるスイッチング電圧ｅ２
が１次側１８ａ−２次側１９ａ間の電圧（同相モードス
イッチング雑音）として、発生しない。

これらについて第１０図を用いて詳細に説明する。絹１
０図は第９図に示したＤＣ−ＤＣ変換回路において同相
モードスイッチング雑音の低減化作用を交流成分に着目
して示しだものである。第１０図中の記号は第９図に順
し、ｅｌ、ｅｌ、’Ｖｌ及びｖ２は任意の時点での各端
子間のスイッチング電圧を、また矢印は各電圧極性の相
互関係を示す。

また第１０図において第７図と対応する部分には同一符
号を付けてあυ、閉路１．ＩＶは第７図の場合と同一と
なり、閉路■は２次巻線２８、コンデンサ４７，５１、
静電遮へい層４６で構成され、閉路Ｉは２次巻線２８、
ダイオード３４　ａ　、３４ｂコンデンサ３５で構成さ
れる。最初に前記（１項を説明する。第１０図において
、まず閉路Ｉに着目する。入力コンデンサ３７Ｖｉスイ
ッチング周波数成分に対しては短絡（充分に低インピー
ダンス）であるから、その両端にはスイッチングπＬ圧
は発生しない。従ってキルヒホッフの電圧側からスイッ
チ素子２５の両端には１次巻線２７の両端２９．３１間
に誘起されるスイッチング電圧ｅ１に等しい振幅のスイ
ッチング繁：圧が逆位相で発生する。

次に閉路■に着目する。コンデンサ５２．５３は１次巻
線２７と静電遮へい層４６との間に分布するストレー客
員を集中定数回路で表わしだものである。コンデンサ５
２は巻線端２９と静電遮へい層４６との間に接続され、
コンデンサ５３は巻線端３１と靜電維へい層４Ｇとの間
に接続される。

こ＼でコンデンサ５２の両端は静電嬢へい層４６によシ
短絡されているからスイッチング電圧は発生し力い。し
たがって閉路■におけるキルヒホッフの°電圧側からコ
ンデンサ５３の両端には、１次巻線２７の両端２９．３
１間に生じるスイッチング電圧ｅ１に等しい（辰幅のス
イッチング電圧が逆位相で発生する。以上から１次側に
発生するスイッチング１ｉ圧ｅ１は静電遮へい層４６に
よ９１次側のみに閉口、１次側１８ａ−２次側１９ａ間
の巾１圧には影響を及はさない。

次に前記（ＩＩ）項について説明する。犯１０図におい
て閉路■に着目する。出力コンデンサ３５はスイッチン
グ周波数成分に対しては短絡であるからその両端にはス
イッチング電圧は発生しない。また２次巻線２８の両端
３２　、３’３間には、スイッチング電圧ｅ２が誘起さ
れている。こ＼で閉路Ｉにおけるキルヒホッフの電圧側
から、ダイオード３４ａ、３４ｂの両端には２次巻線２
８の両端３２゜３３間に誘起されるスイッチング電圧ｅ
２とは逆位相のスイッチング電圧が、振幅が２分割され
て発生する。こ＼でダイオード特性のばらつきを考えて
、ダイオード３４ａ、３４ｂの両端に発生するスイッチ
ング電圧の振幅を各々−＋△、−−△２ とする。

次に閉路■に着目する。コンデンサ４７．５１は静電遮
へい層４６と２次巻線２８との間に分布するストレー容
鈑を集中定数回路で表わしたものであり、コンデンサ４
７は静電遮へい層４７と巻線端３２との間に接続され、
コンデンサ５１は静電達へい層４６と巻線端３３との間
に接続される。

通常、このコンデンサ４７．５１の容量値はともに小さ
く、スイッチング周波数を含む高周波域に亘り充分に高
インピーダンスとなる。さて、コンデンサ４７．５１の
両端に発生するスイッチング電圧を各々Ｖ１．Ｖ２とす
ると、閉路）′ｍにおけるキルヒホッフの電圧側から、
’　ｖ　１−１”ｖ　ｚ＝ｅ　２　（！：々ル旧係を満
たす。以下Ｗｊ路■部分の拡大図である第１１図を用い
て説明する。第１１図中の記月Ｖユ第１０図に順する。

各々コンデンサ４７．５１の容量値をそれぞれＣＩ、Ｃ
４とする。第１１　［Ｚ＋の閉路■について閉路方程式
を解くと、 ４ ｙ　１　：＝　−ｅ　２　　　　　　　　　　ｆ５）Ｃ
ｓ＋Ｃ＜ となる。さて、再び第１０図に戻って説明する。

同相モードスイッチング電圧は１次側１８ａ−２次側１
９８間に生じるスイッチング電圧であり、これをｖｉと
記すと第１０図から、 Ｖａ＝Ｖ１−（７−△）（６） 式（６）に式（５）を代入し、 となる。式（７）において△の値は充分に小さく同相モ
ードスイッチング雑音は、コンデンサ１５の容眉：値Ｃ
８とコンデンサ５１の容量値Ｃ４との差が小さい程低減
化される。さて、第９図において、静電辿へい層４６−
巻線端３２間のストレー容量と静電遮へい層４６−巻線
端３３間のストレー各類を等しくする技術は比較的容易
であυ、静電辿へい層４６に対する巻線端３２の物理的
位置と、静電遮へい層４６に対する巻線端３３の物理的
位置を対称とすればよい。例えば２次巻線２８を静電遮
へい層４６に対して１層巻きとなるように構成すれば良
い。すなわち、第１１図においでコンデンサ４７の容量
値Ｃ８とコンデンサ５１の容量値Ｃ４とを概ね等しくす
る技術は既知である。以上から半波整流用のダイオード
３４ａ　、３４ｂを２次巻線２の両端にそれぞれ接続す
ることによυ、２次巻線２８の両端に銹起されるスイッ
チング電圧ｅ２が１次側１８ａ−２次側１９ａ間の電圧
に及ぼす影＃を低減化させ得ることを説明できた。

以上、第９図の構成によシ直流及びスイッチング周波数
を含む高周波域に亘９１次側１８　ａ　、１８ｂ−２次
側１９ａ　、１９ｂ間を高インピーダンスで分離ｔ／、
かつ同相モードスイッチング雑音の発生が少ないＤＣ−
ＤＣ変換回路を提供できる。

第６図及び第９図において２次側が多出力で２次巻線を
複数個有するＤＣ−１）Ｃ変換回路とする場合には１次
巻線、複数の２次巻線を順次同軸心上に形成し、２次巻
線相互間にも静を遮へい層を設け、かつこの静電坏へい
層を、１次巻線−２次巻線間の静電遮へい層４６に接続
した構成とすることが、同相モードスイッチング雑音の
発生を少なくする上で有利である。

以上はいわゆる電流伝送形、つまシ第６図及び第９図に
おいて、１次側のスイッチ素子２５がオフの時に、２次
側の半波整流用のダイオード３４．３４ａ、３４ｂが導
通ずる形式のＤＣ−ＤＣ変換回路にこの発明を適用した
が、いわゆる電圧伝送形、つま！ｌ１１次側のスイッチ
素子がオンの時に２次側の半波整流用のダイオードが導
通する形式のＤＣ−ＤＣ変換回路にも、この発明を適用
できる。第６図と対応するこの発明の電圧伝送形のＤＣ
−ＤＣ変換回路を第１２図に示し、第９図と対応するこ
の発明の電圧伝送形のＤＣ−ＤＣ変換回路を第１３図に
示す。これらの場合において腿流用ダイオード３４，３
４ａ、３４ｂが第６図、第９図の場合と逆極性とされ、
その他は同一構成である。

く効　果〉 以上説明したようにこの発明によシ、直流及びスイッチ
ング周波数を含む高周波域に亘シ１次側及び２次側間を
都インピータ゛ンスで分ｇｉｇ　Ｌ　、かつ同相モード
スイッチング雑音の発生が少ないＤＣ−ＤＣ変換回路が
提供できるため、平衡形ケーブルを用いたディジタル加
入者線伝送系において、局からの遠方給電によって動作
する加入者宅内側に設置されるディジタル回線終端装置
用の受電用電源としての適用に利点がある。具体的には
ＤＣ−ＤＣ変換回路の発生するスイッチング雑音のパル
ス伝送系回路への廻シ込みが少なく、ディジタル回線終
端装置と加入者線との高インピーダンス分離が可能であ
る。これによる効果はパルス伝送帯域においてディジタ
ル回線終端装置の高い不平衡減衰量が得られ、加入者線
上に肪尋される大きな縦雑音に対してディジタル信号の
むｊ号誤シを極力抑圧し得ることである。

次に数値例を示す。第６Ｍ及び４１２図に示した構成に
おいて、入力電圧Ｅ１を約９）ｖ１入力端子を約２４ｍ
Ａ、出力電圧Ｅ２を５ｖ±３．５チ、出力電力約５００
ｍＷ１次巻線２７０巻線数を８０Ｍ程度、２次巻線２８
ａ　、２８ｂの巻線数を各８回程度の２線巻き（バイフ
ァイラ巻き）、静電遮へい層４６は銅箔、スイッチ素子
２５はＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＩ流用ダイオード３４ね、シ
ョットキーバリアタイオード、トランス２次巻線２８ａ
、２８ｂは静電遮へい層４６に対して１１＠巻き、スイ
ッチング周波数約７０Ｋ［−１ｚとしたＤＣ−ＤＣ変換
回路において、同相モードスイッチング雑音はリップル
成分で約０．５　ＶｐｐＸ１に力変換効率は約８０％で
めった。なお、スイッチ素子の駆動回路３８は他励形あ
るいは自励形としても、上記同相モードスイッチング雑
音は同一であった。

また、第９図及び第１３図に示した構成においては、２
次＠線２８の巻線数を１６６回程、半波整流用ダイオー
ド３４ａ　、３４ｂをショットキーバリアダイオード、
２次善紐２８は静電遮へい層４６に対して１層巻きとし
ている他は上記と同一とし、同様の結果が得られた。

【図面の簡単な説明】

第１図及び紀２図はそれぞれ加−人者宅内側に設置され
るディジタル回線終端装置の構成を示す図、第３図は従
来の寛流伝送形ＤＣ−ＤＣ変換回路の基本構成を示す接
続図、第４図は第３図のＤＣ−ＤＣ変換回路における同
相モードスイッチング雑音光生機構の説明図　’６Ｑ　
５図は第４図の閉路ｎ部分の拡大図、第６図はこの発明
を電流伝送形１Ｄｃ−ＤＣ変換回路に適用した実施例を
示す接続図、第７図は第６図のＩ）　Ｃ−Ｄ　Ｃ変換回
路における同相モードスイッチング雑音低減化作用の説
明図、第８図は第７図の閉路Ｖ、Ｖｌ、■部分の拡大図
、貴′４９図はこの発明を電流伝送形ＤＣ−ＤＣ変換回
路に適用した他の実施例を示す接続図、＠１０図は第９
図のＤＣ−ＤＣＣ変換回路おける同相モードスイッチン
グ雑音低減化作用の説明図、第１１図は第１０図の閉路
■部分の拡大図、第１２図はとの発明を電圧伝送形ＤＣ
−ＤＣ変換回路に適用した実施例を示す接続図、第１３
図はこの発明を１□、正伝送形ＤＣ−ＤＣ変換回路に適
用した他の実施例を示す接続図である。 ２４：直流電源、２５：スイッチ素子、２６：トランス
、２７：１次巻線、２８：２次巻線、２８ａ　、　２ｓ
ｂ：中点で２分月した２次巻線、３４１３４ａ、３４ｂ
：＃−波波流流用ダイオード、３５：出力コンデンサ、
３６：負荷、３７：入力コンデンサ、３８：スイッチ素
子のｊ屋動回路、４６：静電辿へい層。 牲許出願人　　日本電イぎ電話公社 代理人　草野　卓

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１直流電力をスイッチングしてトランスの１次巻線
   へ供給し、そのトランスの２次巻線の出力を整流平滑し
   て直流出力を得るＤＣ−ＤＣ変換回路において、前記１
   次巻線と２次巻線との間に１その１次巻線の静止端に接
   続された静電遮へい層と、前記２次巻線の中点の一方側
   の部分において前記静電遮へい層に対して誘起される電
   圧と、前記２次巻線の中点の他方側の部分において前記
   静電遮へい層に対して誘起される電圧を、互いに逆極性
   でかつはソ等振幅とする打消手段とを有することを４ｆ
   、徴とするＤＣ−ＤＣ変換回路。 （２）前記打消手段は前記２次巻線がその中点で開放さ
   れ、その開放端子間に前記整流のだめの半波整流用のダ
   イオードが接続されたものであるこ吉を特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣ変換回路。 （３）前記打消手段は前記２次巻線の両端にそれぞれ前
   記整流のだめの第１．第２半波整流用のダイオードが直
   列に接続されているものであることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣ変換回路。