JP5684783B2 - 負荷に電力を供給するための電源、方法及びコンピュータプログラム - Google Patents

Description

本発明は、パルス幅変調電源の設計及び制御に関する。

磁気共鳴撮像（ＭＲＩ）において、３つの勾配増幅器及び３つの付随する磁場勾配コイルは、磁場に位置する原子スピンの三次元空間符号化を供給するために通常用いられる。

これらの勾配増幅器は、通常は、高いピーク電力（現在の見本では数百ｋＷから２ＭＷまで）及び生成された電流波形の高い精度により特徴づけられる。パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用している直列接続のフルブリッジからなる回路が、勾配増幅器を構成するために用いられてきた。

この回路トポロジは、「スタックＨブリッジ」、「カスケードＨブリッジ」又は「カスケードマルチセルコンバータ」のような幾つかの名前で知られている。この回路の厳しくも不利な点は、各ブリッジが低周波及び高周波に対してよく絶縁している個別の浮動電源を必要とすることである。この基本的なテーマ上のバリエーションは可能であるが、増大された複雑さの犠牲を払っても複数の絶縁された電源の必要性を維持している。

米国特許７，１１６，１６６Ｂ２は、磁気共鳴画像装置用の勾配電源の構成のためのフルブリッジ回路の使用を開示する。

本発明は、独立請求項において、電源、電源を動作するための方法、及び電源を動作するための方法を実施するためのコンピュータプログラムを供給する。本発明の実施例は、従属請求項において与えられる。

本発明の実施例は、高価な直流電源の一つ以上を「浮動キャパシタ」で置き換えることによりこの前述の課題に対処する。キャパシタ上の電荷は、フルブリッジ回路の動作のために必要な電流を供給可能である。ブリッジ回路内でスイッチの変調を制御することにより、キャパシタ上の電荷のレベルが制御でき、連続的に本発明の実施例を動作させることが可能である。直流電源の排除は、電源の製造コストを減らす。

電子回路の基本的な回路は、標準的な切換セルである。標準的な切換セルは、通常は、理想的なスイッチを使用して説明される。しかしながら、より実際的な実行は、スイッチとして逆並列ダイオードを持つ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）（ＩＧＢＴ）を使用している。

標準的な切換セルは、電力フローを制御し、これにより２つのシステム間でのエネルギーの交換を制御するために用いられる。２つのスイッチは、負荷が電圧源の正又は負の端子に接続されるように動作される。スイッチは、これらのうちの正確に１つがいつでも閉じるように動作される。両方のスイッチ共閉じることは禁止されている。両方とも閉じた場合、電圧源間の短絡を引き起こし、これにより無制限の電流を生じ得る。両方のスイッチを開くことは電流源から電流が流れようとするのを妨げ、無制限の電圧上昇を引き起こし得る。２つのトリガー信号は、トリガー信号が１のときスイッチが閉じられ、トリガー信号が０のときスイッチが開くように、２つのスイッチの状態を制御する。上記制約のため２つのトリガー信号は、互いに論理的に逆である。これは、非常に一般的であって概念上の回路であり、電圧Ｖ及び電流Ｉの極性に依存して、電力フローは、いずれかの方向にあり得ることに留意されたい。

スイッチングセルの実際的な実行のために、電圧源、電流源及び２つのスイッチは、物理的に実現可能な装置により置き換えられ得る。理想的な電圧源は、キャパシタと並列の電源により置き換えられ、これは高周波に対する低インピーダンス経路を供給する。理想的なスイッチは、（「フリーホイール」とも呼ばれる）逆並列ダイオードを持つＩＧＢＴスイッチにより置き換えられ得る。これらのダイオードの存在により、供給電圧は、ここで正の値に限定され、負荷として使用されるコイルに流れる電流は、依然両方向に流れる。ＩＧＢＴをスイッチオンオフするために有限時間かかるので、いずれの信号も活性でない短い時間間隔（待ち時間）が、両方のＩＧＢＴスイッチが（部分的に）導通する短絡を防止するために導入されなければならない。結局、我々は、プレゼンテーションをできるだけ簡潔にするために、この待ち時間間隔を無視するだろう。

２つのＩＧＢＴスイッチの組合せが、フェーズレグとして定義され、この名前の由来は、これらの回路の３つが、中程度の電力（約１００Ｗ〜１ＭＷ）誘導モーターを駆動するための現在好ましい回路である三相電圧源インバータを構成するのに必要であるということである。

単一のフェーズレグが用いられる最も一般的な態様は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて２つの取付けられたシステム間の電力の流れを制御することである。ＰＷＭで最も単純な例は、２つのゲート信号が時間について反復パターンを示すことにある。第１のゲート信号がオンされ、間隔δＴｋの間導通し、第２のゲート信号が相補的間隔（１―δ）Ｔｋの間オンされ、ここで、Ｔｋは反復間隔を示す。

ゲート信号パターンは、幾つかの態様で生成できる。主にアナログ回路で作られた最も初期の実行は、三角形状（いわゆる自然にサンプリングされた）又は鋸歯状の搬送信号を使用した。実際値δを持つ信号をこの搬送信号と比較することは、ゲート信号を生成する。より最近のモジュレータでは、同様の方法が用いられるが、現在はデジタル装置（ＤＳＰ又はマイクロコントローラのタイマー、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ）で実行される。

２本のフェーズレグを結合することは、フルブリッジ又はＨブリッジとして知られている回路を作る。フルブリッジ回路では、負荷間の平均電圧は、２つの切換えノード上の平均電圧の差として確立される。すなわち、以下の式である。
Vloadav=Vn+δ_ＡVsupply-δ_ＢVsupply=(δ_Ａ-δ_Ｂ)Vsupply (1)
ここで、Ｖｌｏａｄａｖは平均負荷電圧であり、Ｖｓｕｐｐｌｙは供給電圧である。ここでの説明では、Ｖｓｕｐｐｌｙ＞０とみなされる。２つのデューティサイクルδ_Ａ及びδ_Ｂの適当な選択により、―Ｖｓｕｐｐｌｙから＋Ｖｓｕｐｐｌｙまでのフルレンジをカバーする正負両方の負荷電圧が生成できることになる。これが、フルブリッジという名前の由来であり、実際、単一のフェーズレグは、しばしばハーフブリッジと呼ばれている。

原則として、フルブリッジを構成する２本のフェーズレグに対するＰＷＭ信号を生成するため個別の三角形状又は鋸歯状キャリアを使用できるが、両方のレグに対して同じキャリアを使用することは、しばしば便利でリソースをあまり使わない。式（１）の検討で、Ｖｌｏａｄａｖに対する単一の値がδ_Ａ及びδ_Ｂの複数の組合せで生成できることが分かる。２つの切換えノードの間で最も対称の電圧を発生して、負荷を流れる電流に最も低いリップルを導くような、これらのデューティサイクルの１つの特定の組合せが多くの場合に使われる。この特定の組合せのためのデューティサイクルは、以下のように導かれる。

Ｖｌｏａｄａｖを負荷間に所望の平均的電圧であるとする（明らかに、｜Ｖｌｏａｄａｖ｜＜（Ｖｓｕｐｐｌｙ））。フルブリッジに対するデューティサイクルδは、このとき以下により定められる。
δ=Vloadav/Vsupply (2)

個々のフェーズレグに対するデューティサイクルは、ここで、以下により得られる。
δ_Ａ=(1+δ)/2及びδ_Ｂ=(1-δ)/2 （３）

式（１）にこれらの値を代入することは、実際、Ｖｌｏａｄａｖのための所望の値が実現されるだろうことを示す。

本発明の実施例は、負荷に電力を供給するために適合した電源を供給する。電源は、少なくとも一つの給電フルブリッジ回路を有する。給電フルブリッジ回路は、直流電圧源により給電されるのに適合している。直流電圧源は、給電フルブリッジ回路の部品でもよいし、又は別個の直流電圧源であり得る。多くの実施例では、給電フルブリッジ回路とは別の直流電圧源を有することは有利である。例えば、磁気共鳴撮像では、電源が、磁場勾配コイルを給電するために使われる。磁場勾配コイルは、動作中、磁気共鳴撮像システムの電力を最も大きく消費する。一つの実施例では、電源及び直流電圧源は、一緒に集積される。他の実施例では、それらは別々である。

フルブリッジ回路の各々は、第１の出力接続部を有する。フルブリッジ回路は、出力接続部への電力の付与を制御するための第１の切換手段を有する。電源は、更に、少なくとも一つの浮動フルブリッジ回路を有する。各浮動フルブリッジ回路は、浮動フルブリッジ回路を給電するために適合されるキャパシタを有する。キャパシタの使用は、直流電圧源を回路から除去できるので、有利である。これは、電源のコストを減らす。

各浮動フルブリッジ回路は、第２の出力接続部を有する。各浮動フルブリッジ回路は、出力接続部への電力の付与を制御するための第２の切換手段を有する。電源は、更に、少なくとも一つの給電フルブリッジ回路及び少なくとも一つの給電フルブリッジ回路を有するブリッジ回路のスタックを有する。第２の出力接続部及び第１の出力接続部は、直列に接続される。スタックは、第３の出力接続部を持つ。給電フルブリッジ回路及び浮動フルブリッジ回路は、任意の順で直列に接続できる。第１、第２及び第３の出力接続部はコネクタであり得るし、又はブリッジ回路は、ワイヤ、回路基板、ソリッド銅ストリップ若しくはバスバー（母線）と一緒の配線もあり得る。電源は、更に、第３の出力接続部間の電圧を平均化するための受動フィルタを有する。受動フィルタは、第３の出力接続部に接続されている。電源は、第３の出力接続部で電圧出力を制御するため第１及び第２のスイッチング手段を切り換えることにより動作する。これがスイッチング電源であるので、電圧は一定ではなくて、滑らかに変化しない。受動フィルタは、第３の出力接続部の電圧を平滑化し、平均化する。電源は、更に、受動フィルタを負荷に接続するために適合した負荷コネクタを有する。電源が磁場勾配コイルを給電するために用いられる磁気共鳴撮像のような幾つかの実施例では、負荷が、受動フィルタを部分的に又は完全に形成する。例えば、これらの磁場勾配コイルは、大きなインダクタンスを持つ。このインダクタンスが、受動フィルタの部品として用いられる。負荷コネクタが負荷を受動フィルタに接続するための接続システムであるか、又はフィルタが負荷に配線でき、負荷が受動フィルタの一部を形成する場合、受動フィルタは負荷に組み込まれ得る。電源は、更に、キャパシタの制御電力の充電又は放電のために必要なエネルギーが負荷へ供給されるか又は負荷から取り出されるように第１の切換手段及び第２の切換手段を変調するために適合されたモジュレータを有する。モジュレータは、マイクロコントローラ、コンピュータ、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ、ＡＳＩＣ又は制御システムを使用して実行できる。この電源は、モジュレータがキャパシタの充電又は放電を制御するように設計されているので、有利である。これは、電源を低減された数の直流電圧源で構成可能にする。キャパシタの充電又は放電を制御することは、電源を連続的に動作可能にする。

他の実施例では、電源は、２つ以上の給電フルブリッジ回路を有する。この実施例は、負荷回路の電力要件が、複数の直流電圧源が必要とされるよりも十分に大きくなるので、有利である。

他の実施例では、電源は、負荷を通る電流を測定するための電流測定手段を更に有する。変調器は、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整することにより、電流測定を使用して前記負荷への電流を制御するのに更に適している。この実施例は、コイルを流れる電流が磁場勾配コイルにより生成される磁場を決定するので、磁場勾配コイルが電源により給電される磁気共鳴撮像のような幾つかのアプリケーションにとって、有利である。これらのコイルを正確に制御するため、フィードバックシステムは、電流を適当なレベルに調整するために用いられる。磁場の小さな不均質によって、磁気共鳴撮像の課題が生じるので、この実施例は、磁気共鳴撮像データの質を改善する。

電流測定手段を実行する幾つかの考えられる態様は、以下の通りである。抵抗間の電圧を測定して、又はコイルに誘導される電位を測定して、電流計を使用すること、特定の集積回路を使用すること、磁気回路の飽和現象を使用すること、及び磁気回路のホール効果センサを使用することである。ホール効果センサは、開ループ、閉ループ、又は開ループ及び閉ループ両方の電気的回路と組み合わせられる。

他の実施例では、変調器は、同じ平均周波数で、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するのに適している。この実施例は、第１及び第２の切換手段に対する変調パルスの設計を単純にするので、有利である。この実施例は、また、同じハードウェアが第１及び第２の切換手段を変調するために使用できるので、有利である。

他の実施例では、変調手段は、負荷へ付与される電圧のリップル周波数が一定であって、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の平均スイッチング周波数より高いように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するのに適している。負荷に付与される電圧のリップル周波数は、電圧がどれくらい滑らかかの尺度である。磁気共鳴撮像のような多くのアプリケーションのために、このリップル周波数をできるだけ高く持つことは有利である。この実施例は、スイッチング周波数より高いリップル周波数を可能にする。磁気共鳴撮像の例では、これは、得られる画像の質を改善する。

他の実施例では、受動フィルタは負荷を有する。これは、多くのアプリケーションで、負荷は受動フィルタに影響を及ぼすインピーダンスを持つので、有利である。既知の負荷が使われるとき、受動フィルタは、負荷のインピーダンスを組み込むように設計できる。

他の実施例では、電源は、更に、前記フィルタ回路を通る電流を測定するための第２の電流測定手段を有する。第２の電流測定手段は、前述の電流測定手段と同じ態様で実行できる。

他の実施例では、電源は、更に、前記フィルタ回路の電圧を測定するための電圧測定手段を有する。電圧測定手段が実行できる考えられる態様は、フィールド効果ベースの増幅器、計装用増幅器のような特定化された集積回路、及び電圧を電流に変換するための直列抵抗を持つ任意のタイプの電流センサのタイプを使用することを含む。

他の実施例では、変調器は、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段をサイクルで変調するのに適している。前記変調器は、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧とのサイクル毎の少なくとも２つの立ち上がりエッジが揃っているか、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧とのサイクル毎の少なくとも２つの立ち下がりエッジが揃っているか、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧との少なくとも一つの立ち上がりエッジと少なくとも一つの立ち下がりエッジとが揃っているかの何れかの態様で、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するのに適している。この実施例は、モジュレータ及びパルスの設計を単純化するので、有利である。

他の実施例では、負荷はインダクタンスを持つ。変調器は、キャパシタが前記負荷に蓄積される電気エネルギーを使用して充電又は放電されるように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するのに適している。これは、必要な直流電圧源の数を減らし、負荷のインダクタンス内に蓄積されるエネルギーを再利用することによりエネルギー消費を減らすので、有利である。

他の実施例では、変調器は、負荷へ供給される電力が時間の関数であるように適している。前記変調器は、第１のスイッチング手段を第１のレートで変調し、負荷接続部手段で測定された電圧のリップル周波数が第１のレートより高い。

他の実施例では、変調手段は、第２のレートで第１の切換手段を変調するために適合し、少なくとも一つの浮動ブリッジ回路の数はＭ―１であり、変調手段は、負荷接続手段の測定された電圧のリップル周波数が第２のレートの（Ｍ＋１）／２倍であるように、第１の切換手段及び第２の切換手段を変調するのに適合している。

他の実施例では、変調器は、電源が負荷へ電力を継続して供給できるように第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するのに適している。この実施例は、キャパシタが充電されたままであり、電力を供給又は吸収できるように変調パルスが設計されているので、有利である。

他の実施例では、負荷が磁気共鳴撮像勾配コイルである。

他の観点では、本発明は、電源を制御する方法を提供する。当該方法は、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段が同じ平均周波数で動作するように第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するステップを有する。当該方法は、更に、電力が前記負荷へ供給されている間、前記キャパシタの充電又は放電が制御されるように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整するステップを有する。当該方法は、更に、前記負荷へ付与される電圧のリップル周波数が一定であり、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段のスイッチング周波数より高いように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整するステップを有する。これらのステップの利点は、既に説明されている。

別の観点では、コンピュータプログラムは、当該方法を実施するための一組のマシン実行可能な命令を有する。

以下に、本発明の好ましい実施例が、例示として図面を参照して説明されるだろう。

図１は本発明による電源の実施例を模式的に示す。 図２は、本発明による電源を動作する方法の実施例を示す。 図３は、本発明による電源の他の実施例を模式的に示す。 図４は、本発明による電源を動作するためのパルス変調パターンの例を示す。 図５は、本発明による電源を動作するためのパルス変調パターンの他の例を示す。 図６は、本発明による電源を動作するためのパルス変調パターンの他の例を示す。 図７は、本発明による電源を動作するためのパルス変調パターンの他の例を示す。 図８は、本発明による電源を動作するためのパルス変調パターンの他の例を示す。 図９は、リップル周波数がγ及びδの関数として２倍にできるような、本発明による電源の実施例が動作できる領域を示す。 図１０は、本発明の実施例による電源を動作するパルス変調パターンの他の例を示す。 図１１は、本発明の実施例による電源を変調するための変調キャリアの例を示す。 図１２は、本発明の実施例による給電フルブリッジのデューティサイクルの関数と電源の低減したデューティサイクルとの間の関係を示す例を示す。 図１３は、本発明による電源の実施例のための負荷の電流を制御するための制御システムの機能図を示す。 図１４は、本発明による電源の実施例のための浮動フルブリッジ回路のキャパシタの電圧を調整するためのコントロールシステムの機能図を示す。 図１５は、リップル周波数がγ及びδの関数としてのシミュレーションの軌跡を持つγ及びδの関数として、２倍にできるような、本発明による電源の実施例が動作できる領域を示す。 図１６は、本発明の実施例による電源の実施例に対するシミュレーション結果を示す。 図１７は、本発明の実施例による電源の実施例に対する他のシミュレーション結果を示す。 図１８は、本発明の実施例による電源の実施例に対する他のシミュレーション結果を示す。 図１９は、本発明の実施例による電源の実施例に対する他のシミュレーション結果を示す。 図２０は、本発明の実施例による電源の実施例に対する他のシミュレーション結果を示す。 図２１は、本発明による電源の他の実施例の模式図を示す。 図２２は、本発明の実施例による電源を動作するためのパルス変調の他の例を示す。

図１は、本発明による電源の実施例を示す。本実施例の電源は、単一の給電フルブリッジ回路１００及び単一の浮動フルブリッジ回路１１０を持つ。フルブリッジ回路１００は、第１の切換手段１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄを有する。本実施例の第１の切換手段は、逆並列ダイオードを持つ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を使用して構成されている。フルブリッジ回路及び浮動フルブリッジ回路各々は、２つのフェーズレグから構成される。給電フルブリッジ回路１００において、第１のフェーズレグは、要素１０２ａ及び要素１０２ｂを有する。第２のフェーズレグは、要素１０２ｃ及び要素１０２ｄを有する。要素１０２ａ及び１０２ｂは一緒に切替えられ、要素１０２ｃ及び１０２ｄは一緒に切替えられる。フェーズレグのスイッチの１つのスイッチだけが、任意の所定時間にスイッチオンである。例えば、１０２ａ及び１０２ｂ両方が同時にスイッチオンである場合、ＤＣ電源１０６は短絡するだろう。要素１０２ａ及び１０２ｂは、直列に接続される。要素１０２ｃ及び１０２ｄも、直列に接続される。

第１のフェーズレグ及び第２のフェーズレグは、フルブリッジ回路を構成するために、同じＤＣ電圧源に接続されている。第１の切換手段は、ＤＣ電源１０６に接続されている。第１の出力接続部は、要素１０２ａと１０２ｂとの間に接続され、第１の出力接続部に対して第２の接続部は要素１０２ｃと１０２ｄとの間にある。給電フルブリッジ回路１００の切換手段１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの全ては、モジュレータ１２４に接続されている。モジュレータは、第１の出力接続部１０４ａ、１０４ｂが直流電圧源１０６のＤＣ電圧を持つか、直流電圧源１０６の電圧のマイナス電圧を持つか又は電圧を持たないように給電フルブリッジ回路１００を制御できる。直流電圧源１０６は、給電フルブリッジ回路の一部であるか、又は別個の部品である。非常に大きい電力が供給される磁場勾配コイルを給電するための磁気共鳴撮像のようなアプリケーションのために、別々のＤＣ電源を持つことは有利であるが、幾つかの状況で、ＤＣ電源１０６は、給電フルブリッジ回路に集積されるだろう。

浮動フルブリッジ回路１１０は、切換手段１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄ及びキャパシタ１１６を有する。要素１１２ａ及び１１２ｂは第１のフェーズレグを形成し、要素１１２ｃ及び１１２ｄは第２のフェーズレグを形成する。要素１１２ａ及び１１２ｂは、直列に一緒に接続される。要素１１２ｄ及び１１２ｃも、直列に一緒に接続される。第１のフェーズレグ及び第２のフェーズレグは、フルブリッジを得るために、キャパシタ１１６に接続されている。第２の出力部１１４ｂは、要素１１２ａと１１２ｂとの間に接続部を持つ。第２の出力部１１４ａも、要素１１２ｄと１１２ｃとの間に接続部を持つ。給電フルブリッジ回路１００が機能するのと同じ態様で、浮動フルブリッジ回路１１０は機能する。違いは、直流電圧源１０６により給電される代わりに、このブリッジ回路がキャパシタ１１６により給電されるということである。第２の切換手段１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄの要素の各々は、モジュレータ１２４に接続されている。

同様に、モジュレータは、第２の出力接続部１１４ｂ及び１１４ａで、電圧を制御する。第２の出力接続部１１４ａ、１１４ｂの電圧は、キャパシタ１１６の電圧であるか、電圧を持たないか又はキャパシタ１１６の逆電圧である。給電フルブリッジ回路１００は、浮動フルブリッジ回路１１０と直列に接続されている。これらは、第１の出力接続部１０４ｂと第２の出力接続部１１４ａとの間に接続されている。ブリッジ回路１２６のスタックは、結合された給電フルブリッジ回路１００及び浮動フルブリッジ回路１１０を有する。フルブリッジ回路１２６のスタックは、第３の出力接続部１１８ａ及び１１８ｂを持つ。出力接続部１１８ａは第１の出力接続部１０４ｂの出力部に接続され、第３の出力接続部の出力部１１８ｂは第２の出力接続部の出力部１１４ａに接続されている。受動フィルタ１２０は、第３の出力接続部１１８ａ及び１１８ｂに接続されている。受動フィルタは、電圧信号を滑らかにするのに役に立つ。出力フィルタは、負荷接続部１２２ａ及び１２２ｂに接続されている。負荷１０８は、負荷コネクタ１２２ａ及び１２２ｂに接続されている。本実施例では、第１、第２及び第３の負荷コネクタは、ディスクリートの接続であるとして示されている。しかしながら、幾つかの実施例では、これらは、配線による接続である。

回路は、この例では３端子を使用する２ポート装置であるフィルタ１２０を示す。他の実施例では、フィルタ１２０は、４端子の装置もあり得る。幾つかの実施例では、フィルタは、負荷１０８に組み込まれ得る。また、幾つかの実施例では、負荷のインピーダンスは、フィルタ１２０の一部として機能できる。

図２は、本発明による電源の実施例を制御する方法の実施例を示す。当該方法は、第１の切換手段及び第２の切換手段が同じ平均周波数で動作するように第１の切換手段及び第２の切換手段を変調するステップ２００を有する。ステップ２０２では、電力が負荷に供給される間、浮動キャパシタの充放電が制御されるように、第１の切換手段及び第２の切換手段の変調が調整される。キャパシタの充放電の制御は、浮動フルブリッジ回路から電力の供給を維持することにとって重要である。ステップ２０４では、負荷に付与される電圧のリップル周波数が一定で、第１及び第２の切換手段のスイッチング周波数より高いように、第１及び第２の切換手段の変調は調整される。

図３は、本発明による電源の実施例を示す。図１に示される細部全てが、図３に示される実施例に含まれていたり、符号がついているわけではない。この慣例は、これ以降の電源の他の実施例に対しても同様である。例えば、個々のブリッジ回路の切換手段を制御する変調器があることは理解されたい。また、ブリッジ回路の個々の部品は詳述されない。フィルタも、図３の実施例、又は後続の実施例で示されてはいない。

図３の実施例は、給電フルブリッジ回路３００、第１の浮動フルブリッジ回路３１０及び第２の浮動フルブリッジ回路３１２を持つ。これらの３つのフルブリッジ回路は、直列に一緒に接続されている。これらフルブリッジ回路の出力接続部は、負荷３１４に接続されている。３つのテスト要素３４０、３４２及び３４４も見える。これらは、Ｕ１、Ｕ２及びＵ３と符号がつけられ、個々のフルブリッジにより作られる電圧を示す測定装置である。これらは、ブリッジ回路の各々の電圧を表示し、電源の機能の説明を容易にすることを目的としている。要素３４０は、給電フルブリッジ回路３００の出力端子間に接続されている。電圧測定器３４２は第１の浮動フルブリッジ回路３１０の出力端子間に接続され、電圧測定器３４４は第２の浮動的フルブリッジ回路３１２の出力端子間に接続されている。

これらの一つだけが外部で供給され、残りのブリッジがバルクのＤＣリンクキャパシタによってだけ供給される直列接続のフルブリッジからなる回路は、単一の電源で動作でき、更にまた、完全なＭＲＩ勾配増幅器を通常形成する３つの軸（Ｘ，Ｙ、Ｚ）のために結合できる。Ｍ＝３の例が図３に与えられ、ここで、Ｍは、電源の浮動及び給電両方のフルブリッジ回路の数である。

図３に示された実施例が、詳細にわたって説明されるだろう。Ｍ＞３の値に対する電源の動作の理論は、Ｍ＝３の場合に類似している。

（長期の時間、勾配コイルにＤＣ電流を効果的に供給する）安定状態では、他の測定なしでも、浮動フルブリッジのＤＣリンクキャパシタは、勾配コイルの抵抗損失及び他の回路部品の抵抗損失の一部に供給する必要があるので、放電するだろう。有限の時間後、Ｃ２及びＣ３間の電圧はゼロに減少し、回路から浮動フルブリッジを効果的に取り除くだろう。これは、リップル周波数が（低い）給電フルブリッジのリップル周波数に等しくなることを意味し、従って、コイル電流のリップルの振幅が増大するだろう。ＭＲＩアプリケーションにおいて、大部分の基本的情報が、正に勾配電流のこのフェーズに集められ、非常に厳しい要件が、画像の所望の高解像度を得るためにリップルに適用する。

本発明の実施例は、浮動キャパシタの電荷の状態の正確な制御を可能にすること、（Ｍ＋１）／２倍のリップル周波数、すなわち３つのブリッジに対する周波数の２倍のリップル周波数を得ること、同一の電気的及び熱的レイアウトを可能にし、これにより使用されるべきモジュラーデザインを可能にして、同じ平均スイッチング周波数で全てのブリッジを動作することを含む態様で、浮動及び給電フルブリッジを形成する能動的パワー装置のための点火信号の生成に対処する。

生成器は、浮動フルブリッジの一つ以上により生成されるパルスを用いて、給電フルブリッジにより生成される電圧パルスの部分的な補償により、これを達成する。この補償スキームは、ブリッジの数Ｍの任意の奇数値に対して完全に可能である。Ｍの偶数値に対して、浮動及び給電フルブリッジの平均スイッチング周波数が等しくない場合の部分的解決策が可能である。

以下の説明は、浮動及び給電フルブリッジの供給電圧が等しいと仮定している。図４は、時間の関数として、フルブリッジ回路の各々の間の電圧と電源の電圧出力とを示す。時間軸は、４００でラベルされている。軌跡４０４は、電圧測定器３４０での電圧測定値を示し、軌跡４０６は、図３の電圧測定器３４２での電圧測定値を示し、軌跡４０８は、図３の電圧測定器３４４での電圧測定値を示す。図４の電圧測定値４０２は、図３の測定器３４０、３４２及び３４４の電圧の和である。４０２は、図３に示される電源の総出力を表す。図４は、３つにスタックされたＨブリッジを使用しているパルススヌープの実例を示す。一番上の軌跡４０４：Ｕ１＝給電フルブリッジにより作られた電圧、第２の軌跡４０６：Ｕ２＝第１の浮動フルブリッジにより作られた電圧、第３の軌跡４０８：Ｕ３＝第２の浮動フルブリッジにより作られた電圧、一番下の軌跡４０２：Ｕ１、Ｕ２及びＵ３の和である最終結果である。Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３の極性については、図３を参照されたい。

（パルス当たり少ない流束変化に至り、これにより低い電流リップルに至る）勾配コイルにより知覚されるような正味の周波数を増大するために、２つの浮動フルブリッジは、給電フルブリッジのパルス領域の幾らかを「スヌープオフ」するために使用でき、それを時間について他の位置へ移動させることができる。給電フルブリッジからスヌープされた各パルスは、浮動フルブリッジに２つのパルスを導き、従って、これら２つを使用して、インターリーブモードで動作して、全てのブリッジに対して同じ正味のスイッチング周波数を導く。結果的に、スイッチング損失及び（平均）伝導損失は、全てのブリッジに対して多かれ少なかれ等しくなり、これら全てに対して同じハードウェアが使用可能になる。パルススヌープ着想の例は、３つにスタックされたＨブリッジを使用して、図４に示される。

図４では、給電フルブリッジは、０．２のデューティサイクルδ及び１フェーズレグにつき１の正規化されたスイッチング周波数で動作している。このブリッジにより作られる電圧のパルス周波数は、２倍大きい、すなわち、この例では、時間ユニット当たり２つのパルスである。浮動フルブリッジ（Ｕ２）の１つは、ｔ＝０．５の近くで、給電フルブリッジ（Ｕ１）により作られるパルス領域の半分が、給電フルブリッジのパルス幅の半分を持つ負の「補正」パルスを加えることにより補償されるように動作される。Ｕ２は、また、ｔ＝０．３の近くで同じ領域を持つ正のパルスを作る。ｔ＝１の近くで、他の浮動フルブリッジ（Ｕ３）は、負のパルスを作り、またＵ１領域の半分をスヌープする。最後に、ｔ＝０．８の近くで、Ｕ３は、同じ領域を持つ正の「補正」パルスを加える。

このパターンは、ｔ＝１からｔ＝２までの間隔で繰り返される。勾配コイルに付与される電圧は、浮動及び給電フルブリッジの電圧の和であり、図４の一番下の軌跡に示されているように、Ｕ１のリップル周波数の２倍と同じリップル周波数を持つ。一定の勾配電流を仮定すると、浮動フルブリッジにより供給されるネット電力はゼロであるが、勾配コイルに示される電圧領域がＵ１だけ活性である場合よりも２倍小さいので、ピークツーピーク電流リップルもほぼ半分にされた。

適当なカットオフ周波数を持つ（Ｌ／Ｃ）受動フィルタが回路に加えられる場合、リップル低減は、増大されたリップル周波数でのフィルタによる高い減衰により更に強化される。

Ｍ＝５に対する補償パターンが図５に示され、ここで、スヌーププロセスが、０．３のデューティサイクルδ及び５つのスタックＨブリッジに対して例示される。図５は、図４に示されたのと同様のプロットを示すが、回路は、一つの給電フルブリッジ回路及び４つの浮動フルブリッジ回路を持つ。図５は、５つのスタックＨブリッジを使用してスヌープしているパルスの実例を示す。一番上の軌跡５０４：Ｕ１＝給電フルブリッジにより作られる電圧、中間の軌跡Ｕ２：５０６、Ｕ３：５０８、Ｕ４：５１０、Ｕ５：５１２＝それぞれの浮動フルブリッジにより作られる電圧、一番下の軌跡：Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４及びＵ５の和である最終結果である。

図５は、個々のフルブリッジ回路の各々の電圧と電源の総出力とを示す。時間軸は５００であり、５０４は給電フルブリッジ回路の電圧出力を示す。５０６、５０８、５１０及び５１２は、４つの浮動フルブリッジ回路の電圧を示す。５０２は、電源の全体の出力電圧に等しい全５つのフルブリッジ回路の電圧の和を示す。

図５の例では、給電フルブリッジ（Ｕ１）の各パルスの１／３が２度スヌープされ、元の幅の１／３のネットパルスが残る結果になる。スヌープされた領域は、元の幅の１／３を持つ２つの個々のパルスで時間内に後で補償される。図５の一番下の軌跡５０２に示される結果は、勾配コイルに付与される電圧において３倍に増大されたパルス周波数を得るということである。Ｍの他の奇数値に対しても、上述されたＭ＝３及びＭ＝５の場合に関してと同じ推論ができる。

Ｍの偶数値に対しても、スヌーププロセスは依然使用できるが、実行はＭの奇数値より複雑であり、個々のＨブリッジの平均スイッチング周波数は、厳密にはもはや等しくない。Ｍ＝４に対する例が、図６に示される。図６は、時間６０３の関数として、４つにスタックされたフルブリッジ回路の電圧を示す。６０４、６０６、６０８及び６１０は、４つのフルブリッジ回路の個々の電圧を示す。６０２は、４つのフルブリッジの電圧の和を示し、電源の出力である。

図６は、４つにスタックされたＨブリッジを使用してスヌープしているパルスの実例を示す。一番上の軌跡６０４：Ｕ１＝給電フルブリッジにより作られる電圧、中間の軌跡Ｕ２：６０６，Ｕ３：６０８，Ｕ４：６１０＝それぞれの浮動フルブリッジにより作られた電圧、一番下の軌跡６０２：Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３及びＵ４の和である最終結果である。

図６のＭ＝４に対する例は、パルスパターンが以前に示されたＭ＝奇数の場合に対するよりは反復でない挙動を示すことを表している。また、給電フルブリッジ（Ｕ１）に対するパルスパターンは、以前より必ずしもより規則的である必要はなく、これは供給電圧への高いリップル及び電力部品へのより多くのストレスに至る。一般に、Ｍ＝偶数に対する解決策は可能であるように見えるが、これらは次善策であるとみなされなければならず、パルススヌーププロセスの真の強さはＭ＝奇数に対して最もよく示される。

浮動フルブリッジが特定の切換間隔で負荷に正味のエネルギーを供給する（又は負荷から吸収する）ことができる場合、同様のパルス領域補償及びリップル低減が、ほとんど全ての動作領域で可能である。浮動フルブリッジから取り出される電力又は供給される電力のため、それらのＤＣリンクキャパシタの電荷及び電圧が変動する。ＤＣリンク電圧の小さな変動は、パルス当たり正味の電圧積分が同じであるように、当のブリッジのデューティサイクルをしかるべく変えることにより補償できる。斯様な補償メカニズムが実施されていると仮定し、以下の説明においては、これらの小さな電圧変動を無視する。以下に、Ｍ＝３のブリッジの場合が詳細に説明されるだろう。従前の例に従って、Ｍの他の奇数値に対する拡張は容易であるので、ここでは説明されない。

後続の扱いのために、最初に幾つかの表記が導入される。

３つの接続されたブリッジの動作範囲は、３つの座標（γ_１，γ_２，δ）によりスパンされる立方体として見られる。これは視覚化するのがいくらか難しいので、（３つのブリッジ供給電圧の左右対称の利点を鑑みると、通常の場合である）両方の浮動フルブリッジが等しく扱われるγ_１＝γ_２＝γ／２である簡単な場合を説明する。この制約により、動作範囲は、座標（γ，δ）によりスパンされる平面として見られる。

（γ，δ）に対するセットポイント値が利用できると仮定すると、３つのブリッジに対する所望の切換パターンの生成は容易である。これは、図７の信号を使用して例示されるだろう。

図７は、スタックの１つの給電フルブリッジ回路及び２つの浮動フルブリッジ回路を具備する電源を維持するためのパルスパターンを作るやり方を示す。時間軸は、７００である。７０２は、電源の所望の出力を示す。７０４は、給電フルブリッジ回路の電圧出力を示す。７０２及び７０４の２つの立ち下がりエッジ７０８及び７１０が揃っている。７０６は、７０４を持って電圧パターン７０２を生成するために必要とされる浮動ブリッジにより作られる電圧の和を示す。図７は、δ＝０．２及びγ＝０．４に対するパルスパターンの例を示す。上位の軌跡７０２：和、すなわち勾配コイルに付与される（正規化された）電圧、中間の軌跡７０４：Ｕ１、給電フルブリッジにより作られる電圧、下位の軌跡７０６：Ｕ２＋Ｕ３、すなわち浮動フルブリッジにより作られる電圧の和である。

図７の上位の軌跡は、個々のブリッジ出力電圧の和である、すなわちＳｕｍ＝Ｕ１＋Ｕ２＋Ｕ３である勾配コイルに付与される電圧を表す。これは、デューティサイクルδ＊＝δ＋γ＝０．６及び時間ユニット当たりの４つのパルスの周波数を持つ信号である。中間の軌跡７０４は、デューティサイクルδ＝０．２及び時間ユニット当たりの２つのパルスの周波数を持つ信号である給電フルブリッジの電圧Ｕ１を表す。２つの浮動フルブリッジ（Ｕ２＋Ｕ３）により生成される電圧は、これらの信号を減算することにより得られる、すなわち（Ｕ２＋Ｕ３）＝Ｓｕｍ―Ｕ１である。浮動フルブリッジに対する信号と給電フルブリッジに対する信号との間の位相関係が、両方の信号の1サイクルにつき２つのエッジが位置合わせされるように（図７で、これらは、ｔ＝０．０５及びｔ＝０．５５の立ち下がりエッジである）、選択されたことに留意されたい。このフェーズ関係で、図７の下位の軌跡は結果として、時間ユニット当たり４つのパルスの周波数を特徴とする。

個々の給電フルブリッジ当たりのパルスパターンは、Ｕ２及びＵ３にわたって等しく、且つ対称的に図７の下位の軌跡７０６の信号（Ｕ２＋Ｕ３）のエッジを分配することにより得られる。これは幾つかの態様で実施でき、その一つが図８に示される。

図８は図７の継続であり、γ（Ｕ２＋Ｕ３）に対するパターンを浮動Ｈブリッジの個々のフェーズレグに対するパターンに分ける例を示す：Ａ２：８１０、Ｂ２：８１２、Ａ３：８１４、Ｂ３：８１６である。図８では、時間軸７００は、７０６のときと両方の図で同じである。第１の浮動フルブリッジ回路の電圧は８０４であり、第２の浮動フルブリッジ回路の電圧は８０６である。８１０及び８１２は、第１の浮動フルブリッジ回路の個々のフェーズレグの電圧を示す。８１４及び８１６は、第２の浮動フルブリッジ回路の個々のフェーズレグの電圧を示す。

（Ｕ２＋Ｕ３）に対するパルスパターンが、図８の上位の軌跡７０６に再度描かれている。最初の４つの切換イベントをＵ２：８０４へ割り当て、表示された間隔の最後の４つのイベントをＵ３：８０６に割り当てて、示されるようなフェーズレグ当たりのスイッチングパターンの可能な実現が得られる。図８に示されるパターンが可能な唯一のものではないことは、強調されなければならない。以下の自由度が、存在する。
（Ｕ２＋Ｕ３）の切換イベントを２つの浮動フルブリッジ（Ｕ２及びＵ３）に割当てて、給電フルブリッジ当たりヌルベクトルを割当てて、０の正味の出力が、フェーズレグ当たりの組合せ（Ｈ、Ｈ）、又は（Ｌ、Ｌ）の何れかにより作られること。

複数の解決策が可能な場合、更なる選択は、例えば浮動フルブリッジのＤＣリンクキャパシタのリップル電流を最小化し、又は生成の容易さ及びタイミング信号の連続性に基づいてできる。図７及び図８で例示される導出を適用して、周波数を２倍にすることが（γ，δ）平面の大部分で可能であることが判明した。

図９は、リップル周波数が、２つの浮動フルブリッジ回路９００のデューティサイクル及び給電フルブリッジ回路９０２のデューティサイクルであるγ及びδの関数として、２倍にできる領域を示す。ハッチ領域９０４は、リップル周波数が２倍にできる領域を示す。領域９０６では、リップル周波数は２倍にできない。

図９の９０６で分類される到達できない（ハッチされていない、三角形の）領域では、電圧リップルも、単一のブリッジの周波数に等しい成分を含む。これらの成分は、（γ，δ）平面の縁に近づくにつれて、徐々に増大する。最悪の場合のリップルは、ポイント（γ，δ）＝（２，０．５）、（２、−０．５）、（−２，０．５）及び（−２、−０．５）で見つかる。これらのポイントでは、浮動フルブリッジは完全に飽和して、給電フルブリッジだけが切り替わり、これは低いリップル周波数を説明する。

図９の白色領域９０６では、最適挙動に近いものは、できるだけ均一に時間にわたって個々のパルスを分配することにより作られる。例は、図１０に示される。

図１０は、図９に示される領域９０６の１つに対するフルブリッジ回路に対するパルスパターンの例を示す。１０００は時間軸であり、１００２は電源の出力を示し、１０４は給電フルブリッジ回路の出力を示し、１０６は２つの浮動フルブリッジ回路の和を示す。

図１０に示される例では、勾配コイルに付与される電圧の平均値は、２．２ユニットに等しい。これは、時間の８０％の間は２であり、時間の残りの２０％の間は３である信号で実現できる。給電フルブリッジが値１を持つときだけ、値３が実現でき、従って、図１０の一番上の軌跡の４つのパルスは、中間の軌跡が高い時点で発生する必要がある。組み合わされた浮動フルブリッジに対する結果的パターンは、一番下の軌跡に示され、図７で観察されるパターンと比較して半分の値だけであるパルス周波数を示す。このパターンは、浮動フルブリッジ当たり１つのフェーズレグだけを切替えることにより生成できる。

図８に関して説明されたように、個々のブリッジの信号Ｕ２及びＵ３への信号（Ｕ２＋Ｕ３）の分解は、幾つかの態様で可能である。フルブリッジの個々のフェーズレグの挙動を説明する信号Ａ_ｉ及びＢ_ｉへの単一のＵ_ｉ信号の分解の自由もある。特に、所望な値Ｕ_ｉ＝０が、２つのフェーズレグの組合せ（Ａ_ｉ，Ｂ_ｉ）＝（０，０）又は（Ａ_ｉ，Ｂ_ｉ）＝（１，１）により作られる。

全ての時点がγ及びδの連続関数として定義される切換時点の１つの実現が示される。特別な測定が個々のフェーズレグに対するゲート制御信号のグリッチを防止するために必要でないので、この特定の実現は、実行のための明瞭な利点を持つ。実際に、個々のフェーズレグのスイッチタイミングは、鋸歯キャリア又は同様のタイミング装置を使用して、容易に引き出せる。給電フルブリッジの変調は、古典的三角形波キャリアで実行できる。これらのキャリアは、図１１に示される。

図１１は、図１０に示されるパルスパターンに対する変調キャリアを示す。１１００は、時間軸である。１１０２は、給電フルブリッジ回路用の三角形キャリアである。１１０４及び１１０６は、２つの浮動フルブリッジ回路用の鋸歯キャリアである。

２つの浮動フルブリッジに対するキャリアは同じ形状を持つが、これらの間で１８０度のフェーズシフトを特徴とすることに留意されたい。１８０度は、０．５の正規化された時間ユニットに等しい。

給電フルブリッジの個々のフェーズレグのためのタイミング時点は、キャリア波形とγ及びδに対するセットポイントから得られる値を持つレベルと比較することにより作られる。通常、これらのレベルは、キャリア波形の周波数と比較して時間的にゆっくり変化するだけであり、キャリア波形の時間スケールで、これらレベルは、ほぼＤＣ値として取り扱われる。

表記の簡潔さのため、変数δｘ、用語「低減されたデューティサイクル」が、以下の数式で導入される。
δ＜−１／２ ⇒δｘ＝−１−δ （４）
−１／２≦δ≦１／２⇒δｘ＝δ
１／２＜δ ⇒δｘ＝１−δ

図１２は、給電フルブリッジ１２００のデューティサイクルδと低減されたデューティサイクルδｘ１２０２との間の関係を視覚的に示す。

図９で示されたハッチ領域９０４内の動作のために、タイミングを定めるレベルは、以下の式により与えられる。
Ａ_ＯＮ＝（−１／４−γ／４）ｍｏｄ１、 Ｂ_ＯＮ＝（１−δｘ／４）ｍｏｄ１
（５）
Ａ_ＯＦＦ＝（１／４＋δｘ／４）ｍｏｄ１、 Ｂ_ＯＦＦ＝（１／２−γ／４）ｍｏｄ１
（６）

ここで、Ｘ_ＯＮ及びＸ_ＯＦＦは、フェーズレグＸ（図３の文字を参照すると

）が、それぞれ底部（ｂｏｔｔｏｍ）から上部（ｔｏｐ）に又はその逆にスイッチする時点を示す。「ｍｏｄ１」表記は、＜０であったり、＞１であったりする全ての信号が間隔［０：１］内に収まるようにすることを示すために用いられ、鋸歯キャリアとの比較が働くようにする。図９に示される白い三角形領域９０６内の動作は、以下の式により定められる。

連続的に同じ状態にあるレグに対して、「スイッチング時点」及び付随するレベルは、意味を持たない。ハードウェアの実行に依存して、レベルが三角形領域９０６の境界でも連続的であるように、これらのレベルを定めることは実際的であり得る。斯様な実行は、非切換フェーズレグに対して以下の値を使用する。

これらの定義で、全てのタイミング時点は、γ及びδの連続関数である。

完全な勾配増幅器の主要なタスクは、基準（セットポイント）信号が、正確にスケーリングされ、コイル電流で再生されるような態様で、電圧及び電流を勾配コイルへ供給することである。このタスクは、制御システムにより一般に支配される。最も一般的な（フィードバック）再生において、このシステムは、実際のコイル電流とセットポイント値とを比較し、これら２つの違いをアンプの出力電圧を設定するために使用する。より速い反応を得るために、しばしば、勾配コイル挙動のモデルを使用して、フィードフォワード経路が加えられる。両方のコントローラ部の出力が、このとき、コイル電圧に対して設定されたポイントを得るために加えられる。斯様な混合フィードバック／フィードフォワードコントローラの例が、図１３において勾配チェーンの他の部分と共に示される。

図１３は、本発明による電源の実施例に対する制御システムの例である。１３００は、勾配コイル及び磁気共鳴撮像システムで所望される電流設定ポイントである。電流設定ポイントは、要素１３０２及び１３０４に接続されている。１３０２は、負荷又は勾配コイル動作のほぼ逆モデルを内部的に使用するフィードフォワード制御要素である。１３０２の出力は、勾配コイルを通る所望の電流を駆動するために必要な電圧の見積もり値である。幾つかの実施例では、モデルの不正確さのため、１３０２の出力は十分には正確でなく、追加のフィードバック制御要素が、所望のパフォーマンスを得るために加えられる。これを達成するために、要素１３０４は、また、勾配コイル１３１４の測定されたコイル電流から信号を受信する。１３０４は、勾配コイル１３１４からのフィードバック信号と電流設定ポイント１３００との間の差を決定する。この差が、フィードバック制御要素１３０６で使われる。１３０２及び１３０６両方とも１３０８に信号を送り、１３０８は、これら二つからの信号を加算して、電圧設定ポイントを決定する。電圧設定ポイントは、モジュレータ１３１０により用いられ、モジュレータ（変調器）は、勾配増幅器１３１２へゲート信号を送る。勾配増幅器は、勾配コイル１３１４を駆動するために用いられる電圧を生成する。勾配コイル１３１４のセンサは、要素１３０４へフィードバックされるコイル電流を測定する。図１３に示されるような基本的回路は、多くの場合、供給電圧、温度等のような様々な他の信号を用いて更に強化される。

本発明にとって、組み合わされたコントローラの出力がコイル電圧の尺度であると認識することが重要である。前に使用された表記で、コントローラは、信号の平均値Ｓｕｍ＝（Ｕ１＋Ｕ２＋Ｕ３）に対する設定ポイントを与える。Ｕ１、Ｕ２及びＵ３による個々の寄与がどれくらい大きい必要があるかは、以下のような要因に依存する。

リップル周波数が常に２倍になれるように、図９の白色の三角形領域を回避したいという願望要因。
浮動キャパシタの電荷の状態を制御したいという願望要因。
電源から取られる電力を滑らかにしたいという願望要因。

これら全ての願望が、同時に満たされるわけではない。これらは、以下で説明されるだろう。

２倍のリップル周波数を得るという願望要因
所与のコントローラ出力（Ｕ１＋Ｕ２＋Ｕ３）が、δ及びγの複数の組合せにより実現でき、図９に示される平面において、傾斜―１を持つ斜線として現れる。これは、δ^＊に対する任意の特定の値が、その図の白色の領域に入らずに、すなわち２倍のリップル周波数を維持しながら、常に実現できることを意味する。これらの白色の領域を回避することは、浮動フルブリッジと給電フルブリッジとから取り出される電力の間の一時的な次善のバランスをおそらく犠牲にするようになる。しかしながら、δ^＊の絶対値が２より大きい時間間隔が制限されるので、δ^＊の絶対値が低いとき、前述の次善の悪影響が後で修理できる。

浮動キャパシタの電荷の状態の制御する願望要因
この説明のため、浮動キャパシタの電圧に対する設定ポイント値が利用できると仮定する。上で提示された電流制御ループのように、これらの設定ポイントは、対応する実際の（測定された）電圧と比較でき、この差が電圧を修正するために使用できる。浮動キャパシタの電圧を修正するために、正しい符号を持つ電流が、浮動キャパシタを充電又は放電の何れかを行うために供給される必要がある。この電流の大きさは、補正がどれくらい速く起こるかを決定する。

回路の性質のため、浮動キャパシタへの充電又は放電電流を供給することは、電流が勾配コイルに流れている場合にだけ可能であり、充電電流の大きさは、正及び負の両方の方向で、この勾配電流により制限される。勾配電流が正確にゼロであるとき、浮動キャパシタの電圧の制御が可能でないことが結果として起こり、制御システムは、これを考慮に入れる必要がある。ゼロではない電流Ｉ_ＧＲＡＤがチェーン内を流れていて、電流Ｉ_{ＣＨＡＲＧＥｉ}が浮動キャパシタを充電するために所望される場合、給電フルブリッジのデューティサイクルγ_ｉは、以下により定められる。
γｉ＝Ｉ_{ＣＨＡＲＧＥｉ}／Ｉ_ＧＲＡＤ (13)
ここで、γ_ｉは間隔［―１：１］に限定される。

図１４は、浮動フルブリッジ回路を使用する電源に対する電圧制御の例を示す。この制御回路は、浮動フルブリッジ回路のキャパシタの電荷を制御している。１４００は、浮動キャパシタンス電圧設定ポイントである。１４０２は、初期の設定ポイントと勾配増幅器電源１４１０で作られるキャパシタの電圧の測定とに基づく制御エラーを決定する要素である。要素１４０２により計算される制御エラーは、電流設定ポイントを決定するコントローラ１４０４へ送られる。要素１４０６は、勾配コイル１４１２から測定されたコイル電流で、１４０４により計算される電流設定ポイントを割ることにより、デューティサイクルのための制御信号を計算する。制御信号は、勾配増幅器電源１４１０を制御するために用いられるゲート信号を生成するモジュレータ１４０８へ送られる。１４１０による浮動キャパシタンス電圧の測定値は、要素１４０２へ送り返される。１４１０により生成される電圧は、勾配コイル１４１２に給電するために用いられる。測定されたコイル電流は、γ制御信号の計算のための要素１４０６へ送り返される。

図１４では、電圧制御に関連する信号だけが示され、γ_ｉの制約（回路内にガンマ（Ｇａｍｍａ）として描かれる）は明確に示されていない。

供給電力を滑らかにして、連続的な電力を供給する願望要因
勾配コイルへ供給されるエネルギーは、２つの部分に分けられる。
消失される（及び失われる）エネルギー。
格納される（及び復元できる）エネルギー。

後者の部分に対しては、勾配コイルのインダクタンスに保存されるエネルギーを対象にするだけであるが、フィルタが用いられる場合、フィルタ部品に保存されるエネルギーも同様に加えられる。通常、フィルタに保存されるエネルギーは、格納された全エネルギーのごくわずかであり、説明をできるだけ簡潔にするために、以下の説明では、この部分を省略するだろう。いずれにせよ、エネルギーの格納された部分は、大きさの制限がある。これらの２つの部分を取扱う便利な方法は、以下の通りである。
格納されたエネルギーが、浮動キャパシタにより供給され、戻される。
消失されたエネルギーが、電源により供給される。

稼働のこの態様は、電源が一方向性だけを必要とし、エネルギーが勾配コイルから浮動キャパシタまで戻されるとき、過電圧が結果として決してないことを意味する。実質的に、浮動キャパシタの電圧に対する設定ポイントは、正味の格納されたエネルギーが一定であるという状態から容易に取り出すことができる。

(14)

式（１４）で使用される符号の意味は、以下のテーブルに与えられる。

式（１４）により規定されるような浮動キャパシタの電圧に対する設定ポイントを持つシステムを使用することは、消失された電力が電源により供給される状況を導く。典型的な勾配電流形状に対して、これは、供給されるべき電力のかなりのリップルを導くので、付加的なフィルタリング、例えば３つの勾配軸の給電フルブリッジに対する大きな共有ＤＣバスキャパシタを使用するフィルタリングが適切であろう。これは変調方法に影響を持たないので、これは更に言及されないだろう。

シミュレーション結果
このセクションでは、モジュレータ（変調器）の動作が、本発明を実行するＳｉｍｕｌｉｎｋモデルからの結果を使用して示される。初めの幾つかの例（図１６―図１９に示される）では、一方の変数（δ又はγ）がその最小と最大との間を変化するが、他方の変数が一定に保たれる。最後の例（図２０に示される）では、δ及びγ両方が変化する。

図１５は、図９におけるのと同一のデータのプロット線を示す。軸１５００は、２つの浮動フルブリッジ回路のデューティサイクルを表す。軸１５０２は、給電フルブリッジ回路のデューティサイクルを表す。領域１５０４は、リップル周波数が２倍にできる領域である。領域１５０６は、リップル周波数が２倍にできない領域を表す。図１６では、２つの浮動フルブリッジ回路のデューティサイクルが一定に保たれ、給電フルブリッジ回路１５０２のデューティサイクルが変化するか、又は給電フルブリッジ回路１５０２のデューティサイクルが一定に保たれ、２つの浮動フルブリッジ回路のデューティサイクルがその最大と最小との間で変化するときの何れかで、２０の変調パターンを通じて、電源当たりの出力電圧が示される。１５１６（図２０に対応する）では、変数δ及びγ両方が、それらのそれぞれの最小値から最大値に変化されることに留意されたい。図１５は、これらの２つの変数が以降のシミュレーションでどのように変化するかを視覚的に示す。矢印１５０８は、図１６の軌跡を示す。矢印１５１０は、図１７の計算の軌跡を示す。矢印１５１２は、図１８の軌跡を示す。矢印１５１４は、図１９により採られる軌跡を示し、矢印１５１６は、図２０により採られる軌跡を示す。

結局示されるべき全ての例に対して、３つのフルブリッジの電圧が、それらの合計と共に示される。各軌跡に対して、意図された平均値（実際にδ、γ_１、γ_２及びδ^＊に対する値）が、同様に示される。これらの例では非常に滑らかな性質を持つので、後者の信号は脈動電圧とは容易に区別できる。

図１５に示されるように、図１９に示されるものを除いて、ここで示される全ての例は、正味のパルス周波数が２倍にならない三角形領域１５０６からは離れている。以下の図（図１９を除いて）の一番下の軌跡は、全体のシミュレーションの間のＳｕｍ（和）信号（一番下の軌跡）の４０ｋＨｚ（４／１００μｓ）の正味のパルス周波数を実際に示している。図１９の例は、（γ，δ）により記述される軌跡が前記三角形領域の１つを通っているシミュレーションの始め近くと終わり近くで、Ｓｕｍ信号のパルス周波数の幾つかの不規則性を示している。

図１６乃至図２０では、類似の符号要素は、最小の２桁が同一であるように選ばれている。一度説明された類似の符号要素は、必ずしも再び説明される必要はないだろう。全ての例において、式（４）乃至（１２）によって決定されるようなタイミング値が使われた。

図１６は、γが０．５で一定に保たれ、δが−１から１まで変化するシミュレーションを示す。２つの浮動フルブリッジが対称的に扱われる、すなわちγ_１＝γ_２＝γ／２であることに留意されたい。１６００は時間軸であり、１６０２は電力の出力を示し、１６０４は給電フルブリッジ回路の電圧の変調を示し、１６０６及び１６０８は２つの浮動フルブリッジ回路の電圧を示す。

図１７は、γが−１．５で一定に保たれ、δが―１から１まで変化するシミュレーション結果を示す。

図１８は、δが０．１で一定に保たれ、γが―２から２まで変化するシミュレーションを示す。

図１９は、δが−０．６と等しく、γが−２から２まで変化するシミュレーション結果を示す。ブラケット１９１０でマークされる領域では、パルスパターンが、他の場所より規則的でないことに留意されたい。ブラケットにより示される領域は、電源が図１５の領域１５０６内で動作しているときである。読み手は、この軌跡を図１８のその対応する軌跡と比較したいかもしれない。

図２０は、δが−１から１まで変化し、γが−２から２まで変化するシミュレーション結果を示す。

図２１は、２つの給電フルブリッジ回路及び４つの浮動フルブリッジ回路を持つ電源の実施例を示す。浮動フルブリッジ回路２１００は、負荷２１１２と、給電フルブリッジ回路２１０２とに接続されている。給電フルブリッジ回路２１０２は、浮動フルブリッジ回路２１０４に接続されている。浮動フルブリッジ回路２１０４は、浮動フルブリッジ回路２１０６に接続されている。浮動フルブリッジ回路２１０６は、給電フルブリッジ回路２１０８に接続されている。給電フルブリッジ回路２１０８は、浮動フルブリッジ回路２１１０に接続されている。浮動フルブリッジ回路２１１０は、負荷２１１２に接続されている。

図２１の回路は、直列に接続される６つのブリッジ２１００、２１０２、２１０４、２１０６、２１０８、２１１０から成るスタック（すなわち、ブリッジＮのノードＢは、系統的にブリッジＮ＋１のノードＡに接続されている）を示し、２１００及び２１１０の最も外の端子が負荷２１１２に接続されている。負荷２１１２は、単一のインダクタとしてここで描かれているが、より複雑であり得る。中央２１０２及び２１０８の２つのブリッジは、それぞれ直流電源Ｖｓｕｐ１及びＶｓｕｐ２により電力を供給される。他の４つのブリッジ２１００、２１０４、２１０６、２１１０は、浮動キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４だけによって電力を供給される。

回路の左半分（すなわちＡｔｏｐ１からＢｂｏｔ３）のＩＧＢＴに対するトリガー信号は、３つのブリッジから１つだけが供給される３つのブリッジを持つスタックに対して前に導出されたのと同じ信号でトリガーできる。残りのＩＧＢＴ（すなわちＢｔｏｐ４からＡｂｏｔ６）は、基本的に同じ信号でトリガーされるが、フルサイクルの１／８、すなわち４５度シフトされたキャリアを使用して、トリガーされる。

図２２は、図２１に示されるフルブリッジ回路の切換手段を動作させるために可能なパルスパターンを示す。時間軸は、２２００である。２２０４は、給電フルブリッジ回路２１０２の電圧を示す。２２０６は、浮動フルブリッジ回路２１００の電圧を示す。２２０８は、浮動フルブリッジ回路２１０４の電圧を示す。２２１０は、給電フルブリッジ回路２１０８の電圧を示す。２２１２は、浮動フルブリッジ回路２１０６の電圧を示す。２２１４は、浮動フルブリッジ回路２１１０の電圧を示す。２２１６は、浮動フルブリッジ回路２１００、給電フルブリッジ回路２１０２及び浮動フルブリッジ回路２１０４の電圧の和を示す。２２１８は、浮動フルブリッジ回路２１０６、給電フルブリッジ回路２１０８及び浮動フルブリッジ回路２１１０の電圧の和を示す。２２０２は、２２１６及び２２１８の和である負荷の電圧を示す。

上から下へ、軌跡は、６つの個々のブリッジの出力を示し、次に左側のトリプルの和及び右側のトリプルの和が後続し、一番下の軌跡は負荷に付与される和を示す。図は、結果的に正味の高いリップル周波数を持つ、２つのスタック半分のインターリーブされた動作を示す。この方法は同一の副スタックから成るスタックに適用し、各副スタックが前のように１つの給電フルブリッジ及び（Ｍ―１）個の浮動フルブリッジを持つ。対称形ではないセットアップ、例えば２つの給電フルブリッジ及び３個の浮動フルブリッジも扱えるが、一般にここで示される場合より規則的でないパルスパターンを持つ。

参照数字のリスト：
１００ フルブリッジ回路
１０２ａ 第１のスイッチング手段
１０２ｂ 第１のスイッチング手段
１０２ｃ 第１のスイッチング手段
１０２ｄ 第１のスイッチング手段
１０４ａ 第１の出力接続部
１０４ｂ 第１の出力接続部
１０６ 直流電源
１０８ 負荷
１１０ 浮動フルブリッジ回路
１１２ａ 第２のスイッチング手段
１１２ｂ 第２のスイッチング手段
１１２ｃ 第２のスイッチング手段
１１２ｄ 第２のスイッチング手段
１１４ａ 第２の出力接続部
１１４ｂ 第２の出力接続部
１１６ キャパシタ
１１８ａ 出力接続部
１１８ｂ 出力接続部
１２０ 受動フィルタ
１２２ａ 負荷接続部
１２２ｂ 負荷コネクタ
１２４ モジュレータ
１２６ ブリッジ回路のスタック
３００ 給電フルブリッジ回路
３１０ 第１の給電フルブリッジ回路
３１２ 第２の給電フルブリッジ回路
３１４ 負荷
３４０ フルブリッジ回路
３４２ 第１の給電フルブリッジ回路の電圧
３４４ 第２の給電フルブリッジ回路の電圧
４００ 時間軸
４０２ 電源の電圧出力
４０４ 給電フルブリッジ回路の電圧出力
４０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
４０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
５００ 時間軸
５０２ 電源の電圧出力
５０４ 給電フルブリッジ回路の電圧出力
５０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
５０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
５１０ 第３の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
５１２ 第４の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
６００ 時間軸
６０２ 電源の電圧出力
６０４ 給電フルブリッジ回路の電圧出力
６０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
６０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
６１０ 第３の浮動フルブリッジ回路の電圧出力
７００ 時間
７０２ 電源の電圧出力
７０４ 給電フルブリッジ回路の電圧出力
７０６ ２つの浮動フルブリッジ回路の電圧の和
７０８ 第１の位置合わせされた立ち下がりエッジ
７１０ 第２の位置合わせされた立ち下がりエッジ
８０４ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
８０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の浮動フルブリッジ回路の第１のフェーズレグの電圧
８１０ 第１の浮動フルブリッジ回路の浮動フルブリッジ回路の第２のフェーズレグの電圧
８１２ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
８１４ 第２の浮動フルブリッジ回路の浮動フルブリッジ回路の第１のフェーズレグの電圧
８１６ 第２の浮動フルブリッジ回路の浮動フルブリッジ回路の第２のフェーズレグの電圧
９００ ２つの浮動フルブリッジ回路のデューティサイクル
９０２ 給電フルブリッジ回路のデューティサイクル
９０４ リップル周波数が２倍にできる領域
９０６ リップル周波数が２倍にできない領域
１０００ 時間軸
１００２ 電源の出力
１００４ 給電フルブリッジ回路の電圧
１００６ ２つの浮動フルブリッジ回路の電圧の和
１１００ 時間軸
１１０２ 給電フルブリッジ回路用の変調キャリア
１１０４ 第１の浮動フルブリッジ回路用の変調キャリア
１１０６ 第２の浮動フルブリッジ回路用の変調キャリア
１２００ 給電フルブリッジ回路のデューティサイクル
１２０２ 減少したデューティサイクル
１３００ 現在のセットポイント
１３０２ フィードフォワード制御要素
１３０４ セットポイント電流と測定された電流との差を決定する
１３０６ フィードバック制御要素
１３０８ 電圧セットポイントを計算するための要素
１３１０ モジュレータ
１３１２ 勾配増幅器電源
１３１４ 勾配コイル
１４００ キャパシタ電圧セットポイント
１４０２ 計算された制御信号に対する加算素子
１４０４ コントローラ
１４０６ パルス幅制御信号を計算する要素
１４０８ モジュレータ
１４１０ 勾配増幅器電源
１４１２ 勾配コイル
１５００ ２つの浮動フルブリッジ回路のデューティサイクル
１５０２ 給電フルブリッジ回路のデューティサイクル
１５０４ リップル周波数が２倍にできる領域
１５０６ リップル周波数が２倍にできない領域
１５０８ 図１６で使用される変調パターンの軌跡
１５１０ 図１７で使用される変調パターンの軌跡
１５１２ 図１８で使用される変調パターンの軌跡
１５１４ 図１９で使用される変調パターンの軌跡
１５１６ 図２０で使用される変調パターンの軌跡
１６００ 時間軸
１６０２ 電源の電圧出力
１６０４ 給電フルブリッジ回路の電圧
１６０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
１６０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
１７００ 時間軸
１７０２ 電源の電圧出力
１７０４ 給電フルブリッジ回路の電圧
１７０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
１７０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
１８００ 時間軸
１８０２ 電源の電圧出力
１８０４ 給電フルブリッジ回路の電圧
１８０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
１８０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
１９００ 時間軸
１９０２ 電源の電圧出力
１９０４ 給電フルブリッジ回路の電圧
１９０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
１９０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
１９１０ ブラケット
２０００ 時間軸
２００２ 電源の電圧出力
２００４ 給電フルブリッジ回路の電圧
２００６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
２００８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
２１００ 第１の浮動フルブリッジ回路
２１０２ 第１の給電フルブリッジ回路
２１０４ 第２の浮動フルブリッジ回路
２１０６ 第３の浮動フルブリッジ回路
２１０８ 第２の給電フルブリッジ回路
２１１０ 第４の浮動フルブリッジ回路
２１１２ 負荷
２２００ 時間軸
２２０２ 負荷の電圧
２２０４ 第１の給電フルブリッジ回路の電圧
２２０６ 第１の浮動フルブリッジ回路の電圧
２２０８ 第２の浮動フルブリッジ回路の電圧
２２１０ 第２の給電フルブリッジ回路の電圧
２２１２ 第３の浮動フルブリッジ回路の電圧
２２１４ 第４の浮動フルブリッジ回路の電圧
２２１６ 第１及び第２の浮動フルブリッジ回路と第１の給電フルブリッジ回路との電圧
２２１８ 第３及び第４の浮動フルブリッジ回路と第２の給電フルブリッジ回路との電圧

Claims (12)

1. 第１の出力接続部と、第１の出力接続部への電力の付与を制御するための第１のスイッチング手段とを有し、直流電源により給電される少なくとも一つの給電フルブリッジ回路と、
   浮動フルブリッジ回路に給電するためのキャパシタと、第２の出力接続部と、第２の出力接続部への電力の付与を制御するための第２のスイッチング手段とを各々が有する少なくとも一つの前記浮動フルブリッジ回路と、
   前記少なくとも一つの給電フルブリッジ回路及び前記少なくとも一つの浮動フルブリッジ回路を有するブリッジ回路のスタックであって、第１の出力接続部と第２の出力接続部とが直列に接続され、第１の出力接続部からの電力と第２の出力接続部からの電力との和の結果としてリップル周波数を持つ電力を出力する第３の出力接続部を持つ前記スタックと、
   第３の出力接続部の電圧を平均化する、第３の出力接続部に接続された受動フィルタと、
   前記受動フィルタを負荷に接続するための負荷コネクタと、
   電力が前記負荷へ供給されるか、又は負荷から取り出される間、前記キャパシタの充電又は放電が制御されるように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する変調器であって、前記負荷へ付与される電圧の前記リップル周波数が、一定で、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の平均スイッチング周波数より高いように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する前記変調器とを有し、前記変調器は、前記浮動フルブリッジ回路により生成されるパルスを用いて、前記給電フルブリッジ回路により生成される電圧パルスの部分的な補償により、前記キャパシタの電荷の状態を制御する、
   電力を負荷へ供給するための電源。
2. ２つ以上の給電フルブリッジ回路を有する、請求項１に記載の電源。
3. 前記電源は、前記負荷を通る電流を測定するための電流測定手段を更に有し、前記変調器は、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整することにより、電流測定を使用して前記負荷への電流を制御する、請求項１又は２に記載の電源。
4. 前記変調器は、同じ平均周波数で、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する、請求項１、２又は３に記載の電源。
5. 前記受動フィルタのフィルタ構成は、前記負荷のインピーダンスを組み込んでいる、請求項１乃至４の何れか一項に記載の電源。
6. 前記電源は、更に、前記フィルタ回路を通る電流を測定するための第２の電流測定手段と、前記フィルタ回路の電圧を測定するための電圧測定手段との少なくとも一つを有する、請求項１乃至５の何れか一項に記載の電源。
7. 前記変調器は、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段をサイクル毎に変調し、前記変調器は、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧とのサイクル毎の少なくとも２つの立ち上がりエッジが揃っているか、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧とのサイクル毎の少なくとも２つの立ち下がりエッジが揃っているか、第１の出力接続部の電圧と前記スタックの電圧との少なくとも一つの立ち上がりエッジと少なくとも一つの立ち下がりエッジとが揃っているかの何れかの態様で、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する、請求項１乃至６の何れか一項に記載の電源。
8. 前記負荷はインダクタンスを持ち、前記変調器は、前記キャパシタが前記負荷に蓄積される電気エネルギーを使用して充電又は放電されるように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する、請求項１乃至７の何れか一項に記載の電源。
9. 前記負荷へ供給される電力が時間の関数であり、前記変調器は、第１のスイッチング手段を第１のレートで変調し、前記負荷コネクタで測定された電圧のリップル周波数が第１のレートより高い、請求項１乃至８の何れか一項に記載の電源。
10. 前記負荷は磁気共鳴撮像勾配コイルである、請求項１乃至９の何れか一項に記載の電源。
11. 負荷へ電力を供給するための電源を制御するための方法であって、前記電源は少なくとも一つの給電フルブリッジ回路を有し、前記給電フルブリッジ回路は直流電源により給電され、前記給電フルブリッジ回路は第１の出力接続部を有し、前記給電フルブリッジ回路は第１の出力接続部への電力の付与を制御するための第１のスイッチング手段を有し、
    前記電源は更に少なくとも一つの浮動フルブリッジ回路を有し、各浮動フルブリッジ回路は前記浮動フルブリッジ回路に給電するためのキャパシタを有し、各浮動フルブリッジ回路は第２の出力接続部を有し、各浮動フルブリッジ回路は第２の出力接続部への電力の付与を制御するための第２のスイッチング手段を有し、
    前記電源は更に前記少なくとも一つの給電フルブリッジ回路及び前記少なくとも一つの浮動フルブリッジ回路を有するブリッジ回路のスタックを有し、第１の出力接続部と第２の出力接続部とが直列に接続され、前記スタックは、第１の出力接続部からの電力と第２の出力接続部からの電力との和の結果としてリップル周波数を持つ電力を出力する第３の出力接続部を持ち、
    前記電源は更に第３の出力接続部の電圧を平均化する受動フィルタを有し、前記受動フィルタは第３の出力接続部に接続され、
    前記電源は更に前記受動フィルタを前記負荷に接続するための負荷コネクタを有し、
    前記電源は更に第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調する変調器を有し、前記方法は、
    第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段が同じ平均周波数で動作するように第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段を変調するステップと、
    前記変調器は、前記浮動フルブリッジ回路により生成されるパルスを用いて、前記給電フルブリッジ回路により生成される電圧パルスの部分的な補償により、前記キャパシタの電荷の状態を制御して、電力が前記負荷へ供給されている間、前記キャパシタの充電又は放電が制御されるように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整するステップと、
    前記負荷へ付与される電圧の前記リップル周波数が一定であり、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段のスイッチング周波数より高いように、第１のスイッチング手段及び第２のスイッチング手段の変調を調整するステップとを有する、方法。
12. 請求項１１に記載の方法を実施するため前記変調器での実行のためのマシン実行可能な命令のセットを有するコンピュータプログラム。
    

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