JP3702048B2 - 勾配磁場発生装置及び磁気共鳴映像装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気共鳴映像装置で用いられる勾配磁場発生装置及び磁気共鳴映像装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気共鳴映像装置の技術進歩、特に高速化の進展に伴い、勾配磁場を高速に立ち上げる技術の必要性が高まって来ている。中でも、もっとも高速な勾配磁場の立ち上がりを必要とするのが、ＥＰＩ（Ｅｃｈｏ Ｐｌａｎａｒ Ｉｍａｇｉｎｇ：超高速ＭＲＩ）法であり、従来に比べて強度で２〜３倍、立ち上がり時間で約３〜１０倍の短縮が要求される。
【０００３】
そこで、近年、勾配磁場の立ち上がり（図１８（ｂ））の期間、図１８（ａ）に示すように補助電源（高圧電源）でメイン電源（リニアアンプ）を補助して、急瞬な勾配磁場の立ち上がりを実現する方法が考案された。立ち上がり終了後（図１８（ｃ））には、補助電源による補助を停止し、メイン電源だけで勾配コイルを電流を供給する。この方法では、図１８（ｂ）に示すような台形波形の直線的な立ち上がりが実現される。
【０００４】
この他に、補助電源の代わりに、共振コンデンサを接続し、共振波形で勾配磁場を立ち上げる方法も考案されている。この方法では、正弦波形やスパイラル波形が発生可能である。
【０００５】
ここで、勾配磁場の立ち上げには、図１９（ａ）に示すような一定の傾きで立ち上げるいわゆるコンスタントスルーレート制御と、図１９（ｂ）に示すような様々な目標電流値を一定の時間で立ち上げるコンスタントライズタイム制御がある。コンスタントライズタイム制御は、オブリーク時の計算等が簡単になるという特徴があるが、コンスタントスルーレート制御に比べて、回路構成が複雑になるという欠点がある。即ち、コンスタントスルーレート制御を行うには、印加する補助電圧値（高電圧値）は１種類で良いが、コンスタントライズタイム制御を行うには、目標電流値の相違に応じて、複数種類の補助電圧を使い分けることが必要になる。
【０００６】
従って、図１８のような回路ではコンスタントライズタイム制御は困難であり、図２０のような複数個の補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を装備して、これらを適当に組み合わせて補助電圧を変化させる回路が必要となる。
【０００７】
このようなコンスタントライズタイム制御のために、複数個の補助電源の組み合わせを変えて補助電圧を変化させる場合、次のような幾つかの問題がある。
１）目標電流値を所定の立上がり時間で立ち上げるために必要な補助電圧を発生させるには、入力波形を解析して、補助電源の出力電圧を計算する必要があり、この解析に要する時間分だけメイン電源に対して補助電源の起動タイミングが遅れる。
【０００８】
２）メイン電源の周波数特性が十分でないと、その出力電圧と補助電源の出力電圧との組み合わせに応じて、これら電源へのトリガに対する勾配コイルに流れる電流の応答時間がばらつく。
【０００９】
３）複数の補助電源の組み合わせを切り替えるために複数の半導体スイッチが採用されているが、これら半導体スイッチ個々の特性の差により、上記応答時間のばらつきが助長される。
４）上記半導体スイッチのスイッチングには、数マイクロ秒オーダの過渡応答が生じ、電源がショートする危険性がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、
１）メイン電源と補助電源各々の起動タイミングのずれを解消することができ、２）メイン電源の周波数特性が十分でなくても、その出力電圧と補助電源の出力電圧との組み合わせの変化にかかわらず、これら電源へのトリガに対する勾配コイルに流れる電流の応答時間のばらつきを解消することができ、
３）複数の半導体スイッチの特性の差による上記応答時間のばらつを解消し、 ４）上記半導体スイッチのスイッチングの過渡応答による電源のショートの危険性を回避できる磁気共鳴映像装置用の勾配磁場発生装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、磁気共鳴現象を利用して被検体の情報を得る磁気共鳴映像装置に用いられる勾配磁場発生装置において、勾配磁場を形成するための勾配コイルと、前記勾配コイルを駆動するメイン電源と、前記メイン電源を補助する補助電源と、前記メイン電源から電圧の発生を開始させるための第１の制御信号と、前記補助電源から補助電圧の発生を開始させるための第２の制御信号とを発生する制御信号発生手段と、前記第１の制御信号を遅延する第１の遅延回路と、前記第２の制御信号を遅延する第２の遅延回路とを具備する。
【００１２】
本発明によれば、第１の遅延回路の遅延時間と第２の遅延回路の遅延時間を個別に調整することにより、メイン電源と補助電源それぞれからの勾配コイルへの電圧印加タイミングのずれを解消し、またメイン電源の出力電圧と補助電圧との組み合わせにの変化による勾配コイルに流れる電流の遅れ時間のばらつきを補償して安定したタイミングで電流を流すことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１は本実施形態による勾配磁場発生装置の構成を示すブロック図である。勾配磁場発生装置は、コントローラ８と勾配磁場発生本体９に大別される。
【００１５】
勾配磁場発生本体９は、勾配磁場を発生するための勾配コイル７と、メイン電源５と、補助電源６とを有する。
メイン電源５は、勾配コイル７に対して直列に接続された線形増幅器（リニアアンプ）として設けられる。
【００１６】
補助電源６は、主に勾配コイル７に供給する電流（コイル電流）の立ち上がり及び立ち下がり期間に、その立ち上がり及び立ち下がり時間を高速化するために、メイン電源５を補助して勾配コイル７に補助電圧（高電圧）を印加するために設けられている。
【００１７】
補助電源６でメイン電源５を補助する場合、勾配コイル７には、補助電源６の補助電圧とメイン電源５の出力電圧との加算電圧が印加される。
なお、詳細は後述するが補助電源６は、出力電圧が相違する複数の高圧電源からなり、これら複数の高圧電源のいずれか１つ又は適当に組み合わせることにより補助電圧を段階的に変化させることができるようになっている。
【００１８】
磁気共鳴映像装置（ＭＲＩ）の構成要素の中において所定のパルスシーケンスシーケンスを実行するための中枢であるところのシーケンサとしてのＭＲＩシステムコントローラ１からは、メイン電源５の出力電圧の時間波形（例えば台形波形）を制御するための制御信号Ｓref をコントローラ８に出力する。
【００１９】
コントローラ８は、補助電源選定部２と、２つのディレイ回路４Ａ，４Ｈと、ディレイコントローラ３とから構成される。
補助電源選定部２は、ＭＲＩシステムコントローラ１からの制御信号Ｓref を制御信号ＳA としてメイン電源５に向けてそのまま通過させると共に、制御信号Ｓref の初期部分から立ち上がり期間終了時点でのコイル電流値（目標電流値）Ｉflatを求め（推定し）、この目標電流値Ｉflatまで所定（一定）の立ち上がり時間Ｔriseで立ち上げる（コンスタントライズタイム制御）ために必要な補助電源を選定し、選定した補助電源を実効させるための制御信号ＳH(i)を出力する。
【００２０】
一方のディレイ回路４Ａは、補助電源選定部２からの制御信号ＳA に第１の遅延時間ΔＴA をかけてメイン電源５に受け渡す。他方のディレイ回路４Ｈは、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)に、第１の遅延時間ΔＴA と相違する、第１の遅延時間ΔＴA より短い第２の遅延時間ΔＴH をかけて勾配磁場発生本体９に受け渡す。
【００２１】
ディレイコントローラ３は、メイン電源５と補助電源６とから同期して電圧が発生され、且つこの発生タイミングのばらつきを解消（軽減）して安定したタイミングで電圧を発生させるために、第１の遅延時間ΔＴA と第２の遅延時間ΔＴH を個別に制御する。
【００２２】
図２に、図１の勾配磁場発生本体９の回路図を示している。補助電源６は、出力電圧が相違する複数、ここでは３つの高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を有している。高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３それぞれの出力電圧をＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 とすると、ＶHV1 ＜ＶHV2 ＜ＶHV3 の関係に設定されている。さらに、ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 は、メイン電源５の実質的な出力電圧幅に対して、次のような条件のもと設定されている。メイン電源５の出力性能を（−Ｖamp 〜 ＋Ｖamp ）として、渦補償等の微調整のために準備されている余力電圧をαとすると、メイン電源５の実質的な出力電圧幅は、｛−（Ｖamp −α） 〜 ＋（Ｖamp −α）｝となり、これに対して高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧格差（ＶHV2 −ＶHV1 、ＶHV3 −ＶHV2 ）が、２×（Ｖamp −α）以下になるように、好ましくは２×（Ｖamp −α）に一致するように設定されている。例えばＶamp を３００Ｖ、αを５０Ｖと仮定すると、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 はそれぞれ例えば５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖに設定される。
【００２３】
勾配磁場発生本体９は、メイン電源５と、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３と、勾配コイル７と、複数（ここでは１２個）の半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２と、電圧クランプ用の複数（ここでは２０個）のダイオードＤ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８と、複数（ここでは３個）のコンデンサＣ１〜Ｃ３と、ディレイ回路４Ｈと半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々との間に個々に挿入されているディレイ素子５０〜６１とから構成される。
【００２４】
メイン電源５と、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３と、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２と、ダイオードＤ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８とは、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御により、補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つでメイン電源５を補助して勾配コイル７を駆動する第１の状態と、メイン電源５単独で勾配コイル７を駆動する第２の状態とが選択可能であって、第１の状態において補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３のいずれか１つ又は任意の組み合わせで選択的にメイン電源５を補助することが可能で、且つメイン電源５を補助する補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つの勾配コイル７に対する電圧極性が切り替え可能なように、回路構成が組まれている。なお、回路構成上、最も高い高圧電源ＨＶ３を他の２つの高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２で挟むように配置することが好ましい。
【００２５】
ここで説明の便宜上、メイン電源５の実質的な出力電圧幅を−２５０Ｖ〜＋２５０Ｖとし、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 それぞれを５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖと仮定して以下説明するものとする。
【００２６】
この場合、補助電圧としては、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３をそれぞれ単独で使って得られる５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖ、高圧電源ＨＶ１とＨＶ２とを組み合わせて得られる２０００Ｖ、高圧電源ＨＶ２とＨＶ３とを組み合わせて得られる２５００Ｖ、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の全部を組み合わせて得られる３０００Ｖがあり、さらにこれら各電圧の勾配コイル７に対する極性を反転して合計１４通りの中から選択することができる。
【００２７】
図３に、これら１４通りの補助電圧各々に対応するスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ制御を示している。図４に＋５００Ｖ，＋１０００Ｖ，＋１５００Ｖの補助電圧を勾配コイル７に印加するときの電流ループを示し、図５に＋２０００Ｖ，＋２５００Ｖ，＋３０００Ｖの補助電圧を勾配コイル７に印加するときの電流ループを示している。なお、図４、図５において、理解を容易にするために、オン状態とされているスイッチのみ符号を添付し、オフ状態とされているスイッチの符号は添付していないことに注意されたい。
【００２８】
図６に、立ち上がり期間における制御信号Ｓref 、メイン電源５に対する第１の制御信号ＳA 、遅延された第１の制御信号Ｓ’A 、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２に対する第２の制御信号ＳH(i)、遅延された第２の制御信号Ｓ’H(i)、勾配コイル７に流れる電流Ｉ(t) を示している。
【００２９】
ＭＲＩシステムコントローラ１から制御信号Ｓref が補助電源選定部２に供給される。制御信号Ｓref は、直線的に立ち上がり、フラット部分を経て、直線的に立ち下がるいわゆる台形波である。
【００３０】
この制御信号Ｓref は、補助電源選定部２において２系統に分配される。その一方は、そのまま補助電源選定部２をスルーし、第１の制御信号ＳA としてディレイ回路４Ａに供給され、ここで第１の遅延時間ΔＴA の遅延を受けて、遅延された第１の制御信号Ｓ’ref としてメイン電源５に供給される。
【００３１】
メイン電源５は、供給された第１の制御信号Ｓ’ref を線形に電圧増幅し勾配コイル７に印加する。
分配された制御信号Ｓref の他方は、勾配コイル７に電圧を印加する実効的な高圧電源を選定するために、補助電源選定部２で次のように解析される。
（１）制御信号Ｓref の初期部分に基づいて、所定の立ち上がり時間Ｔriseの終了時点でのこの制御信号Ｓref の電圧Ｓref flatが計算される（推定される）。
【００３２】
つまり、図７に示すように、制御信号Ｓref の立ち上がりから所定の短時間ΔＴcom 経過後の制御信号Ｓref の電圧ΔＶがサンプルされ、電圧Ｓref flatが、
Ｓref flat＝ΔＶ×（Ｔrise／ΔＴcom ）
により計算される。
（２）上記（１）で計算したＳref flatに基づいて、制御信号Ｓref により指示されている立ち上がり時間Ｔriseの終了時点での勾配コイル７のコイル電流値（目標電流値）Ｉflatが、勾配コイル７に流すことができる既知の電流の最大値Ｉmax と制御信号Ｓref の最大電圧Ｖmax とに基づいて、
Ｉflat＝Ｉmax ×（Ｓref flat／Ｖmax ）
により計算される（推定される）。
（３）勾配コイル７に流れる電流Ｉ(t) を、立ち上がり時間Ｔriseで、目標電流値Ｉflatまで立ち上げるのに必要な立上げ電圧Ｖriseが、
により計算される。
【００３３】
例えば、Ｉflatが３００Ａ、立ち上がり時間Ｔriseが１５０μｓと仮定すると、立上げ電圧Ｖriseは、２０００Ｖである。
（４）次に、立上げ電圧Ｖriseを勾配コイル７に印加するために必要な補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つが、図８に示すＶriseとの対応表により選定される。なお、図８に示すように、上記（１）〜（３）の計算結果を事前に計算しておき、ΔＶと、選定する補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つとの対応表にまとめて内部メモリに保管させ、この対応表により（１）〜（３）の計算処理を不要にして、ΔＶから直接的に補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を選定するようにしてもよい。
（５）こうして選定された高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つを、メイン電源５と勾配コイル７とを含む電流ループに組み込み、実効させるための第２の制御信号ＳH(i)（１≦ｉ≦１２）が出力される。第２の制御信号ＳH(i)は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々に対するオン／オフの制御信号のセットである。
【００３４】
この第２の制御信号ＳH(i)は、ディレイ回路４Ｈで第２の遅延時間ΔＴH の遅延を受けて、遅延された第２の制御信号Ｓ’H(i)として、対応するスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２に供給される。
【００３５】
次に遅延時間の制御について説明する。
第１の遅延時間ΔＴA は、ΔＴ1 ＋ΔＴ2 に調整される。第２の遅延時間ΔＴH は、ΔＴ2 に調整される。ΔＴ1 は、補助電源選定部２から出力される第１の制御信号ＳA と第２の制御信号ＳH(i)との時間差、つまり高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つの選定に要する時間に固定的に設定される。一方、ΔＴ2 は、メイン電源５の周波数特性が不十分であることに起因する変動時間である。
【００３６】
図９を参照されたい。図９は、メイン電源５と補助電源６とに対する制御信号ＳA 、ＳH(t)に対して、実際に勾配コイル７に流れるコイル電流Ｉ(t) の応答が時間τだけ遅れることを表している。この遅れ時間τは、立ち上がり時間Ｔriseの終了時点でのメイン電源５の出力電圧Ｖamp flatと、選定された高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つによる補助電圧との組み合わせに応じて、τmin 〜τmax の範囲で変動する。
【００３７】
ΔＴ2 は、この変動を解消して、出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせが変わっても、常に一定のタイミングでＩ(t) を流すために、実際に計算した出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせに応じた遅れ時間τに対して、
ΔＴ2 ＝τmax −τ
により計算される。
【００３８】
なお、この計算のために必要な情報としては、メイン電源５の出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせに対する電流応答の遅れ時間τの対応関係の情報と最大遅れ時間τmax の情報とがあるが、これら必要情報は予め測定又は計算されＲＯＭ等のメモリ手段に記憶され、または所定の計算式により算出される。
【００３９】
このように第１の遅延時間ΔＴA と第２の遅延時間ΔＴH とを調整することにより、メイン電源５と補助電源６とから同期して勾配コイル７に立上り電圧Ｖriseを印加させることができる。
【００４０】
次に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２の切り替え動作について説明する。ここではＥＰＩ法に対応した交番される勾配磁場の形成に関して説明する。また、ここでは立ち上がり及び立ち下がり期間の補助電圧を高圧電源ＨＶ１単独で発生するものとして説明する。
【００４１】
図１０に勾配コイル７に流されるコイル電流Ｉ(t) の時間波形を示している。ここでは、立ち上がり以前の微小な正極性のオフセット電流が流れるオフセット状態の区間（１）、正方向への立ち上げ区間（２）、正極性でのフラットな区間（３）、立ち下げ区間（４）、負極性のブースト区間（５）、負極性でのフラットな区間（６）、負から正への立ち上げ区間（７）、オフセット状態までの立ち上げ区間（８）、オフセット状態の区間（９）に区分して説明する。
【００４２】
図１１はスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ状態の時間変化を示している。図１２に区間（１）、（２）、（３）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。図１３に区間（４）、（５）、（６）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。図１４に区間（７）、（８）、（８）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。なお、図１２、図１３、図１４において、理解を容易にするために、オン状態とされているスイッチのみ符号を添付し、オフ状態とされているスイッチの符号は添付していないことに注意されたい。
【００４３】
区間（１）では、半数の６つのスイッチＳＷ７〜ＳＷ１２がＯＮとされる。ここで、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオンされていることに注意されたい。このような制御により、スイッチングを不要にして、メイン電源５の出力極性に応じて電流を双方向に流すことが可能となる。
【００４４】
区間（２）では、スイッチＳＷ５がオンされ、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１がオフに反転され、そしてスイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２は区間（１）から引き続きＯＮ状態が維持される。
【００４５】
区間（３）では、スイッチＳＷ５をオフに反転するだけで、メイン電源５と、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２と、ダイオードＤ１１、Ｄ９、Ｄ７とから第２の状態の電流ループが形成され、メイン電源５単独で勾配コイル７を駆動することができる。
【００４６】
この区間（３）でも、区間（１）のときと同様に、次の動きのための準備として、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオンされる。
【００４７】
区間（４）では、スイッチＳＷ１２をオフに反転することにより、勾配コイル７に蓄えられたエネルギーは、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０を通り、ダイオードＤ２８を経て高圧電源ＨＶ１にエネルギーの回生が開始される。このときの電流ループは、ＨＶ１→Ｄ１１→Ｄ９→Ｄ７→メイン電源５→勾配コイル７→ＳＷ８→→ＳＷ１０→Ｄ２２→ＨＶ１となる。
【００４８】
なお、区間（３）でオンされたスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１は当該電流ループに寄与しないが、そのままオン状態が維持される。
区間（４）で必要な上記電流ループの形成に寄与するスイッチはＳＷ８、ＳＷ１０の２つである。しかし、この状態では、勾配コイル７の電流がゼロになった時点で自動的に回路はオフ状態になってしまい、負極性のブースト区間（５）にスムーズに移行できない。
【００４９】
そこで、区間（４）において、次の区間（５）のブーストの準備として、区間（４）で必要な上記電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１のオン状態をそのまま維持し、またスイッチＳＷ６をオン状態に反転しておくことにより、電流がゼロになった後、次の区間（５）のマイナスブーストをスイッチ切り替えを要することなく自動的に開始される。
【００５０】
つまり、補助電源選定部２は、勾配コイル７の電流の振幅が区間（４）でゼロまで立ち下がり、引き続き区間（５）でゼロから逆極性に立ち上がる電流変化がスイッチ素子ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１の切り替えなく行われるように、区間（４）においてこの区間（４）の電流ループのために必要な少なくとも１つのスイッチ素子ＳＷ８、ＳＷ１０と共に、区間（５）の電流ループのために必要な少なくとも１つのスイッチ素子ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１も事前にオンしておくという制御を行う。
【００５１】
区間（５）では、区間（４）で電流がゼロになると、高圧電源ＨＶ１からの高電圧がダイオードＤ２７を通して勾配コイル７に印加される。電流はさらにメイン電源５を経て、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１を通り高圧電源ＨＶ１へ還流する。区間（４）と（５）のスイッチの状態が同一であることに注意されたい。
【００５２】
フラットな区間（６）では、スイッチＳＷ６をオフに反転することにより、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１及びＤ１２、Ｄ１０、Ｄ８によりメイン電源５と勾配コイル７とで閉ループが形成され、負側のフラットトップとなる。このとき、これまでと同様に、次の動きに備えて、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２をオン状態にしておく。
【００５３】
区間（７）では、スイッチＳＷ１１をオフに反転することにより、勾配コイル７に蓄えられたエネルギーがスイッチＳＷ７、ＳＷ９を通り、ダイオードＤ２４を経て高圧電源ＨＶ１にエネルギーの回生が開始される。このとき、高圧電源ＨＶ１の負側はダイオードＤ１２、Ｄ１０、Ｄ８が作動している。このままの状態であると、勾配コイル７の電流がゼロになった時点で、自動的に回路はオフになるため、これまでと同様に、スイッチＳＷ１１をオフにした時点でスイッチＳＷ５をオン状態にしておけば、電流がゼロになった後、次のプラスブーストにスイッチ切り替え不要にしてスムーズに自動的に移行できる。
【００５４】
区間（８）では、区間（７）で電流がゼロになると、高圧電源ＨＶ１がダイオードＤ２３を通し勾配コイル７に印加される。電流はさらにメイン電源５を経て、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２を通り高圧電源ＨＶ１へ戻る。区間（７）と区間（８）とではスイッチの状態が同一であることに注意されたい。
【００５５】
最後の区間（９）では、スイッチＳＷ５をオフに反転することにより、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２及びダイオードＤ１１、Ｄ９、Ｄ７によりメイン電源５と勾配コイル７との閉ループが形成され、オフセット状態が得られる。
【００５６】
この区間（９）でも、次の動きに備えて、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオン状態にしていくことが好ましい。即ち、これらスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１も、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２と同様にオン状態にしていくことにより、スイッチの繰り変え不要にしてメイン電源５の出力に従って双方向に電流を流すことができるため、渦補償回路等で波形のオーバーシュート等がありオフセット電流の方向と一時的に逆の電流を流す必要のある場合も問題なく電流が流れる。なお、この状態は既出のフラットトップと同じ状態である。
【００５７】
以上、他の補助電圧を使う場合でも、図３に示したようなその補助電圧に応じたスイッチ制御を行なうことにより、勾配磁場の高速な制御が可能である。
ここで、上述したスイッチの切り替え制御において、あるスイッチはオン状態からオフ状態に反転し、また他のスイッチではオフ状態からオン状態に反転されることがわかる。各半導体スイッチが理想的な動きをするのであれば、オンからオフへの切り替えと、オフからオンへの切り替えとを完全に同時に開始すればよい。ところが、実際には、図１５（ｂ）に示すように、各半導体スイッチは理想的な動きを行わず、例えば、ＩＧＢＴでは約１μｓ程度の過渡応答があり、しかもオフからオンへの切り替え時の過渡期間よりオンからオフへの切り替え時の過渡期間が長いという特性がある。従って、同時にＯＮ，ＯＦＦの制御信号を与えると、両方のスイッチともオン状態となってしまい、例えば区間（１）と区間（２）について見ると、オフに反転したスイッチＳＷ１１と、オンにしたスイッチＳＷ５とが共にオン状態となってしまい、高圧電源ＨＶ１がデットショートしてしまう。
【００５８】
そこで、図１５（ｃ）に示すように、オンからオフへの切り替え開始のタイミングを、オフからオンへの切り替え開始のタイミングよりも、少なくともオンからオフへの切り替え時の過渡期間以上早くすることにより、上記デットショートの問題を回避することができる。この制御は、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)において、オンからオフへの状態変位のタイミングを、オフからオンへのタイミングよりも早くすることにより実現される。
【００５９】
同様に、図１５（ｄ）に示すように、オフからオンへの切り替え開始のタイミングを、オンからオフへの切り替え開始のタイミングよりも、少なくともオンからオフへの切り替え時の過渡期間以上遅くすることにより、上記デットショートの問題を回避することができる。この制御も、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)において、オフからオンへのタイミングをオンからオフへの状態変位のタイミングよりも遅くすることにより実現される。
【００６０】
なお、図１５（ｄ）の方法は、制御信号Ｓref からの波形立ち上がりの遅れが大きくなりすぎるという問題があり、そこで、図１５（ｃ）の方法が好ましい。次に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２とディレイ回路４Ｈとの間に挿入されている遅延回路５０〜６１の作用について説明する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２の応答時間にはばらつきがある。このばらつき大きいと、上述の図１５（ｄ）の方法でも、デッドショートの問題は解消できない。そこで、予めスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々の応答時間を計測し、これら応答時間の中の最も遅い応答時間を基準として、それとの時間差を遅延時間として遅延回路に固定的に与えておくことにより、上記ばらつきによるデッドショートの問題を解消できる。
【００６１】
さらに、線形増幅器としてのメイン電源５の応答特性が理想特性から大きくずれている場合の対処について説明する。これまでに詳述したように勾配磁場の立ち上がり期間に勾配コイル７に印加される電圧値は、補助電圧とメイン電源５の出力電圧値とを加算して得られる。このとき、メイン電源５の帯域が十分に広く理想的な場合は、入力波形と出力波形は完全に相似する。しかし、理想からのずれが大きい場合は、立ち上がり波形の直線性誤差や入力波形に対する遅れ時間が問題となってくる。そこで、第１の方法は、フィードフォワード等の帯域を広げる手法を用い、メイン電源５の帯域を広げる方法を用いる。第２の方法は、ディレイ回路４Ａの遅延時間ΔＴA から当該遅れ時間を減算するものである。
【００６２】
さらに、図１のディレイコントローラ３の内部メモリに、高電圧値や線形増幅器の特性による遅れ時間特性（例えば電圧と遅れ時間の関係等）をＲＯＭやメモリーに記憶しておく。例えば、ディレイコントローラ３により最大の遅れ時間を基準として、それより遅れ時間の少ないところは最大遅れ時間からの差として大きな遅れ時間を、遅れ時間が大きなところは最大遅れ時間からの差として少ない遅れ時間を与える様にすることで、結果的に出力波形の遅れ時間を一定に保つことが可能となる。このように本発明によれば、線形増幅器の理想特性からのずれが大きい場合も、精度の高い波形制御が可能となる。
【００６３】
本発明は、上述した実施形態に限定されることなく、種々変形して実施が可能である。
例えば、上記実施形態の操作法以外に、さらに細かく高圧電源を切り替えながら制御することにより、正弦波や、スパイラル波形の入力波形に対しても、波形出力が可能である。但し、この場合、電源の切り替え速度等により応答可能な周波数が限定される。より高速な正弦波形等が必要であれば、図１６に示すように、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３それぞれに対して並列に共振用コンデンサ６７〜６９をスイッチ６６を介して接続し、ブースト時には高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の代わりに共振用コンデンサ６７〜６９を用いることで、正弦波や、スパイラル波形をより正確に出力可能である。
【００６４】
また、図１７に示すように、勾配コイル７とメイン電源５とに対して並列に共振用コンデンサ７０をブリッジ状のスイッチ７１を介して接続するようにしても良い。
【００６５】
また、高圧電源の電圧配分比やメイン電源の電圧配分は、必ずしも上述の通りでなくても良く、高圧電源を切り替える際のメイン電源５の電圧値は、正側と負側の配分が非対称であるように設定してもよい。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の遅延回路の遅延時間と第２の遅延回路の遅延時間を個別に調整することにより、メイン電源と補助電源それぞれからの勾配コイルへの電圧印加タイミングのずれを解消し、またメイン電源の出力電圧と補助電圧との組み合わせにの変化による勾配コイルに流れる電流の遅れ時間のばらつきを補償して安定したタイミングで電流を流すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による勾配磁場発生装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１の勾配磁場発生本体の回路図。
【図３】図２のスイッチ各々のオン／オフの状態の切り替えによる補助電圧の段階的な変化を示す図。
【図４】図３のＢ，Ｃ，Ｄ各モードに対応する勾配磁場発生本体における電流ループを示す図。
【図５】図３のＥ，Ｆ，Ｇ各モードに対応する勾配磁場発生本体における電流ループを示す図。
【図６】図１のディレイコントローラにより調整される２つのディレイ回路各々の遅延時間を示す図。
【図７】図１の補助電源選定部による制御信号の解析説明図。
【図８】図１の補助電源選定部の内部メモリに記憶されている必要立上げ電圧と選定される高圧電源との対応を示す図。
【図９】図６のΔＴ2 の説明図。
【図１０】コイル電流の一例を示す図。
【図１１】図１０の区間（１）〜（９）に対する図２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々の切り替えを示す図。
【図１２】図１０の区間（１），（２），（３）に対応する電流ループを示す図。
【図１３】図１０の区間（４），（５），（６）に対応する電流ループを示す図。
【図１４】図１０の区間（７），（８），（９）に対応する電流ループを示す図。
【図１５】図２のスイッチの過渡状態とそれに起因する問題の解消法の説明図。
【図１６】図２の勾配磁場発生本体の第１の変形例を示す図。
【図１７】図２の勾配磁場発生本体の第２の変形例を示す図。
【図１８】従来の勾配磁場発生本体の説明図。
【図１９】コンスタントスルーレート制御とコンスタントライズタイム制御とを示す図。
【図２０】従来の他の勾配磁場発生本体の回路図。
【符号の説明】
１…ＭＲＩシステムコントローラ、
２…補助電源選定部、
３…ディレイコントローラ、
４Ａ…ディレイ回路、
４Ｈ…ディレイ回路、
５…メイン電源、
６…補助電源、
７…勾配コイル、
８…コントロール部、
９…勾配磁場発生本体、
ＨＶ１…高圧電源、
ＨＶ２…高圧電源、
ＨＶ３…高圧電源、
ＳＷ１〜ＳＷ１２…半導体スイッチ、
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８…ダイオード、
５０〜６１…遅延回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気共鳴映像装置で用いられる勾配磁場発生装置及び磁気共鳴映像装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気共鳴映像装置の技術進歩、特に高速化の進展に伴い、勾配磁場を高速に立ち上げる技術の必要性が高まって来ている。中でも、もっとも高速な勾配磁場の立ち上がりを必要とするのが、ＥＰＩ（Ｅｃｈｏ Ｐｌａｎａｒ Ｉｍａｇｉｎｇ：超高速ＭＲＩ）法であり、従来に比べて強度で２〜３倍、立ち上がり時間で約３〜１０倍の短縮が要求される。
【０００３】
そこで、近年、勾配磁場の立ち上がり（図１８（ｂ））の期間、図１８（ａ）に示すように補助電源（高圧電源）でメイン電源（リニアアンプ）を補助して、急瞬な勾配磁場の立ち上がりを実現する方法が考案された。立ち上がり終了後（図１８（ｃ））には、補助電源による補助を停止し、メイン電源だけで勾配コイルを電流を供給する。この方法では、図１８（ｂ）に示すような台形波形の直線的な立ち上がりが実現される。
【０００４】
この他に、補助電源の代わりに、共振コンデンサを接続し、共振波形で勾配磁場を立ち上げる方法も考案されている。この方法では、正弦波形やスパイラル波形が発生可能である。
【０００５】
ここで、勾配磁場の立ち上げには、図１９（ａ）に示すような一定の傾きで立ち上げるいわゆるコンスタントスルーレート制御と、図１９（ｂ）に示すような様々な目標電流値を一定の時間で立ち上げるコンスタントライズタイム制御がある。コンスタントライズタイム制御は、オブリーク時の計算等が簡単になるという特徴があるが、コンスタントスルーレート制御に比べて、回路構成が複雑になるという欠点がある。即ち、コンスタントスルーレート制御を行うには、印加する補助電圧値（高電圧値）は１種類で良いが、コンスタントライズタイム制御を行うには、目標電流値の相違に応じて、複数種類の補助電圧を使い分けることが必要になる。
【０００６】
従って、図１８のような回路ではコンスタントライズタイム制御は困難であり、図２０のような複数個の補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を装備して、これらを適当に組み合わせて補助電圧を変化させる回路が必要となる。
【０００７】
このようなコンスタントライズタイム制御のために、複数個の補助電源の組み合わせを変えて補助電圧を変化させる場合、次のような幾つかの問題がある。
１）目標電流値を所定の立上がり時間で立ち上げるために必要な補助電圧を発生させるには、入力波形を解析して、補助電源の出力電圧を計算する必要があり、この解析に要する時間分だけメイン電源に対して補助電源の起動タイミングが遅れる。
【０００８】
２）メイン電源の周波数特性が十分でないと、その出力電圧と補助電源の出力電圧との組み合わせに応じて、これら電源へのトリガに対する勾配コイルに流れる電流の応答時間がばらつく。
【０００９】
３）複数の補助電源の組み合わせを切り替えるために複数の半導体スイッチが採用されているが、これら半導体スイッチ個々の特性の差により、上記応答時間のばらつきが助長される。
４）上記半導体スイッチのスイッチングには、数マイクロ秒オーダの過渡応答が生じ、電源がショートする危険性がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、
１）メイン電源と補助電源各々の起動タイミングのずれを解消することができ、２）メイン電源の周波数特性が十分でなくても、その出力電圧と補助電源の出力電圧との組み合わせの変化にかかわらず、これら電源へのトリガに対する勾配コイルに流れる電流の応答時間のばらつきを解消することができ、
３）複数の半導体スイッチの特性の差による上記応答時間のばらつを解消し、 ４）上記半導体スイッチのスイッチングの過渡応答による電源のショートの危険性を回避できる磁気共鳴映像装置用の勾配磁場発生装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、磁気共鳴現象を利用して被検体の情報を得る磁気共鳴映像装置に用いられる勾配磁場発生装置において、勾配磁場を形成するための勾配コイルと、前記勾配コイルを駆動するメイン電源と、前記メイン電源を補助する補助電源と、前記メイン電源から電圧の発生を開始させるための第１の制御信号と、前記補助電源から補助電圧の発生を開始させるための第２の制御信号とを発生する制御信号発生手段と、前記第１の制御信号を遅延する第１の遅延回路と、前記第２の制御信号を遅延する第２の遅延回路とを具備する。
【００１２】
本発明によれば、第１の遅延回路の遅延時間と第２の遅延回路の遅延時間を個別に調整することにより、メイン電源と補助電源それぞれからの勾配コイルへの電圧印加タイミングのずれを解消し、またメイン電源の出力電圧と補助電圧との組み合わせにの変化による勾配コイルに流れる電流の遅れ時間のばらつきを補償して安定したタイミングで電流を流すことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１は本実施形態による勾配磁場発生装置の構成を示すブロック図である。勾配磁場発生装置は、コントローラ８と勾配磁場発生本体９に大別される。
【００１５】
勾配磁場発生本体９は、勾配磁場を発生するための勾配コイル７と、メイン電源５と、補助電源６とを有する。
メイン電源５は、勾配コイル７に対して直列に接続された線形増幅器（リニアアンプ）として設けられる。
【００１６】
補助電源６は、主に勾配コイル７に供給する電流（コイル電流）の立ち上がり及び立ち下がり期間に、その立ち上がり及び立ち下がり時間を高速化するために、メイン電源５を補助して勾配コイル７に補助電圧（高電圧）を印加するために設けられている。
【００１７】
補助電源６でメイン電源５を補助する場合、勾配コイル７には、補助電源６の補助電圧とメイン電源５の出力電圧との加算電圧が印加される。
なお、詳細は後述するが補助電源６は、出力電圧が相違する複数の高圧電源からなり、これら複数の高圧電源のいずれか１つ又は適当に組み合わせることにより補助電圧を段階的に変化させることができるようになっている。
【００１８】
磁気共鳴映像装置（ＭＲＩ）の構成要素の中において所定のパルスシーケンスシーケンスを実行するための中枢であるところのシーケンサとしてのＭＲＩシステムコントローラ１からは、メイン電源５の出力電圧の時間波形（例えば台形波形）を制御するための制御信号Ｓref をコントローラ８に出力する。
【００１９】
コントローラ８は、補助電源選定部２と、２つのディレイ回路４Ａ，４Ｈと、ディレイコントローラ３とから構成される。
補助電源選定部２は、ＭＲＩシステムコントローラ１からの制御信号Ｓref を制御信号ＳA としてメイン電源５に向けてそのまま通過させると共に、制御信号Ｓref の初期部分から立ち上がり期間終了時点でのコイル電流値（目標電流値）Ｉflatを求め（推定し）、この目標電流値Ｉflatまで所定（一定）の立ち上がり時間Ｔriseで立ち上げる（コンスタントライズタイム制御）ために必要な補助電源を選定し、選定した補助電源を実効させるための制御信号ＳH(i)を出力する。
【００２０】
一方のディレイ回路４Ａは、補助電源選定部２からの制御信号ＳA に第１の遅延時間ΔＴA をかけてメイン電源５に受け渡す。他方のディレイ回路４Ｈは、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)に、第１の遅延時間ΔＴA と相違する、第１の遅延時間ΔＴA より短い第２の遅延時間ΔＴH をかけて勾配磁場発生本体９に受け渡す。
【００２１】
ディレイコントローラ３は、メイン電源５と補助電源６とから同期して電圧が発生され、且つこの発生タイミングのばらつきを解消（軽減）して安定したタイミングで電圧を発生させるために、第１の遅延時間ΔＴA と第２の遅延時間ΔＴH を個別に制御する。
【００２２】
図２に、図１の勾配磁場発生本体９の回路図を示している。補助電源６は、出力電圧が相違する複数、ここでは３つの高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を有している。高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３それぞれの出力電圧をＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 とすると、ＶHV1 ＜ＶHV2 ＜ＶHV3 の関係に設定されている。さらに、ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 は、メイン電源５の実質的な出力電圧幅に対して、次のような条件のもと設定されている。メイン電源５の出力性能を（−Ｖamp 〜 ＋Ｖamp ）として、渦補償等の微調整のために準備されている余力電圧をαとすると、メイン電源５の実質的な出力電圧幅は、｛−（Ｖamp −α） 〜 ＋（Ｖamp −α）｝となり、これに対して高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧格差（ＶHV2 −ＶHV1 、ＶHV3 −ＶHV2 ）が、２×（Ｖamp −α）以下になるように、好ましくは２×（Ｖamp −α）に一致するように設定されている。例えばＶamp を３００Ｖ、αを５０Ｖと仮定すると、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 はそれぞれ例えば５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖに設定される。
【００２３】
勾配磁場発生本体９は、メイン電源５と、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３と、勾配コイル７と、複数（ここでは１２個）の半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２と、電圧クランプ用の複数（ここでは２０個）のダイオードＤ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８と、複数（ここでは３個）のコンデンサＣ１〜Ｃ３と、ディレイ回路４Ｈと半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々との間に個々に挿入されているディレイ素子５０〜６１とから構成される。
【００２４】
メイン電源５と、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３と、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２と、ダイオードＤ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８とは、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御により、補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つでメイン電源５を補助して勾配コイル７を駆動する第１の状態と、メイン電源５単独で勾配コイル７を駆動する第２の状態とが選択可能であって、第１の状態において補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３のいずれか１つ又は任意の組み合わせで選択的にメイン電源５を補助することが可能で、且つメイン電源５を補助する補助電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つの勾配コイル７に対する電圧極性が切り替え可能なように、回路構成が組まれている。なお、回路構成上、最も高い高圧電源ＨＶ３を他の２つの高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２で挟むように配置することが好ましい。
【００２５】
ここで説明の便宜上、メイン電源５の実質的な出力電圧幅を−２５０Ｖ〜＋２５０Ｖとし、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の出力電圧ＶHV1 、ＶHV2 、ＶHV3 それぞれを５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖと仮定して以下説明するものとする。
【００２６】
この場合、補助電圧としては、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３をそれぞれ単独で使って得られる５００Ｖ，１０００Ｖ，１５００Ｖ、高圧電源ＨＶ１とＨＶ２とを組み合わせて得られる２０００Ｖ、高圧電源ＨＶ２とＨＶ３とを組み合わせて得られる２５００Ｖ、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の全部を組み合わせて得られる３０００Ｖがあり、さらにこれら各電圧の勾配コイル７に対する極性を反転して合計１４通りの中から選択することができる。
【００２７】
図３に、これら１４通りの補助電圧各々に対応するスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ制御を示している。図４に＋５００Ｖ，＋１０００Ｖ，＋１５００Ｖの補助電圧を勾配コイル７に印加するときの電流ループを示し、図５に＋２０００Ｖ，＋２５００Ｖ，＋３０００Ｖの補助電圧を勾配コイル７に印加するときの電流ループを示している。なお、図４、図５において、理解を容易にするために、オン状態とされているスイッチのみ符号を添付し、オフ状態とされているスイッチの符号は添付していないことに注意されたい。
【００２８】
図６に、立ち上がり期間における制御信号Ｓref 、メイン電源５に対する第１の制御信号ＳA 、遅延された第１の制御信号Ｓ’A 、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２に対する第２の制御信号ＳH(i)、遅延された第２の制御信号Ｓ’H(i)、勾配コイル７に流れる電流Ｉ(t) を示している。
【００２９】
ＭＲＩシステムコントローラ１から制御信号Ｓref が補助電源選定部２に供給される。制御信号Ｓref は、直線的に立ち上がり、フラット部分を経て、直線的に立ち下がるいわゆる台形波である。
【００３０】
この制御信号Ｓref は、補助電源選定部２において２系統に分配される。その一方は、そのまま補助電源選定部２をスルーし、第１の制御信号ＳA としてディレイ回路４Ａに供給され、ここで第１の遅延時間ΔＴA の遅延を受けて、遅延された第１の制御信号Ｓ’ref としてメイン電源５に供給される。
【００３１】
メイン電源５は、供給された第１の制御信号Ｓ’ref を線形に電圧増幅し勾配コイル７に印加する。
分配された制御信号Ｓref の他方は、勾配コイル７に電圧を印加する実効的な高圧電源を選定するために、補助電源選定部２で次のように解析される。
（１）制御信号Ｓref の初期部分に基づいて、所定の立ち上がり時間Ｔriseの終了時点でのこの制御信号Ｓref の電圧Ｓref flatが計算される（推定される）。
【００３２】
つまり、図７に示すように、制御信号Ｓref の立ち上がりから所定の短時間ΔＴcom 経過後の制御信号Ｓref の電圧ΔＶがサンプルされ、電圧Ｓref flatが、
Ｓref flat＝ΔＶ×（Ｔrise／ΔＴcom ）
により計算される。
（２）上記（１）で計算したＳref flatに基づいて、制御信号Ｓref により指示されている立ち上がり時間Ｔriseの終了時点での勾配コイル７のコイル電流値（目標電流値）Ｉflatが、勾配コイル７に流すことができる既知の電流の最大値Ｉmax と制御信号Ｓref の最大電圧Ｖmax とに基づいて、
Ｉflat＝Ｉmax ×（Ｓref flat／Ｖmax ）
により計算される（推定される）。
（３）勾配コイル７に流れる電流Ｉ(t) を、立ち上がり時間Ｔriseで、目標電流値Ｉflatまで立ち上げるのに必要な立上げ電圧Ｖriseが、
【００３３】
例えば、Ｉflatが３００Ａ、立ち上がり時間Ｔriseが１５０μｓと仮定すると、立上げ電圧Ｖriseは、２０００Ｖである。
（４）次に、立上げ電圧Ｖriseを勾配コイル７に印加するために必要な補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つが、図８に示すＶriseとの対応表により選定される。なお、図８に示すように、上記（１）〜（３）の計算結果を事前に計算しておき、ΔＶと、選定する補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つとの対応表にまとめて内部メモリに保管させ、この対応表により（１）〜（３）の計算処理を不要にして、ΔＶから直接的に補助電圧ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３を選定するようにしてもよい。
（５）こうして選定された高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つを、メイン電源５と勾配コイル７とを含む電流ループに組み込み、実効させるための第２の制御信号ＳH(i)（１≦ｉ≦１２）が出力される。第２の制御信号ＳH(i)は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々に対するオン／オフの制御信号のセットである。
【００３４】
この第２の制御信号ＳH(i)は、ディレイ回路４Ｈで第２の遅延時間ΔＴH の遅延を受けて、遅延された第２の制御信号Ｓ’H(i)として、対応するスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２に供給される。
【００３５】
次に遅延時間の制御について説明する。
第１の遅延時間ΔＴA は、ΔＴ1 ＋ΔＴ2 に調整される。第２の遅延時間ΔＴH は、ΔＴ2 に調整される。ΔＴ1 は、補助電源選定部２から出力される第１の制御信号ＳA と第２の制御信号ＳH(i)との時間差、つまり高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つの選定に要する時間に固定的に設定される。一方、ΔＴ2 は、メイン電源５の周波数特性が不十分であることに起因する変動時間である。
【００３６】
図９を参照されたい。図９は、メイン電源５と補助電源６とに対する制御信号ＳA 、ＳH(t)に対して、実際に勾配コイル７に流れるコイル電流Ｉ(t) の応答が時間τだけ遅れることを表している。この遅れ時間τは、立ち上がり時間Ｔriseの終了時点でのメイン電源５の出力電圧Ｖamp flatと、選定された高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の少なくとも１つによる補助電圧との組み合わせに応じて、τmin 〜τmax の範囲で変動する。
【００３７】
ΔＴ2 は、この変動を解消して、出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせが変わっても、常に一定のタイミングでＩ(t) を流すために、実際に計算した出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせに応じた遅れ時間τに対して、
ΔＴ2 ＝τmax −τ
により計算される。
【００３８】
なお、この計算のために必要な情報としては、メイン電源５の出力電圧Ｖamp flatと補助電圧との組み合わせに対する電流応答の遅れ時間τの対応関係の情報と最大遅れ時間τmax の情報とがあるが、これら必要情報は予め測定又は計算されＲＯＭ等のメモリ手段に記憶され、または所定の計算式により算出される。
【００３９】
このように第１の遅延時間ΔＴA と第２の遅延時間ΔＴH とを調整することにより、メイン電源５と補助電源６とから同期して勾配コイル７に立上り電圧Ｖriseを印加させることができる。
【００４０】
次に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２の切り替え動作について説明する。ここではＥＰＩ法に対応した交番される勾配磁場の形成に関して説明する。また、ここでは立ち上がり及び立ち下がり期間の補助電圧を高圧電源ＨＶ１単独で発生するものとして説明する。
【００４１】
図１０に勾配コイル７に流されるコイル電流Ｉ(t) の時間波形を示している。ここでは、立ち上がり以前の微小な正極性のオフセット電流が流れるオフセット状態の区間（１）、正方向への立ち上げ区間（２）、正極性でのフラットな区間（３）、立ち下げ区間（４）、負極性のブースト区間（５）、負極性でのフラットな区間（６）、負から正への立ち上げ区間（７）、オフセット状態までの立ち上げ区間（８）、オフセット状態の区間（９）に区分して説明する。
【００４２】
図１１はスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ状態の時間変化を示している。図１２に区間（１）、（２）、（３）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。図１３に区間（４）、（５）、（６）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。図１４に区間（７）、（８）、（８）に対応する勾配磁場発生本体９の電流ループを示している。なお、図１２、図１３、図１４において、理解を容易にするために、オン状態とされているスイッチのみ符号を添付し、オフ状態とされているスイッチの符号は添付していないことに注意されたい。
【００４３】
区間（１）では、半数の６つのスイッチＳＷ７〜ＳＷ１２がＯＮとされる。ここで、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオンされていることに注意されたい。このような制御により、スイッチングを不要にして、メイン電源５の出力極性に応じて電流を双方向に流すことが可能となる。
【００４４】
区間（２）では、スイッチＳＷ５がオンされ、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１がオフに反転され、そしてスイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２は区間（１）から引き続きＯＮ状態が維持される。
【００４５】
区間（３）では、スイッチＳＷ５をオフに反転するだけで、メイン電源５と、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２と、ダイオードＤ１１、Ｄ９、Ｄ７とから第２の状態の電流ループが形成され、メイン電源５単独で勾配コイル７を駆動することができる。
【００４６】
この区間（３）でも、区間（１）のときと同様に、次の動きのための準備として、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオンされる。
【００４７】
区間（４）では、スイッチＳＷ１２をオフに反転することにより、勾配コイル７に蓄えられたエネルギーは、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０を通り、ダイオードＤ２８を経て高圧電源ＨＶ１にエネルギーの回生が開始される。このときの電流ループは、ＨＶ１→Ｄ１１→Ｄ９→Ｄ７→メイン電源５→勾配コイル７→ＳＷ８→→ＳＷ１０→Ｄ２２→ＨＶ１となる。
【００４８】
なお、区間（３）でオンされたスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１は当該電流ループに寄与しないが、そのままオン状態が維持される。
区間（４）で必要な上記電流ループの形成に寄与するスイッチはＳＷ８、ＳＷ１０の２つである。しかし、この状態では、勾配コイル７の電流がゼロになった時点で自動的に回路はオフ状態になってしまい、負極性のブースト区間（５）にスムーズに移行できない。
【００４９】
そこで、区間（４）において、次の区間（５）のブーストの準備として、区間（４）で必要な上記電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１のオン状態をそのまま維持し、またスイッチＳＷ６をオン状態に反転しておくことにより、電流がゼロになった後、次の区間（５）のマイナスブーストをスイッチ切り替えを要することなく自動的に開始される。
【００５０】
つまり、補助電源選定部２は、勾配コイル７の電流の振幅が区間（４）でゼロまで立ち下がり、引き続き区間（５）でゼロから逆極性に立ち上がる電流変化がスイッチ素子ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１の切り替えなく行われるように、区間（４）においてこの区間（４）の電流ループのために必要な少なくとも１つのスイッチ素子ＳＷ８、ＳＷ１０と共に、区間（５）の電流ループのために必要な少なくとも１つのスイッチ素子ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１も事前にオンしておくという制御を行う。
【００５１】
区間（５）では、区間（４）で電流がゼロになると、高圧電源ＨＶ１からの高電圧がダイオードＤ２７を通して勾配コイル７に印加される。電流はさらにメイン電源５を経て、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１を通り高圧電源ＨＶ１へ還流する。区間（４）と（５）のスイッチの状態が同一であることに注意されたい。
【００５２】
フラットな区間（６）では、スイッチＳＷ６をオフに反転することにより、ＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１及びＤ１２、Ｄ１０、Ｄ８によりメイン電源５と勾配コイル７とで閉ループが形成され、負側のフラットトップとなる。このとき、これまでと同様に、次の動きに備えて、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２をオン状態にしておく。
【００５３】
区間（７）では、スイッチＳＷ１１をオフに反転することにより、勾配コイル７に蓄えられたエネルギーがスイッチＳＷ７、ＳＷ９を通り、ダイオードＤ２４を経て高圧電源ＨＶ１にエネルギーの回生が開始される。このとき、高圧電源ＨＶ１の負側はダイオードＤ１２、Ｄ１０、Ｄ８が作動している。このままの状態であると、勾配コイル７の電流がゼロになった時点で、自動的に回路はオフになるため、これまでと同様に、スイッチＳＷ１１をオフにした時点でスイッチＳＷ５をオン状態にしておけば、電流がゼロになった後、次のプラスブーストにスイッチ切り替え不要にしてスムーズに自動的に移行できる。
【００５４】
区間（８）では、区間（７）で電流がゼロになると、高圧電源ＨＶ１がダイオードＤ２３を通し勾配コイル７に印加される。電流はさらにメイン電源５を経て、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２を通り高圧電源ＨＶ１へ戻る。区間（７）と区間（８）とではスイッチの状態が同一であることに注意されたい。
【００５５】
最後の区間（９）では、スイッチＳＷ５をオフに反転することにより、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２及びダイオードＤ１１、Ｄ９、Ｄ７によりメイン電源５と勾配コイル７との閉ループが形成され、オフセット状態が得られる。
【００５６】
この区間（９）でも、次の動きに備えて、当該電流ループの形成に寄与しないスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１もオン状態にしていくことが好ましい。即ち、これらスイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１１も、スイッチＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１２と同様にオン状態にしていくことにより、スイッチの繰り変え不要にしてメイン電源５の出力に従って双方向に電流を流すことができるため、渦補償回路等で波形のオーバーシュート等がありオフセット電流の方向と一時的に逆の電流を流す必要のある場合も問題なく電流が流れる。なお、この状態は既出のフラットトップと同じ状態である。
【００５７】
以上、他の補助電圧を使う場合でも、図３に示したようなその補助電圧に応じたスイッチ制御を行なうことにより、勾配磁場の高速な制御が可能である。
ここで、上述したスイッチの切り替え制御において、あるスイッチはオン状態からオフ状態に反転し、また他のスイッチではオフ状態からオン状態に反転されることがわかる。各半導体スイッチが理想的な動きをするのであれば、オンからオフへの切り替えと、オフからオンへの切り替えとを完全に同時に開始すればよい。ところが、実際には、図１５（ｂ）に示すように、各半導体スイッチは理想的な動きを行わず、例えば、ＩＧＢＴでは約１μｓ程度の過渡応答があり、しかもオフからオンへの切り替え時の過渡期間よりオンからオフへの切り替え時の過渡期間が長いという特性がある。従って、同時にＯＮ，ＯＦＦの制御信号を与えると、両方のスイッチともオン状態となってしまい、例えば区間（１）と区間（２）について見ると、オフに反転したスイッチＳＷ１１と、オンにしたスイッチＳＷ５とが共にオン状態となってしまい、高圧電源ＨＶ１がデットショートしてしまう。
【００５８】
そこで、図１５（ｃ）に示すように、オンからオフへの切り替え開始のタイミングを、オフからオンへの切り替え開始のタイミングよりも、少なくともオンからオフへの切り替え時の過渡期間以上早くすることにより、上記デットショートの問題を回避することができる。この制御は、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)において、オンからオフへの状態変位のタイミングを、オフからオンへのタイミングよりも早くすることにより実現される。
【００５９】
同様に、図１５（ｄ）に示すように、オフからオンへの切り替え開始のタイミングを、オンからオフへの切り替え開始のタイミングよりも、少なくともオンからオフへの切り替え時の過渡期間以上遅くすることにより、上記デットショートの問題を回避することができる。この制御も、補助電源選定部２からの制御信号ＳH(i)において、オフからオンへのタイミングをオンからオフへの状態変位のタイミングよりも遅くすることにより実現される。
【００６０】
なお、図１５（ｄ）の方法は、制御信号Ｓref からの波形立ち上がりの遅れが大きくなりすぎるという問題があり、そこで、図１５（ｃ）の方法が好ましい。次に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２とディレイ回路４Ｈとの間に挿入されている遅延回路５０〜６１の作用について説明する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２の応答時間にはばらつきがある。このばらつき大きいと、上述の図１５（ｄ）の方法でも、デッドショートの問題は解消できない。そこで、予めスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々の応答時間を計測し、これら応答時間の中の最も遅い応答時間を基準として、それとの時間差を遅延時間として遅延回路に固定的に与えておくことにより、上記ばらつきによるデッドショートの問題を解消できる。
【００６１】
さらに、線形増幅器としてのメイン電源５の応答特性が理想特性から大きくずれている場合の対処について説明する。これまでに詳述したように勾配磁場の立ち上がり期間に勾配コイル７に印加される電圧値は、補助電圧とメイン電源５の出力電圧値とを加算して得られる。このとき、メイン電源５の帯域が十分に広く理想的な場合は、入力波形と出力波形は完全に相似する。しかし、理想からのずれが大きい場合は、立ち上がり波形の直線性誤差や入力波形に対する遅れ時間が問題となってくる。そこで、第１の方法は、フィードフォワード等の帯域を広げる手法を用い、メイン電源５の帯域を広げる方法を用いる。第２の方法は、ディレイ回路４Ａの遅延時間ΔＴA から当該遅れ時間を減算するものである。
【００６２】
さらに、図１のディレイコントローラ３の内部メモリに、高電圧値や線形増幅器の特性による遅れ時間特性（例えば電圧と遅れ時間の関係等）をＲＯＭやメモリーに記憶しておく。例えば、ディレイコントローラ３により最大の遅れ時間を基準として、それより遅れ時間の少ないところは最大遅れ時間からの差として大きな遅れ時間を、遅れ時間が大きなところは最大遅れ時間からの差として少ない遅れ時間を与える様にすることで、結果的に出力波形の遅れ時間を一定に保つことが可能となる。このように本発明によれば、線形増幅器の理想特性からのずれが大きい場合も、精度の高い波形制御が可能となる。
【００６３】
本発明は、上述した実施形態に限定されることなく、種々変形して実施が可能である。
例えば、上記実施形態の操作法以外に、さらに細かく高圧電源を切り替えながら制御することにより、正弦波や、スパイラル波形の入力波形に対しても、波形出力が可能である。但し、この場合、電源の切り替え速度等により応答可能な周波数が限定される。より高速な正弦波形等が必要であれば、図１６に示すように、高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３それぞれに対して並列に共振用コンデンサ６７〜６９をスイッチ６６を介して接続し、ブースト時には高圧電源ＨＶ１，ＨＶ２，ＨＶ３の代わりに共振用コンデンサ６７〜６９を用いることで、正弦波や、スパイラル波形をより正確に出力可能である。
【００６４】
また、図１７に示すように、勾配コイル７とメイン電源５とに対して並列に共振用コンデンサ７０をブリッジ状のスイッチ７１を介して接続するようにしても良い。
【００６５】
また、高圧電源の電圧配分比やメイン電源の電圧配分は、必ずしも上述の通りでなくても良く、高圧電源を切り替える際のメイン電源５の電圧値は、正側と負側の配分が非対称であるように設定してもよい。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の遅延回路の遅延時間と第２の遅延回路の遅延時間を個別に調整することにより、メイン電源と補助電源それぞれからの勾配コイルへの電圧印加タイミングのずれを解消し、またメイン電源の出力電圧と補助電圧との組み合わせにの変化による勾配コイルに流れる電流の遅れ時間のばらつきを補償して安定したタイミングで電流を流すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による勾配磁場発生装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１の勾配磁場発生本体の回路図。
【図３】図２のスイッチ各々のオン／オフの状態の切り替えによる補助電圧の段階的な変化を示す図。
【図４】図３のＢ，Ｃ，Ｄ各モードに対応する勾配磁場発生本体における電流ループを示す図。
【図５】図３のＥ，Ｆ，Ｇ各モードに対応する勾配磁場発生本体における電流ループを示す図。
【図６】図１のディレイコントローラにより調整される２つのディレイ回路各々の遅延時間を示す図。
【図７】図１の補助電源選定部による制御信号の解析説明図。
【図８】図１の補助電源選定部の内部メモリに記憶されている必要立上げ電圧と選定される高圧電源との対応を示す図。
【図９】図６のΔＴ2 の説明図。
【図１０】コイル電流の一例を示す図。
【図１１】図１０の区間（１）〜（９）に対する図２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ１２各々の切り替えを示す図。
【図１２】図１０の区間（１），（２），（３）に対応する電流ループを示す図。
【図１３】図１０の区間（４），（５），（６）に対応する電流ループを示す図。
【図１４】図１０の区間（７），（８），（９）に対応する電流ループを示す図。
【図１５】図２のスイッチの過渡状態とそれに起因する問題の解消法の説明図。
【図１６】図２の勾配磁場発生本体の第１の変形例を示す図。
【図１７】図２の勾配磁場発生本体の第２の変形例を示す図。
【図１８】従来の勾配磁場発生本体の説明図。
【図１９】コンスタントスルーレート制御とコンスタントライズタイム制御とを示す図。
【図２０】従来の他の勾配磁場発生本体の回路図。
【符号の説明】
１…ＭＲＩシステムコントローラ、
２…補助電源選定部、
３…ディレイコントローラ、
４Ａ…ディレイ回路、
４Ｈ…ディレイ回路、
５…メイン電源、
６…補助電源、
７…勾配コイル、
８…コントロール部、
９…勾配磁場発生本体、
ＨＶ１…高圧電源、
ＨＶ２…高圧電源、
ＨＶ３…高圧電源、
ＳＷ１〜ＳＷ１２…半導体スイッチ、
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２８…ダイオード、
５０〜６１…遅延回路。
Claims (6)
- 磁気共鳴現象を利用して被検体の情報を得る磁気共鳴映像装置に用いられる勾配磁場発生装置において、
勾配磁場を形成するための勾配コイルと、
前記勾配コイルを駆動するメイン電源と、
前記メイン電源を補助する補助電源と、
前記メイン電源から電圧の発生を開始させるための第１の制御信号と、前記補助電源から補助電圧の発生を開始させるための第２の制御信号とを発生する制御信号発生手段と、
前記第１の制御信号を遅延する第１の遅延回路と、前記第２の制御信号を遅延する第２の遅延回路とを具備することを特徴とする勾配磁場発生装置。 - 前記制御信号発生手段は、前記勾配磁場の波形制御信号の初期部分を解析することにより、所定の立ち上がり時間で勾配磁場を立ち上げるために必要な補助電圧を決定することを特徴とする請求項１記載の勾配磁場発生装置。
- 前記制御信号発生手段は、前記波形制御信号をスルーして前記第１の制御信号として出力し、前記補助電圧の決定後、前記決定された補助電圧に対応する前記第２の制御信号を出力し、
前記第１の遅延回路の遅延時間は、前記メイン電源からの電圧の発生タイミングと前記補助電源からの補助電圧の発生タイミングとが同期するように、前記第２の遅延回路の遅延時間より前記解析に要する時間だけ長いことを特徴とする請求項２記載の勾配磁場発生装置。 - 前記第１の遅延回路の遅延時間と前記第２の遅延回路の遅延時間には、前記メイン電源の出力電圧と前記決定された補助電圧との組み合わせに応じて変動する前記勾配コイルの電流応答の遅れ時間を補償して安定したタイミングで前記勾配コイルに電流が流れるように、前記メイン電源の出力電圧と前記決定された補助電圧との組み合わせに応じた遅延時間が与えられることを特徴とする請求項３記載の勾配磁場発生装置。
- 前記メイン電源の出力電圧と前記決定された補助電圧との組み合わせに対する前記電流応答の遅れ時間の対応関係を記憶する手段をさらに備えたことを特徴とする請求項４記載の勾配磁場発生装置。
- 勾配磁場発生装置を有する磁気共鳴現象を利用して被検体の情報を得る磁気共鳴映像装置において、
前記勾配磁場発生装置は、
勾配磁場を形成するための勾配コイルと、
前記勾配コイルを駆動するメイン電源と、
前記メイン電源を補助する補助電源と、
前記メイン電源から電圧の発生を開始させるための第１の制御信号と、前記補助電源から補助電圧の発生を開始させるための第２の制御信号とを発生する制御信号発生手段と、
前記第１の制御信号を遅延する第１の遅延回路と、前記第２の制御信号を遅延する第２の遅延回路とを具備することを特徴とする磁気共鳴映像装置。
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