JP5753556B2 - 多相電力コンバータおよび多相電力変換方法 - Google Patents

Description

関連出願データ： 本出願は、参照によりその全体を本明細書に組み込む２００６年９月６日出願の「Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」という名称の米国仮特許出願第６０／８４２７６２号の優先権の利益を主張する。

発明の分野： 本発明は、一般にはパワー・エレクトロニクスの分野に関する。詳細には、本発明は、多相電力コンバータおよび多相電力変換方法を対象とする。

パワー・エレクトロニクスにおける２個の最も基本的なビルディング・ブロックは、図１および図２にそれぞれ示されたバック（buck）・コンバータ回路１００およびブースト・コンバータ回路２００である。これらのコンバータ回路１００、２００のそれぞれは、一般に、入力ノード１０４Ａ〜Ｂ、２０４Ａ〜Ｂ、出力ノード１０８Ａ〜Ｂ、２０８Ａ〜Ｂ、インダクタ１１２、２１２、ダイオード１１６、２１６、高電圧ノード間の平滑コンデンサ１２０、２２０、およびスイッチ１２４、２２４を含む。バック・コンバータ回路１００およびブースト・コンバータ回路２００の動作は、事実上すべてのパワー・エレクトロニクスの技術者によく理解されている。典型的には、これらの回路１００、２００のスイッチ１２４、２２４は、ある一定の周波数で、および調整可能なあるデューティ・ファクタ（duty factor）で、オンおよびオフされる。このデューティ・ファクタは、入力対出力電圧比を制御するために用いられる。バック回路１００とブースト回路２００とを組み合わせて、図３に示された半ブリッジ回路３００をつくることができ、この半ブリッジ回路は、それぞれが、ダイオード３０４およびスイッチ３１２と、ダイオード３０８およびスイッチ３１６とからなる２個の対を含む。半ブリッジ回路３００は、電流および電力が左から右へ流れる場合はバック・コンバータになり（図３に関して）、反対の方向ではブースト・コンバータになる。

これらのスイッチング電力コンバータ回路１００、２００、３００のスイッチ１２４、２２４、３１２、３１６に使用されるデバイスは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラ・トランジスタ、ＧＴＯ、ＭＣＴ、ならびに最小の電力損失と高い信頼性で高速かつ比較的容易にオン・オフできる他の電力スイッチを含んでいた。これらのデバイスのすべてが幾らかの電力損失を有する。この電力損失の故に、これらのデバイスのすべてが、特定の応用において変換することができる電力量に対する制限をもたらす。

より高電力での応用では、設計者にとっては、並列のスイッチング・デバイスを使用してスイッチにおける損失を分散させることが、一般的である。図４は、並列スイッチ４０４、４０８を有するバック・コンバータ回路４００を示す。もちろん、もっと多くのスイッチを実装することもできる。簡単にするために２個のものが示してある。このようにスイッチを並列接続すると、熱が分散されるので、より良好な冷却が可能になる。また、より高い効率も可能となる。このようにして並列スイッチが使用されたとき、すべての並列スイッチは同時にオン・オフされ、それにより１つのより大型のスイッチとして働く。並列スイッチングには、伝導中およびスイッチング中に負荷電流を不均一に分担することに起因する幾つかの問題がある。

より良い調整、より小さいサイズ、より小さい重量、より速い応答、およびある程度までの低いコストを含めての、高い性能を得るために、より高いスイッチング周波数が用いられる。スイッチング周波数が高くなると、コンバータの磁気コンポーネントのサイズが削減される。また、高い周波数により、出力をより高速に調節することが可能となる。高いスイッチング周波数に伴う問題は、コンポーネントの効率が低くなり、それにより、スイッチング周波数を高くすることの現実性を制限することである。この制限を回避するための従来の手法は、或る種類の共振コンバータを使用することである。しかし、共振コンバータを用いると、一般に、回路の複雑性が増す。共振コンバータは、より限定された動作範囲および他の性能限界を有する傾向があるが、場合によっては非常に小型で効率がよい。

多相コンバータを実装することは、簡単なパルス幅変調（ＰＷＭ）のハードスイッチ（hard-switched）・コンバータにおいて、高められたスイッチング周波数に起因する損失の制約を回避するための、別の手法である。図４Ｂは、簡単な従来技術の多相コンバータ回路４４０を示す。回路４４０などのような多相コンバータ回路の利点は、「Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｎｏｒｔｈ Ｃａｒｏｌｉｎａ」の「Ｆｒｅｄ Ｃ． Ｌｅｅ」博士の電圧調節モジュール（ＶＲＭ、voltage regulation module）の概念のように、幾つかの応用例で立証されてきた。図４Ｂの回路４４０は、基本的に、Ｌｅｅ博士がそのＶＲＭの概念で用いた回路である。回路４４０の利点は、より低い実効スイッチング周波数での高い帯域幅、直流バス静電容量におけるより低いリップル電流、より高い電流能力、およびより小さいサイズということを含む。回路４４０は、多相コンバータの種類全体のうちの１つにすぎない。一般に、すべての多相コンバータは、幾つかの基本的なバック／ブーストまたは半ブリッジ・スイッチング・セルで作られ、例えば、図４Ｂの、互いに並列に配置された的基本バック／ブースト・セル４４４Ａ〜Ｂで作られる。これらのスイッチング・セルは、互いに異なるスイッチング時間にスイッチされるが、デューティ・サイクルおよび周波数は常に同じである。しかし、セルの間でスイッチングは、様々に互いに位相シフトされる。

従来の多相コンバータには付随した幾つかの短所がある。これらの短所は、循環する交流電流を防止するために磁気コンポーネントが必要とされること、磁気回路が一般に高価であり且つ設計が複雑であること、低い周波数でのスイッチング・セル間の電流のバランスが問題であること、制御方法が十分に確立していないこと、およびスイッチング・タイミングが複雑になりうることを含む。本発明は、これらの問題のすべてに対処する特徴を含む。

一実施形態では、本発明は多相電力コンバータを対象とする。多相電力コンバータは、或る数Ｎ個のスイッチング・セルを含み、これらは、対応するそれぞれのＮ個のスイッチされた出力（switched output、スイッチ出力）および平均化トランス（averaging transformer）を有する。平均化トランスは、共通出力ノードと、この共通出力ノードと電気的に通じている出力とを含む。平均化トランスは更に、互いに直列のリアクトル巻線の対（ペア）をそれぞれに含むＮ個の二重巻線セグメントを含む。Ｎ個の二重巻線セグメントのそれぞれは、Ｎ個のスイッチ出力における対応するそれぞれの出力に電気的に接続された第１の端部を有する。Ｎ個の二重巻線セグメントのそれぞれの第２の端部は、共通出力ノードへ電気的に接続される。Ｎ個の相間リアクトル（interphase reactor）のそれぞれは、Ｎ個の二重巻線セグメントの異なるセグメントのリアクトル巻線の対により形成される。

別の一実施形態では、本発明はやはり多相電力コンバータを対象とする。この多相電力コンバータは、或る数Ｎ個のスイッチング・セルを含み、これらのスイッチング・セルは、対応するそれぞれのＮ個のスイッチされた出力（スイッチ出力）を有する。Ｎ個のスイッチ出力のそれぞれは、それぞれの対応する少なくとも１つのスイッチング制御信号により制御される。Ｎ個のスイッチング・セルを制御するために制御システムが設けられる。この制御システムは、Ｎ個のパルス幅変調（ＰＷＭ）基準信号をそれぞれＮ個のスイッチング・セルへ供給する手段を含む。Ｎ個のＰＷＭ基準信号のそれぞれは、共通の波形に基づくが、Ｎ個のＰＷＭ基準信号の互いに対して異なる位相を有する。制御システムは更に、Ｎ個のＰＷＭ制御信号を供給する手段と、少なくとも１つのスイッチング制御信号のそれぞれを、Ｎ個のＰＷＭ基準信号のうちの信号とＮ個のＰＷＭ制御信号のうちの対応するそれぞれの信号との関数として発生させる手段とを含む。

更に別の一実施形態では、本発明は、電力を変換する方法を対象とする。この方法は、或る数Ｎ個のスイッチング・セルを含む多相電力コンバータを提供することを含み、これらのスイッチング・セルは、対応するそれぞれのＮ個のスイッチされた出力（スイッチ出力）を有する。共通の波形を有するが位相の異なるＮ個のパルス幅変調（ＰＷＭ）基準信号が供給される。Ｎ個のＰＷＭ制御信号が供給される。少なくともＮ個のスイッチング制御信号が、Ｎ個のＰＷＭ基準信号とＮ個のＰＷＭ制御信号との関数として発生される。Ｎ個のスイッチング・セルは、少なくともＮ個のスイッチング制御信号のうちの対応するそれぞれの信号により駆動されて、Ｎ個のスイッチング・セルがＮ個のスイッチ出力を提供するようにする。

本発明を説明する目的のために、図面は、本発明の１または複数の実施形態の態様を示す。しかし、本発明は、図面に示された厳密な構成および手段に限定されるものではないと理解されたい。

図１は、従来のバック・コンバータ回路の概略図である。 図２は、従来のブースト・コンバータ回路の概略図である。 図３は、従来の半ブリッジ・コンバータ回路の概略図である。 図４Ａは、複数の並列スイッチを有する従来のバック・コンバータ回路の概略図である。 図４Ｂは、従来の多相バック・コンバータ回路の概略図である。 図５Ａは、単相出力信号を供給する２個のスイッチング・セルを含む、本発明の多相電力コンバータの概略図である。 図５Ｂは、三角波形を有するＰＷＭ基準電圧信号および線形的に増大する電圧を有するＰＷＭ制御信号に関しての、図５Ａの多相電力コンバータに関するタイミング図である。 図６Ａは、単相出力信号を供給する３個のスイッチング・セルを含む、本発明の多相電力コンバータの概略図である。 図６Ｂは、三角波形を有するＰＷＭ基準電圧信号および線形的に増大する電圧を有するＰＷＭ制御信号に関しての、図６Ａの多相電力コンバータに関するタイミング図である。 図７Ａは、単相出力信号を供給する３個のスイッチング・セルを含む、本発明の代替例の多相電力コンバータの概略図である。 図７Ｂは、三角波形を有するＰＷＭ基準電圧信号および線形的に増大する電圧を有するＰＷＭ制御信号に関しての、図７Ａの多相電力コンバータに関してのタイミング図である。 図８は、単相出力信号を供給する６個のスイッチング・セルを含む、本発明の多相電力コンバータの概略図である。 図９は、３相出力信号を供給する９個のスイッチング・セルを含む、本発明の多相電力コンバータの概略図である。 図１０Ａは、単相出力信号を供給する４個のスイッチング・セルを含む、本発明の多相電力コンバータの概略図である。 図１０Ｂは、三角波形を有するＰＷＭ基準電圧信号および正弦波を有するＰＷＭ制御信号に関しての、図１０Ａの多相電力コンバータに関するタイミング図である。 図１１Ａ〜Ｃのそれぞれは、本発明の多相電力コンバータにおいて使用でき得る従来の磁流加算回路を示す概略図である。 図１１Ａ〜Ｃのそれぞれは、本発明の多相電力コンバータにおいて使用でき得る従来の磁流加算回路を示す概略図である。 図１１Ａ〜Ｃのそれぞれは、本発明の多相電力コンバータにおいて使用でき得る従来の磁流加算回路を示す概略図である。 図１２ＡおよびＢのそれぞれは、本発明の多相電力コンバータなどのような多相電力コンバータにおいて使用でき得る、本発明の磁流加算回路を示す概略図である。 図１２ＡおよびＢのそれぞれは、本発明の多相電力コンバータなどのような多相電力コンバータにおいて使用でき得る、本発明の磁流加算回路を示す概略図である。 図１３は、各スイッチング・セル出力の間での非常に小さい遅延を用いるＰＷＭタイミング方式に関してのタイミングおよび波形の図である。 図１４は、能動的な電流の平衡化を示すための、５個のスイッチング・セルを有する多相電力インバータの概略図である。

図５Ａは、本発明に従って作製された多相電力コンバータ５００を示す。一般に、多相電力コンバータ５００は、コンバータ回路５０４および制御回路５０８を含み、制御回路５０８は、特定の応用のための所望の結果が得られるようにコンバータ回路を制御する。コンバータ回路５０４は、複数の「スイッチング・セル」５１２Ａ〜Ｂ、すなわち、図１〜３の基本的なバック・コンバータ回路１００、ブースト・コンバータ回路２００、および半ブリッジ・コンバータ回路３００などのような従来のコンバータ回路のスイッチング部分と類似のコンポーネントを含む。コンバータ回路５０４の低電圧側５１６で、スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂは、これらスイッチング・セルと出力ノード５２４Ａ〜Ｂのうちの出力ノード５２４Ａとの間に結合された特有の平均化トランス５２０を駆動する。

電力コンバータ５００は、後で参照する図６Ａ、７Ａ、８、９および１０Ａそれぞれの電力コンバータ６００、７００、８００、９００、１０００と同様に、新規で特有の種類の多相電力コンバータの一部を形成する。多相電力コンバータ５００、６００、７００、８００、９００、１０００、ならびに本発明に従って作製される他の電力コンバータを、説明する特別なタイミングで動作され、これらのコンバータは従来のコンバータよりも性能的に勝る。高いレベルでは、本発明は、スイッチング・セルを並列にすること（例えば図５Ａのスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂなど）、低電圧側（低電圧側５１６など）に特別な磁気回路構成（例えば平均化トランス５２０）を使用すること、およびスイッチ（例えばスイッチ５２２Ａ〜Ｂ）の特定のタイミングを含む。結果として得られる、従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータに優る性能改善は、とりわけ、スイッチング・セルの高電圧側の平滑コンデンサの電流が非常に少ないこと、制御帯域幅がより高いこと、効率がより高いこと、サイズがより小さいこと、およびコストがより低いことを含む。本発明の諸実施形態は、これらの改善を実現できる回路の全体を画定すること、改善された磁気回路構成（相間リアクトル）を提供すること、様々なコンポーネントのリップル電流およびリップル電圧を低減させるＰＷＭ方法、新しい種類の電力コンバータおよび並列スイッチング・セルを含む他の電力コンバータにおいて電流のバランスをとる方法、ならびに新しい電力コンバータを制御する方法を含む。本発明のこれらの実施形態および他の実施形態を以下で詳細に説明する。

再び図５Ａを参照し、また図５Ｂも参照すると、本例では、スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂは基本的なバック／ブースト型であるが、他の実施形態では、これらのスイッチング・セルは、図６Ａ、７Ａ、８、９および１０Ａに示された半ブリッジ型などのような別のタイプであってもよい。スイッチ５２２Ａ〜Ｂに加えて、各スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂは、そのセル内の、電圧ノード５３２とそのセルの出力５３６Ａ〜Ｂとの間に流れる電流の方向を制御するためのそれぞれのダイオード５２８Ａ〜Ｂを含むことができる。コンバータ回路５０４の高電圧側５４０は、平滑コンデンサ５４４を含むことができ、これは、従来の電力コンバータの同様な位置にある平滑コンデンサとほぼ同じ機能を果たす。平均化トランス５２０は、第１および第２の相間リアクトル５４８Ａ〜Ｂを含み、これらはそれぞれ、スイッチング・セル５１２Ａの出力５３６Ａに電気的に結合されたリアクトル巻線５３６Ａ１、５３６Ａ２、およびスイッチング・セル５１２Ｂの出力５３６Ｂに電気的に結合されたリアクトル巻線５３６Ｂ１、５３６Ｂ２を含む。平均化トランス５２０は、適切な大きさにされた出力インダクタ５５６を介して出力ノード５２４Ａに結合する。

制御回路５０８は、対応するスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂのスイッチ５２２Ａ〜Ｂをそれぞれ駆動するスイッチ制御信号５６０Ａ〜Ｂを供給する。一般に、制御回路５０８は、例えば、図５Ｂの三角波形５６４Ａなどのような固定周波数の繰り返し波形であるＰＷＭ基準信号５６４と、出力ノード５２４Ａ〜Ｂで出力される出力信号５７２（電圧）（図５Ｂ）の波形の全体的特性を決定するＰＷＭ制御信号５６８との関数として、スイッチ５２２Ａ〜Ｂを駆動する。この場合では、示した期間に対してのＰＷＭ制御信号５６８の波形５６８Ａは、線形的に増大する波形である。ＰＷＭ基準信号５６４およびＰＷＭ制御信号５６８を使用して、図示のアナログ・コンパレータ５７４Ａ〜Ｂなどのような任意の適切な方法でスイッチ制御信号５６０Ａ〜Ｂを発生させることができる。

制御回路５０８は基準信号発生器５７６を含むことができ、これは、三角波形５６４Ａを有するＰＷＭ基準信号５６４を発生させる。コンバータ回路５０４は２個のスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂを有し、これらのセルを互いに位相をずらせて駆動する必要があるので、制御回路５０８は、三角波形５６４Ａと本質的に同じであるが三角波形５６４Ａとは位相がずれた、第２の三角波形５６４Ｂ（図５Ｂ）を供給する適切な手段を含み得る。本例では、位相差がインバータ５７８により与えられ、このインバータは、波形５６４Ａと位相が完全に１８０°ずれた波形５６４Ｂをコンパレータ５７４Ｂへ供給する。２つの異なる位相を得るには、例えば、多相信号発生器を用いる手法、様々な遅延素子を使用する手法、あるいはインバータ５７８を例えばコンパレータ５７４Ｂの下流に配置する手法などのような、他の方法もあることが当業者には容易に理解されよう。当業者にはまた、制御回路５０８がアナログ回路であるとして示されているが、制御回路は容易にデジタル回路で実施でき、また、ソフトウェアでモデル化できることも容易に理解されよう。

コンパレータ５７４Ａは、非反転ＰＷＭ基準波形５６４ＡをＰＷＭ制御波形５６８Ａと比較し、ＰＷＭ基準波形５６４Ａの大きさがＰＷＭ制御波形５６８Ａの大きさを下回る期間中にパルスを発生させる。これはパルス波形５８０Ａ（図５Ｂ）で示されており、スイッチング・セル５１２Ａ（図５Ａ）のノード５８２Ａの電圧を表す。コンパレータ５７４Ｂはコンパレータ５７４Ａと本質的に同様に動作するが、コンパレータ５７４Ｂは、それがＰＷＭ制御波形５６８Ａをそのままで使用しないで、フィードバック・ループ５８４を介して得られる変更されたＰＷＭ制御波形５６８Ｂ（図５Ｂ）を用いるところが、異なる。変更されたＰＷＭ制御波形５６８Ｂは、スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂそれぞれの出力５３６Ａ〜Ｂの電流間の差を表す電流差分信号５８８の関数であるフィードバック信号５８６を用いて、ＰＷＭ制御波形５６８Ａを変更することにより、生成される。電流差分信号５８８は、幾つかの方法のうちの任意の方法、例えば、相間リアクトル５４８Ａ〜Ｂ間で平均化トランス５２０において差分電流センサ５９０を使用するなどにより、得ることができる。フィードバック・ループ５８４は、電流差分信号５８８を調節してフィードバック信号５８６とするために、利得増幅器５９２および積分器５９４を有することができる。パルス波形５８０Ｂ（図５Ｂ）は、スイッチ制御信号５６０Ｂにより制御されるノード５８２Ｂの電圧を表す。図５Ｂのパルス波形５７２は、出力５３６Ａ〜Ｂが平均化トランス５２０により組み合わされた後の、出力ノード５２４Ａと５２４Ｂの間の電圧を示す。パルス波形５７２がＰＷＭ制御波形５６８Ａをよく表していることが、図５Ｂから明らかに分かる。

図５Ａ〜Ｂを引き続き参照すると、出力パルス波形５９６の周波数が、各スイッチ制御信号５６０Ａ〜Ｂ（電圧波形５８０Ａ〜Ｂで表される）の周波数の２倍であること、また、出力電圧段差５７２Ａが、電圧波形５８０Ａ〜Ｂの対応する段差５８０Ｃの大きさの半分であることが認められる。これらの特性のそれぞれにより、必要な出力インダクタ５５６の大きさが半分に低減され、その結果、必要な出力インダクタンスは、スイッチ５２２Ａ〜Ｂが同時にスイッチされる場合のものの４分の１になる。また、ＰＷＭ基準波形５６４Ａ〜Ｂ間の位相差により、パルス幅の決定が各スイッチング周期ごとに２回ではなく４回行われ、それにより応答時間を２倍改善する。更に、コンバータ回路５０４（図５Ａ）の応答時間もまた、出力インダクタ５５６のインダクタンスが小さいことにより改善される。出力５３６Ａ〜Ｂの電流は、フィードバック・ループ５８４を介して平衡がとられて、スイッチ５２２Ａ〜Ｂに使用されるデバイスが何も特別な整合を必要としないようにする。多相電力コンバータ５００の別の利点は、平滑コンデンサ５４４中の電流リップルが低減されることであり、それにより、使用されるコンデンサの大きさを低減することや、その効率および寿命を改善することが可能となる。コンデンサ電流の低減は、２つのスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂの直流電流の位相シフトにより起こるものであり、これは、最大リップル電流の周波数を互いに打ち消すように反対の位相にする。

図５Ａで容易に理解できるように、平均化トランス５２０は、１）一方の端部がスイッチング・セル５１２Ａの出力ノード５８２Ａに電気的に接続され、他方の端部が出力インダクタ５５６に電気的に接続された「外側ループ」５２０Ａと、２）一方の端部がスイッチング・セル５１２Ｂの出力ノード５８２Ｂに電気的に接続され、他方の端部が出力インダクタ５５６に電気的に接続された「内側ループ」５２０Ｂとを含むとみなすことができる。この構成により、スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂにそれぞれ伴うインダクタ巻線５３６Ａ１、５３６Ｂ１が１つのリアクトル５４８Ａを形成し、スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂにそれぞれ伴うインダクタ巻線５３６Ａ２、５３６Ｂ１が第２のリアクトル５４８Ｂを形成することができる。差分電流センサ５９０もまた、外側ループ５２０Ａのリアクトル巻線５３６Ａ１、５３６Ａ２の間と、内側ループ５２０Ｂのリアクトル巻線５３６Ｂ１、５３６Ｂ２の間とに位置していると容易に分かる。平均化トランス５２０の他の細部は、図１２Ａおよび１２Ｂそれぞれの類似の平均化トランス１２００、１２０４の説明から理解されよう。

従来の電力コンバータと比較して、これらの改善のコストは一般に、差分電流センサ（ここではセンサ５９０）の追加、平均化トランス（ここではトランス５２０）の追加、追加のスイッチ駆動回路（ここでは例えばコンパレータ５７４Ｂ、インバータ５７８、およびフィードバック・ループ５８４）、ならびにより複雑な制御を含む。しかし、平均化トランス５２０は、典型的には、従来の設計での出力インダクタよりも小さく、その結果、多相コンバータ５００のすべての磁気コンポーネントの全体サイズは一般に、従来の単純なバック・コンバータの磁気コンポーネントの全体サイズよりも小さくなる。ほとんどの応用例では、多相コンバータ５００などのような本発明の多相コンバータは、従来のハード・スイッチ型のＰＷＭコンバータよりもコストが低く、効率がよく、速度が速く、寸法が小さく、重量が少ない。

図５Ａの多相電力コンバータ５００は、本発明の簡単な一形態である。しかし、多相電力コンバータ５００の背後にある基本概念は、事実上どのようなタイプの電力コンバータを作製するのにも用いることができる。例えば、図６Ａは、３個の並列のスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃを使用する双方向ＤＣ−ＤＣ多相コンバータ６００を示し、スイッチング・セルは、この例では、図３の半ブリッジ電力コンバータ３００と類似の半ブリッジ・セルである。スイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃが図５Ａのスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂと比べて異なるタイプであること以外に、図６Ａの多相コンバータ６００は、図５Ａの多相コンバータ５００が拡張されたものでもある。つまり、多相コンバータ６００は、２個のみのスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｂを有するのではなく、第３のスイッチング・セル６０４Ｃと、追加のセルに対応するための改変部および追加の回路をも有する。多相コンバータ５００に対する多相電力コンバータ６００の改変は、異なる平均化トランス６０８および異なる基準波形発生器６１２を含む。

平均化トランス６０８は、３相すべてに対処するように、図５Ａの２個の相間リアクトル５４８Ａ〜Ｂの代わりに３個の相間リアクトル６１６Ａ〜Ｃを含む。図６Ａの平均化トランス６０８の基本原理と図５Ａの平均化トランス５２０の基本原理とは同じであることに留意されたい。つまり、スイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃのそれぞれの出力６２０Ａ〜Ｃは、それぞれのループ６０８Ａ〜Ｃに接続され、ループ６０８Ａが「外側ループ」とみなされ、ループ６０８Ｂ、６０８Ｃのそれぞれが「内側ループ」とみなされる。各ループ６０８Ａ〜Ｃは、対応するそれぞれのリアクトル巻線の対６２０Ａ１〜２、６２０Ｂ１〜２、６２０Ｃ１〜２を含む。本例では、相間リアクトル６１６Ａは、出力６２０Ａおよび６２０Ｂそれぞれのリアクトル巻線６２０Ａ１および６２０Ｂ２を含み、相間リアクトル６１６Ｂは、出力６２０Ｂおよび６２０Ｃそれぞれのリアクトル巻線６２０Ｂ１および６２０Ｃ２を含み、相間リアクトル６１６Ｃは、出力６２０Ｃおよび６２０Ａそれぞれのリアクトル巻線６２０Ｃ１および６２０Ａ２を含む。平均化トランス６０８の他の細部は、図１２Ａおよび１２Ｂそれぞれの類似の平均化トランス１２００、１２０４の説明から理解されよう。

図５Ａの基準波形発生器５７６と同様に、基準波形発生器６１２は三角波形発生器であるが、３相発生器であり、３個のスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃそれぞれに対応する３個の位相がずれた基準波形６２４Ａ〜Ｃ（図６Ｂ）を発生させる。基準波形発生器６１２は、任意の適切な設計でよく、アナログまたはデジタルとすることができ、あるいはソフトウェアでシミュレートすることができる。当業者には理解されるように、代替の実施形態では、３相基準波形発生器６１２は単相波形発生器と置き換えることができ、インバータおよび／または他の遅延素子を用いてそれぞれ異なる位相を発生させることができる。

追加のスイッチング・セル６０４Ｃに対応するための追加の回路は、第２のフィードバック・ループ６２８Ｂを含む（図５Ａのフィードバック・ループ５８４に概して対応するフィードバック・ループ６２８Ａに加えて）。フィードバック・ループ６２８Ａは、差分電流センサ６３６Ａ〜Ｂによりそれぞれ測定された、出力６２０Ａと６２０Ｂとの電流間の差に対応する第１の電流差分信号６３２Ａと、出力６２０Ａと６２０Ｃとの電流間の差に対応する第２の電流差分信号６３２Ｂとをフィードバックする。図５Ａの多相電力コンバータ５００と同様に、複数のスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃの間の電流不平衡を補正するのに適したフィードバック信号は、差分電流センサ６３６Ａ〜Ｂを使用することおよび／またはこれらのセンサを平均化トランス６０８に配置すること以外の幾つかの代替の方法で得ることができる。

図５Ａの多相電力コンバータ５００に対して付加されたスイッチング・セル６０４Ｃに対応するための改変および追加の回路に加えて、各スイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃがスイッチの対６４０Ａ〜Ｂ、６４２Ａ〜Ｂ、６４４Ａ〜Ｂを有する結果として他の違いが存在する。スイッチ対６４０Ａ〜Ｂ、６４２Ａ〜Ｂ、６４４Ａ〜Ｂは、対応するそれぞれのコンパレータ６４８Ａ〜Ｃにより駆動される。各対の一方のスイッチ６４０Ａ、６４２Ａおよび６４４Ａは、対応するそれぞれのスイッチ制御信号６５２Ａ〜Ｃにより駆動され、これらのスイッチ制御信号は、対応するコンパレータ６４８Ａ〜Ｃの出力と同じ位相を有し、各対の他方のスイッチ６４０Ｂ、６４２Ｂ、６４４Ｂは、対応するそれぞれのスイッチ制御信号６５４Ａ〜Ｃにより駆動され、これらのスイッチ制御信号は、対応するコンパレータの出力と位相が１８０°ずれている。従って、各スイッチ対は、正反対の位相で駆動される。

図６Ｂは、電力コンバータ６００のタイミング図６６０を示し、図では、コンパレータ６４８Ａ〜Ｃへそれぞれ供給されるＰＷＭ基準信号６６２Ａ〜Ｃ（図６Ａ）は、位相がずれた三角波形６６４Ａ〜Ｃであり、そのうちの波形６６４Ｂは、波形６６４Ａに対して３分の１周期の位相遅れを有し、波形６６４Ｃは、波形６６４Ａに対して３分の２周期の位相遅れを有する。図５Ａ〜Ｂの例と同様に、ＰＷＭ制御信号６７２（図６Ａ）は、示した期間で線形的に増大する波形６７２Ａを有し、電流差分信号６３２Ａ〜Ｂのフィードバックの関数としてそれぞれ変更された変更済ＰＷＭ制御信号６７２Ｂおよび６７２Ｃも同様である。パルス波形６７４Ａ〜Ｃはそれぞれセル・ノード６７６Ａ〜Ｃでの電圧を表し、これらの電圧は、対応するスイッチ６４０Ａ〜Ｂ、６４２Ａ〜Ｂ、６４４Ａ〜Ｂが、それぞれのスイッチ制御信号６５２Ａ〜Ｃ、６５４Ａ〜Ｃに応答して動作することにより得られる。波形６７８は、出力ノード６８０Ａ〜Ｂの間の電圧を表し、３つの波形６７４Ａ〜Ｃの平均である。平均化することにより、波形６７８上の個々のパルス６７８Ａは、波形６７４Ａ〜Ｃ上の個々のパルス６７４Ｄの高さの３分の１のパルス高さを有することに留意されたい。図５Ａの多相電力コンバータ５００の出力インダクタ５５６が、従来の単一スイッチ電力コンバータで必要なインダクタンスの４分の１のインダクタンスを必要としたのと同じ理由で、図６Ａの多相電力コンバータ６００の出力インダクタ６８２のインダクタンスは、同じ周波数で動作する単一スイッチ電力コンバータの出力インダクタに必要なインダクタンスの９分の１になる。

図５Ａおよび６Ａの多相電力コンバータ５００、６００は、それぞれ、２個のスイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂおよび３個のスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃを含むが、本発明の多相電力コンバータは、任意の数の並列のスイッチング・セルを含むように作製できることは明らかである。例えば、平均化トランスに対しての、および電流を平衡させるフィードバック・ループの追加に関しての必要な改変は、図５Ａの２セル電力コンバータ５００を図６Ａの３セル電力コンバータ６００へと拡張する際に加えられた改変から容易に推定することができる。そうとはいえ、図７Ａ、８、９および１０Ａはそれぞれ、本発明の根底にある広い概念を用いて作製された別の多相電力コンバータ７００、８００、９００、１０００を示す。

より具体的には、図７Ａの多相電力コンバータ７００は、本発明に従って作製されたスイッチ・モード電力増幅器または単相インバータである。図７で分かるように、制御回路７０４は、図６Ａの電力コンバータ６００の制御回路の部分と同じである。しかし、電力コンバータ回路７０８は、図７Ａのノード７１２Ａ〜Ｂが、グランド７２０に接続されたそれぞれの直流電源７１６Ａ〜Ｂにより駆動される点、および２個の出力ノード７２４Ａ〜Ｂの一方の出力ノード７２４Ａがグランド７２０に接続されている点で、図６Ａの電力コンバータのコンバータ回路の部分とは異なっている。

多相電力コンバータ７００のタイミング図７２８が図７Ｂに示されている。図６Ａのタイミング図６６０と同様に、図７Ｂのタイミング図７２８は、３個の位相がずれた三角波形７３２Ａ〜Ｃ（対応するそれぞれのコンパレータ７３６Ａ〜Ｃへ入力される）と、ＰＷＭ制御信号波形７４０Ａおよびそのフィードバックで変更された対応する波形７４０Ｂ〜Ｃ（対応するそれぞれのコンパレータへ入力される）と、制御回路７０４により駆動されることによる、スイッチング・セル７５２Ａ〜Ｃの３個のノード７４８Ａ〜Ｃ（図７Ａ）それぞれにおけるパルス電圧波形７４４Ａ〜Ｃと、出力ノード７２４Ａ〜Ｂの間の出力電圧波形７５６とを示す。この構成では、出力ノード７２４Ａ〜Ｂでの出力は、完全４象限電力増幅出力であり、任意の組合せで電流および電圧の両方の極性をなす可能性を有する。図７Ａの多相電力コンバータ７００は、小さなサイズおよび高い効率で、非常に高い速度および電力を有することができる。

再び図７Ａを参照すると、多相電力コンバータ７００は、図６Ａの平均化トランス６０８と同じ全体的な構成を有する平均化トランス７６０を含むことが容易に分かる。これは、図７Ａのコンバータ７００のスイッチング・セル７５２Ａ〜Ｃが、図６Ａのコンバータ６００のスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃと事実上同じであることによる。このことが、コンバータ７００の制御回路７０４が、上述の図６のコンバータ６００の制御回路と同じになりうる理由である。

図８の多相電力コンバータ８００は、例えば、電力増幅器や高性能単相インバータとして使用することができる。概して、多相電力コンバータ８００は、図６Ａの多相コンバータ６００とそれぞれが実質的に同じである２個の多相コンバータ８０４Ａ〜Ｂを含むと考えることができる。この場合では、一方の多相コンバータ８０４Ａが１つの出力ノード（ここではノード８０８Ａ）を駆動し、他方のコンバータ８０４Ｂが別の出力ノード（ここではノード８０８Ｂ）を駆動する。この構成で、コンパレータ８１２Ａ〜Ｃが、対応するそれぞれのスイッチング・セル８１６Ａ〜Ｃを駆動し、コンパレータ８１２Ｄ〜Ｆが、対応するそれぞれのスイッチング・セル８１６Ｄ〜Ｆを駆動する。コンパレータ８１２Ａ〜Ｆのそれぞれは、対応するそれぞれの位相がずれたＰＷＭ基準信号８２０Ａ〜Ｆを、この場合では６位相三角波形発生器８２４から、受け取る。出力ノード８０８Ａに関連するコンパレータ８１２Ａ〜Ｃの１つ、即ち、コンパレータ８１２Ａは、変更されていないＰＷＭ制御信号８２８Ａを受け取り、他の２個のコンパレータ８１２Ｂ〜Ｃは、対応するそれぞれのフィードバック変更済ＰＷＭ制御信号８２８Ｂ〜Ｃを受け取る。出力ノード８０８Ｂに関連するコンパレータ８１２Ｄ〜Ｆの１つ、即ち、コンパレータ８１２Ｄは、極性のシフトされたＰＷＭ制御信号８２８Ｄ（極性シフタ８３２によりシフトされた）を受け取り、他の２個のコンパレータ８１２Ｅ〜Ｆは、対応するそれぞれのフィードバック変更済極性シフト済ＰＷＭ制御信号８２８Ｅ〜Ｆを受け取る。多相コンバータ８０４Ａ〜Ｂのそれぞれは、図６Ａの平均化トランス６０８と本質的に同じである対応するそれぞれの平均化トランス８３６Ａ〜Ｂと通じている。すべてのものが等しければ、多相コンバータ８００は、出力ノード８０８Ａ〜Ｂが駆動される様式の結果として、図７Ａの多相コンバータ７００よりも高い出力電圧を有する。

図９の多相電力コンバータ９００は、例えば、３相インバータやモータ・ドライブとして使用することができる。多相コンバータ９００は、図６Ａの多相コンバータ６００とそれぞれが本質的に同じである３個の多相コンバータ９０４Ａ〜Ｃを含むものとみなすことができる。この場合では、それぞれの多相コンバータがそれぞれのＰＷＭ位相制御信号９０８Ａ〜Ｃにより制御されて、対応するそれぞれの出力ノード９１２Ａ〜Ｃを、それぞれの整相された出力信号９１６Ａ〜Ｃを用いて駆動するようにされる。９相基準波形発生器９２０が、相がずれた各波形（図示せず）を９個の対応するそれぞれのコンパレータ９２４Ａ〜Ｉへ供給するために使用されること以外に、多相コンバータ９００を図６Ａの多相コンバータ６００と比べたときの他の違いは、単に、３個の多相コンバータ９０４Ａ〜Ｃの接続状態によるものである。当業者であれば、図９を検討することにより多相コンバータの動作を容易に理解されよう。

図１０Ａの多相電力コンバータ１０００は、単相インバータの別の代替の実施形態を示す。多相コンバータ１０００は、コンバータ回路１００４が追加のスイッチング・セル１００８Ｄを含むことを除いて、図６Ａの多相コンバータ６００とほぼ同じである。スイッチング・セル１００８Ｄは、図６Ａのスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃに対応する３個のスイッチング・セル１００８Ａ〜Ｃに付加されたものであり、２個の出力ノード１０１２Ａ〜Ｂの一方の出力ノード１０１２Ａを駆動する。出力ノード１０１２Ｂは、図６Ａの平均化トランス６０８と同じ構成を有し得る平均化トランス１０１６により駆動される。

図６Ａの多相電力コンバータ６００と図１０Ａの電力コンバータ１０００との他の主要な違いは、４つのスイッチング・セル１００Ａ〜Ｄを駆動するように制御回路１０２０を構成する様式である。図６Ａの電力コンバータ６００と同様に、コンパレータ１０２４Ａ〜Ｃはそれぞれ、相がずれたＰＷＭ基準波形１０２８Ａ〜Ｃ（図１０Ｂ）と、示された単一の入力のＰＷＭ制御信号１０３６から導出されたＰＷＭ制御波形１０３２Ａ〜Ｃとを受け取る。一般に、コンパレータ１０２４Ａ〜Ｃの出力はそれぞれ、スイッチング・セル１００８Ａ〜Ｃを駆動する。図１０Ｂに示されたＰＷＭ基準波形１０２８Ａ〜ＣおよびＰＷＭ制御波形１０３２Ａ〜Ｃにより、スイッチング・セル・ノード１０４０Ａ〜Ｃ（図１０Ａ）での電圧波形はそれぞれ、図１０Ｂのパルス波形１０４４Ａ〜Ｃになる。

スイッチング・セル１００４Ｄに対応するコンパレータ１０２４Ｄ（図１０Ａ）は、ＰＷＭ制御信号１０３６（図１０Ａ）の変更された波形１０４８（図１０Ｂ）のみを受け取る。即ち、コンパレータ１０２４Ｄは、コンパレータ１０２４Ａ〜Ｃが受け取るＰＷＭ基準信号波形は受け取らない。その結果、スイッチング・セル・ノード１０４０Ｄでの電圧波形は、パルス波形１０４４Ａ〜Ｃとは特性が非常に異なる図１０Ｂに示されたパルス波形１０５２となる。出力ノード１０１２Ａ〜Ｂに現れる出力電圧波形１０５６（図１０Ｂ）は、出力ノード１０１２Ｂに存在する波形１０４４Ａ〜Ｃの平均と、出力ノード１０１２Ａに存在する第４のスイッチング・セル１００４Ｄから出力される波形１０５２との差分の結果である。

図１０Ａの多相電力コンバータ１０００と、図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８および９それぞれのコンバータ５００、６００、７００、８００、９００とから、本発明の根底にある広い概念は非常に汎用性があること、およびこれら根底にある概念を用いて作製される可能な多相コンバータ構成が多くあることが、当業者には明らかなはずである。

多相コンバータ用の磁気回路
２個の電気的に直列のスイッチをそれぞれが含むスイッチング・セルを有する上記のそれぞれの多相電力コンバータ（即ち図６Ａ、７Ａ、８、９および１０それぞれのコンバータ６００、７００、８００、９００、１０００）は、高電圧側で直列スイッチの両端間に接続されたコンデンサ（即ちコンデンサ６８４Ａ〜Ｃ、７６０Ａ〜Ｃ、８４０Ａ〜Ｆ、９２８Ａ〜Ｉ、１０６０Ａ〜Ｄ）を有し、かつスイッチ結合部とそれぞれの出力ノード（即ち、出力ノード６８０Ｂ、７２４Ｂ、８０８Ａ〜Ｂ、９１２Ａ〜Ｃ、１０１２Ｂ）との間に接続された磁気デバイス（例えば、平均化トランス６０８、７６０、８３６Ａ〜Ｂ、１０１６）を有する。スイッチ結合部での電圧は、スイッチの状態に応じてコンデンサの正端子または負端子になる。各スイッチング・セルは、電圧波形を磁気回路へ供給する２レベル電圧源とみなすことができる。図６Ａ、７Ａ、８、９および１０の示された多相コンバータ設計に関して各スイッチング・セルにより発生させたスイッチング波形は、スイッチング周期の何分の１かだけ時間的にシフトされていることを除いて、同じとみなすことができる。対応する磁気回路はそれぞれ、共通出力ノードを駆動するこれらのスイッチ結合部の複数のものに接続される。これらの磁気回路の機能は、個々のセルからの電流を等しく保ちながら、即ち、平衡させながら、対応するスイッチング・セルからの電流を加算することである。

図１１Ａ〜Ｃは、平均化トランスの代わりに、例えば、図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８、９、１０Ａに示されたトランス５２０、６０８、８３６Ａ〜Ｂの代わりに使用することができる従来のタイプの多相コンバータ電流加算回路を示す。図１１Ａは単純直列（simple series）インダクタ回路１１００を示し、図１１Ｂは２入力相間リアクトル１１０４を示し、図１１Ｃは多足（multi-legged）相間リアクトル回路１１０８を示す。単純直列インダクタ回路１１００（図１１Ａ）は、申し分なく動作することができる。しかし、それぞれのインダクタ１１１２のインダクタンスは、大きい循環リップル電流を防止するために高くする必要がある。そのコストは高く、また出力と直列の大きなインピーダンスをもたらし、回路の応答時間を制限する。２入力相間リアクトル回路１１０４（図１１Ｂ）は、より良好に動作する。回路１１０４では、回路の循環電流インピーダンスまたは差分電圧インピーダンスが、並列インピーダンスまたはコモン・モード電圧インピーダンスから独立して制御される。理想的には、３個の相間リアクトル１１１６Ａ〜Ｃは差分電圧インピーダンスのみを与え、出力インダクタ１１２０はコモン・モード・インピーダンスを与える。実際には、相間リアクトル１１１６Ａ〜Ｃは、幾らかのコモン・モード・インピーダンスを与える。適正に設計された場合には、相間リアクトル１１１６Ａ〜Ｃのコモン・モード・インピーダンスは適切な値を有することができ、従って出力インダクタは必要ではない。回路１１０４は、おそらくは２入力回路に対して選ばれる回路であろう。回路１１０４に伴う問題は、より多くの入力が必要なときに生じる。この回路は、入力の数が２のべき乗、例えば２、４、８、１６などである場合にだけ使用することができる。更に、電流加算の各レベルで必要な磁気コンポーネントは、大きく異なる。連続したそれぞれのレベルで、電流が２倍になり、リップル電流周波数が２倍になり、差分ボルト秒が４分の１に低下する。これは、非常に異なる設計へと向かうことになる。

多足相間リアクトル回路１１０８（図１１Ｃ）は、２のべき乗の数の入力のみを使用できる、という問題を解決する。しかし、回路１１０８の短所は、それが特殊なコアを必要とすることである。また、コモン・モードおよび差分モードのインピーダンスが、入力のすべての対の間ですべて等しくなるように設計することは、不可能である。従って、このタイプの回路１１０８は常に、最小限のコモン・モード・インピーダンスで設計されなければならず、また、出力インダクタ１１２４が使用されなければならない。このタイプの相間リアクトルの構築は、Ｙａｍａｍｏｔｏに対しての米国特許第５８５２５５４号に記載されており、この文献は参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

図１１Ａ〜Ｃに示されたタイプの加算回路１１００、１１０４、１１０８は、本発明の多相電力コンバータにおいて、例えば、図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８、９および１０Ａのそれぞれに示された平均化トランスの代用として使用することができるが、これらの示された平均化トランスは或る利益をもたらすことができる。図１２Ａ〜Ｂはそれぞれ、３入力電流平均化トランス回路１２００（図６Ａ、７Ａ、８、９、１０Ａに示されたそれぞれの３入力平均化トランスと本質的に同じ）、および５入力平均化トランス回路１２０４を示す。回路１２００、１２０４は、それぞれ、幾つかの相間リアクトル１２０８Ａ〜Ｃ、１２１２Ａ〜Ｅを使用する。一般に、回路１２００、１２０４のそれぞれを、図１１Ｂの２入力相間リアクトル１１０４などのような従来のリアクトル回路と物理的に区別するものは、相間リアクトル１２０８Ａ〜Ｃ、１２１２Ａ〜Ｅがそれぞれの回路１２００、１２０４内で接続される特有の手法である。

まず図１２Ａを参照すると、平均化トランス回路１２００が、図６Ａ、７Ａ、８および１０Ａのうちの対応するそれぞれの図に示された３リアクトル平均化トランス６０８、７６０、８３６Ａ〜Ｂおよび１０１６、ならびに図９に符号なしで示された対応する平均化トランスと、本質的に同じであることが容易に理解できる。トランス回路１２００は、３個の入力１２１６Ａ〜Ｃ（図６Ａ、７Ａ、８および１０Ａの対応するそれぞれのスイッチング・セル６０４Ａ〜Ｃ、７５２Ａ〜Ｃ、８１６Ａ〜Ｃ、８１６Ｄ〜Ｆ、１００８Ａ〜Ｃの出力に対応し、また、３個の多相コンバータ９０４Ａ〜Ｃのそれぞれに関連する３個のスイッチング・セル（符号なし）の出力に対応する）、および出力１２２０を有する。トランス回路１２００は、共通出力ノード１２２４を有するとみなすことができ、それぞれの入力１２１６Ａ〜Ｃは、二重巻線回路セグメント１２２８Ａ〜Ｃにより共通出力ノードと接続される。二重巻線回路セグメント１２２８Ａ〜Ｃは、それぞれの対応するリアクトル巻線１２２８Ａ１、１２２８Ａ２、１２２８Ｂ１、１２２８Ｂ２、１２２８Ｃ１、１２２８Ｃ２の対を含み、それぞれのリアクトル巻線は他のリアクトル巻線と同じであり得る。この構成では、相間リアクトル１２０８Ａは、入力１２１６Ａ、１２１６Ｂにそれぞれ対応する巻線１２２８Ａ１、１２２８Ｂ２を備え、相間リアクトル１２０８Ｂは、入力１２１６Ｂ、１２１６Ｃにそれぞれ対応する巻線１２２８Ｂ１、１２２８Ｃ２を備え、相間リアクトル１２０８Ｃは、入力１２１６Ｃ、１２１６Ａにそれぞれ対応する巻線１２２８Ｃ１、１２２８Ａ２を備える。この例では、出力インダクタ１２３２は、回路１２００の出力１２２０と共通出力ノード１２２４との間に設けられている。

図１２Ａの回路１２００の基本的な配置は、事実上何れの数の入力にも容易に適合させることができる。例えば、図５Ａの平均化トランス５２０は、図１２Ａの回路１２００に関して説明した概念を、２個のスイッチング・セル５１２Ａ、５１２Ｂの出力５３６Ａ〜Ｂに対応する２個の入力に関して示すものである。一方、図１２Ｂは、図１２Ａの回路１２００に関して説明した基本概念を、５つの入力１２４０Ａ〜Ｅと関連させて示すものである。図１２Ｂの回路１２０４では、それぞれの入力１２４０Ａ〜Ｅは、対応する二重巻線回路セグメント１２４８Ａ〜Ｅを介して共通出力ノード１２４４に接続される。この二重巻線回路セグメント１２４８Ａ〜Ｅの構成により、対応するそれぞれの相間リアクトル１２１２Ａ〜Ｅを形成することが可能になる。当業者であれば、図１２Ａ、１２Ｂおよび５Ａの回路１２００、１２０４、５２０の基本概念を用いて、１よりも多い任意の数の入力に適した回路を容易に作れるであろう。

回路１２００、１２０４、５２０の基本構成は、回路１１００、１１０４、１１０８（図１１Ａ〜Ｃ）の基本構成に対して、以下のものを含む幾つかの利点を有する。（１）磁気コンポーネント、例えば相間リアクトル１２０８Ａ〜Ｃ、１２１２Ａ〜Ｅは、すべて同じでよい、（２）任意の数の入力を使用できる（図１２Ａ〜Ｂは３個の入力および５個の入力を示す）、（３）必要な磁気コアは簡単な単相タイプであり、必要とされる何れの材料のものでも容易に入手可能である、（４）磁気コンポーネントの設計は簡単明瞭であり、従来の方法を用いて作製できる、（５）磁気回路は、特定のコモン・モード・インダクタンスを有するように設計でき、それにより出力インダクタが不要になる。

スイッチング・パターンの種類
これまでに示されたタイミング信号の発生方法、即ち、三角波形を含む方法は、説明するための最も簡単な例にすぎない。実際には、のこぎり波形や非対称三角波形を用いることを含む効果的な他の方法もある。また、示された方法は、単に、タイミング・ロジックを簡単に視覚化するためのものであることにも留意されたい。当業者であれば理解されるように、このタイミングは、デジタル・タイミング回路で実施することもでき、その場合は全く違って見えうるが、結果としては、同じ最適なデューティ・サイクル・パターンが得られるはずである。更に、位相シフトやスイッチの順序が異なるスイッチング・パターンを使用することもできる。これらの種類のそれぞれは、他と比べて、或る動作パラメータを最適化する傾向がある。電力コンバータの応用および動作モードにより、単純な等間隔のタイミング信号を使用しないことが望ましいこともある。この説明を補うために、以下の用語を定義する。Ｆｓはスイッチごとのスイッチング周波数であり、ｎは整相されたスイッチング・セルの数であり、Ｔ１からＴｎは、各セルにおける連続した電圧信号間の時間であり、ｄはスイッチング状態のデューティ・サイクルである。すべての多相コンバータに関して、コンバータのデューティ・サイクルｄは、すべての時間において等しい。しかし、スイッチング周期が時間シフトされるので、デューティ・サイクルｄは、デューティ・サイクル変更時には等しく見えない。

周知の従来技術のすべての多相コンバータのタイミングでは、等しく整相されたタイミングを使用するが、これは理解するのが最も容易であり、また、ほとんどの場合において最良の結果が得られる。これは、それぞれの位相Ｔ１からＴｎの間の時間シフトが１／（Ｆｓ×ｎ）に等しい、または等間隔であるときと、定義することができる。こうすると、コモン・モード出力電流リップルは、最小の振幅およびＦｓ×ｎの周波数を有することになる。また、ＤＣバス・コンデンサにおける電流は、ワースト・ケース（worst case）動作デューティ・サイクルにおいて最小化される。これらは、［ｄ＝（ｘ／ｎ）＋（１／（２ｎ））］で起こり、ここにおいて［ｘ＝０，１，・・・ｎ−１］である。更に、ＤＣバス・リップル電流は、［ｘ＝０，１，２，・・・ｎ］での［ｄ＝ｘ／ｎ］の値においてゼロになる。時間シフトの順序は、直列インダクタ電流加算回路型（例えば、図１１Ａの回路１１００）、または多足リアクトル電流加算回路型（例えば、図１１Ｃの回路１１０８）のものを使用する場合には、重要ではない。しかし、相間リアクトルの設計は、本発明の平均化トランス回路型（例えば図１２Ａ〜Ｂの回路１２００、１２０４）のものまたは２入力相間リアクトル回路型（例えば図１１Ｂの回路１１０４）のものを使用する場合には、信号順序の選択による影響を受ける。

本発明は、遅延を様々な方法で変えること、および信号が電流加算回路へ接続される順序を考慮することを含む。多くの場合、多相スイッチング・セルのタイミングを別の方法で変えることは、例えば、直流源または負荷での共振周波数を回避するために、有利である。これは、タイミング信号遅延を変えたものを使用することにより、なされ得る。タイミングを変える例には、互いに異なる２つの遅延の信号をつくることを含む。これを用いて、出力において（Ｆｓ×ｎ）周波数を低減し、出力において（Ｆｓ×ｎ／２）高調波をつくり出すことができる。

相間リアクトルのサイズ要件を最小にするがフィルタは大きくする、という別のオプションは、それぞれのスイッチング・セル出力の間で非常に小さい遅延を用いることである。これは、モータ・ドライブの場合のように交流負荷がフィルタとして働く場合に、非常に優れた解決策になる。モータ・インダクタンスは、電流を十分にフィルタリングする。この場合、多相コンバータは、単純な６スイッチ・モータ・ドライブと概して似ている。図１３は、このＰＷＭタイミングの変種に対するタイミングおよび波形の図１３００を含む。多相技術は、複数の多相コンバータを平行にするために用いることができ、並列のドライブ間で能動的に電流を平衡させることを可能にする。相間トランスおよび多相同期が無い場合、並列コンバータは多くの電流を循環させ、あるいは、非常に大きいインダクタを必要とし、性能を低下させコストを増大させる。更に、多相に基づく解決策は、システムにおけるモータ巻線の伝導されるＥＭＩに対しての電圧立上がり時間（ｄＶ／ｄＴ）ストレスを低減させる。

電流の平衡化および制御
多相電力コンバータにとって、セルの直流電流の変動を補償するために、並列接続されたスイッチング・セルから出力される電流の間での能動的な電流の平衡化を行うことは有益である。一般に、すべてのスイッチング・セルの電流は等しくすべきである。図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８、９、１０Ａおよび１２Ａ〜Ｂに示された磁気電流加算回路、例えば、平均化トランス５２０、６０８、７６０、８３６Ａ〜Ｂ、および回路１２００、１２０４は、高い周波数および中程度の周波数で電流を共有するように設計される。しかし、直流では、これらの磁気回路は電流の平衡に対しての影響が少ない。それぞれのスイッチング・セルのデューティ・サイクルと、それぞれの並列電流経路のＤＣ抵抗とが等しい場合、電流はＤＣで平衡となる。問題は、デューティ・サイクルおよび抵抗が等しくないことである。実際には、すべての動作条件にわたって少なくとも１０％の電流平衡が望ましい。この程度に平衡化させるための抵抗を得ることは確かに可能であるが、必ずしも容易ではない。しかし、この範囲で電流の平衡を維持するには、電圧の平衡が極めて良好である必要がある。図１４は、並列スイッチング回路における等価ＤＣ回路１４００を示す。一般に、低損失になるように、回路１４００のＤＣ抵抗は非常に小さい。最も支配的な項は、スイッチ・オン抵抗である。それぞれのスイッチング・セルでのＤＣ電圧は、おおよそ、ＤＣバス電圧にスイッチのデューティ・ファクタを乗算したものになる。すべてのスイッチが同じデューティ・ファクタを有する場合、その電圧は同じになる。その感度は、例を用いて最もよく説明される。

電流の平衡化の一例として、８００ボルトのＤＣバス電圧で１２００ボルトＩＧＢＴを使用する５００アンペアでの５相多相コンバータ（例えば、図１４の回路１４００）を考える。スイッチ１４０４Ａ〜Ｊは、それぞれ１００アンペアを供給する必要がある。典型的なＩＧＢＴの抵抗は、スイッチあたり約０．０２オームである。磁気回路１４０８も同様に、およそこれくらいの抵抗を相ごとに有し、従って、合計の相あたりの抵抗は０．０４オームになる。４つのスイッチング・セル１４１２Ａ〜Ｄが正確に同じデューティ・ファクタを有すると想定すれば、これらのセルは、直列の０．００５オームの抵抗を有する単一のセルとみなすことができる。第５のセル１４１２Ｅが２．５ボルトだけの電圧差を有する場合、その循環電流は２．５ボルト／０．０２５オーム、即ち、１００アンペアになる。これは、第５のスイッチ１４０４Ｉが、その定格電流の２倍を運ぶことを意味する。セルの出力電圧はｄ／Ｖｄｃであり、すべてのセルが同じＶｄｃを有するので、これを有するには、差ｄは、２．５／８００、即ち、０．３１％異なる必要がある。１０ｋＨｚのスイッチング周波数では、これは、１００μｓ×０．３１％、即ち、３１０ｎｓのパルス幅の差により生じる。この誤差を１０％まで下げるには、パルス幅は、約３１ｎｓに合致する必要があり、従って、能動的に電流を平衡化させる必要がある。

能動的な電流平衡は、幾つかの方法で実現することができる。図５Ａの多相電力コンバータ５００に関して上述したように、各スイッチング・セルの電流、例えば、コンバータ５００の各スイッチング・セル５１２Ａ〜Ｂの電流は、個々に監視および制御することができ、あるいは、その差分（１または複数）を監視して、電流を同じ値に保つように補正を加えることができる。直流電流差分を制御する場合、ＤＣバイアスがＰＷＭ制御回路において制御される必要があり、これは、各スイッチング・セルにおける平均ＤＣ電圧を調整する。電流の平衡化の別の手法は、各スイッチング・セルからの電圧を平衡させることである。直列抵抗は、一般に、より容易に制御することができるので、能動的な平衡化の代わりに、個々のセルからの電圧を監視して平衡状態に保つことができる。この受動的な平衡化の方法は、ＤＣ抵抗整合に依存するが、或る種の応用には十分でありうる。

図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８、９および１０Ａそれぞれの多相電力コンバータ５００、６００、７００、８００、９００、１０００では、スイッチング・セルの１つ、例えば、図５Ａ、６Ａ、７Ａおよび８それぞれのセル５１２Ａ、セル６０４Ａ、セル７５２Ａ、およびセル８１６Ａ、８１６Ｄの１つから出力される電流は、マスタ電流として扱われ、残りのセル（１または複数）の電流（１または複数）、例えば、セル５１２Ｂ、セル６０４Ｂ〜Ｃ、セル７５２Ｂ〜Ｃ、セル８１６Ｂ〜Ｃ、および８１６Ｅ〜Ｆそれぞれの電流は、マスタ電流と比較される。それぞれの電流差分信号、例えば、図５Ａおよび６Ａそれぞれの信号５８８、６３２Ａ〜Ｂは、フィルタリングされて高周波が除去され、ＰＷＭ制御信号、例えば、ＰＷＭ制御信号５７８、６７２にそれぞれに加えられて、スイッチング・セル、例えば、セル５１２Ｂおよび各セル６０４Ｂ〜Ｃがその電流を制御するようにする。このフィードバックは、主レギュレーション回路の応答速度に対する妨げとはならず、従って、非常に高い電流制御帯域幅を可能にする。

図５Ａ、６Ａ、７Ａ、８、９および１０Ａのそれぞれは、１または複数の電流センサ、例えば、図５Ａおよび６Ａそれぞれのセンサ５９０、６３６Ａ〜Ｂを示し、これらのセンサは、それぞれの電流間の差分を直接に測定する。別の効果的な方法は、スイッチング・セルの出力電流を直接に測定し、それらの電流信号をコンバータ制御回路において減算することである。更に、他の信号を測定して電流平衡化の指標として用いることもできる。例えば、スイッチング・セル対の出力電圧間の差分（１または複数）を表す１または複数の電圧信号は、電流を平衡状態に保つための制御信号として使用することができる。別の代替の形態として、電流平衡誤差の主な発生源が、コントローラ出力信号からスイッチング・セル電圧の実際のスイッチングまでの遅延のばらつきであるので、スイッチング・セルのタイミングを測定して、平衡させるために必要な情報を得ることも可能である。当業者であれば、これら代替の平衡させる方式をどのようにして実施するかを理解されよう。

以上、例示的な実施形態を開示し、添付の図面に示した。本明細書で具体的に開示されたものに、本発明の精神および範囲から逸脱することなく様々な変更、省略および追加を行うことができることは、当業者には理解されよう。

Claims (15)

1. 多相電力コンバータであって、
   或る数Ｎ個のスイッチング・セルであって、対応するそれぞれのＮ個のスイッチされた出力を有するものであり、前記Ｎ個のスイッチされた出力のそれぞれが、対応するそれぞれの少なくとも１つのスイッチング制御信号により制御されるものである、Ｎ個のスイッチング・セルと、
   平均化トランスと、
   前記Ｎ個のスイッチング・セルを制御する制御システムと
   を備え、
   前記平均化トランスが、
   共通出力ノードと、
   前記共通出力ノードと電気的に通じている出力と、
   互いに直列の１対のリアクトル巻線をそれぞれに含むＮ個の二重巻線セグメントであって、前記Ｎ個のスイッチされた出力のうちの対応するそれぞれのスイッチされた出力に電気的に接続された第１の端部、および前記共通出力ノードに電気的に接続された第２の端部を、それぞれが有するものであるＮ個の二重巻線セグメントと、
   前記Ｎ個の二重巻線セグメントにおける異なる二重巻線セグメントにおける前記リアクトル巻線の対によりそれぞれが形成されたＮ個の相間リアクトルと
   を備え、
   前記制御システムが、
   Ｎ個のパルス幅変調（ＰＷＭ）基準信号をそれぞれ前記Ｎ個のスイッチッグ・セルへ供給する手段であって、前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号のそれぞれは、共通の波形に基づくが、前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号の互いに対して異なる位相を有するものである、ＰＷＭ基準信号を供給する手段と、
   Ｎ個のＰＷＭ制御信号を供給する手段と、
   前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号のうちの１つのＰＷＭ基準信号に対して、Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちの１つのＰＷＭ制御信号が対応するようになっており、当該対応する１つのＰＷＭ基準信号と１つのＰＷＭ制御信号とを比較する関数として、１つのスイッチング制御信号を発生させる手段と
   を含み、
   前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちのＮ−１個が、電流を平衡化させるフィードバック信号であり、
   前記制御システムが、Ｎ−１個のフィードバック・ループを含み、前記Ｎ−１個のフィードバック・ループは、対応するそれぞれのＮ−１個の電流差分センサを含み、前記電流差分センサは、前記Ｎ個の二重巻線セグメントの異なる対において対応するそれぞれの電流差分を感知して電流差分信号を生成し、前記フィードバック・ループは、前記電流差分信号を調整して前記フィードバック信号を生成する、
   多相電力コンバータ。
2. 請求項１に記載の多相電力コンバータであって、前記Ｎが３であり、第１のスイッチされた出力、第２のスイッチされた出力、および第３のスイッチされた出力を含み、前記平均化トランスが、
   前記第１のスイッチされた出力と前記共通出力ノードとの間に電気的に接続された第１の二重巻線セグメントであって、第１のリアクトル巻線と、前記第１のリアクトル巻線と電気的に直列に配置された第２のリアクトル巻線とを含む第１の二重巻線セグメントと、
   前記第２のスイッチされた出力と前記共通出力ノードとの間に電気的に接続された第２の二重巻線セグメントであって、第３のリアクトル巻線と、前記第３のリアクトル巻線と電気的に直列に配置された第４のリアクトル巻線とを含む第２の二重巻線セグメントと、
   前記第３のスイッチされた出力と前記共通出力ノードとの間に電気的に接続された第３の二重巻線セグメントであって、第５のリアクトル巻線と、前記第５のリアクトル巻線と電気的に直列に配置された第６のリアクトル巻線とを含む第３の二重巻線セグメントと、
   前記第１のリアクトル巻線および前記第４のリアクトル巻線により一部が形成された第１の相間リアクトルと、
   前記第３のリアクトル巻線および前記第６のリアクトル巻線により一部が形成された第２の相間リアクトルと、
   前記第２のリアクトル巻線および前記第５のリアクトル巻線により一部が形成された第３の相間リアクトルと
   を備える、
   多相電力コンバータ。
3. 請求項２に記載の多相電力コンバータであって、前記制御システムは、前記第１、第２および第３のスイッチされた出力を制御し、前記Ｎ個のスイッチング・セルのセル間の電流の不平衡を能動的に平衡化させる電流平衡化回路を備え、前記電流平衡化回路は、
   前記第２のスイッチされた出力を制御するための第１のフィードバック・ループであって、前記第１の二重巻線セグメントと前記第２の二重巻線セグメントの間の電流差分を感知するための第１の電流差分センサを含む第１のフィードバック・ループと、
   前記第３のスイッチされた出力を制御するための第２のフィードバック・ループであって、前記第１の二重巻線セグメントと前記第３の二重巻線セグメントの間の電流差分を感知するための第２の電流差分センサを含む第２のフィードバック・ループと
   を備える、
   多相電力コンバータ。
4. 請求項１に記載の多相電力コンバータであって、前記Ｎが少なくとも３であり、前記Ｎ個のスイッチされた出力が、前記Ｎ個のスイッチされた出力の間で異なる遅延を有する共通波形の関数として制御される、多相電力コンバータ。
5. 複数の整相された電力を供給するための電力コンバータであって、複数の整相された電力を供給するように電気的に接続された請求項１に記載の複数の多相電力コンバータを備える電力コンバータ。
6. 請求項１に記載の多相電力コンバータであって、前記電流を平衡化させるフィードバック信号のそれぞれが差分電流信号である、多相電力コンバータ。
7. 請求項１に記載の多相電力コンバータであって、前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号を供給する前記手段が多相波形発生器を備える、多相電力コンバータ。
8. 請求項１に記載の多相電力コンバータであって、前記少なくとも１つのスイッチング制御信号のそれぞれを発生させる前記手段が、前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号のうちのＰＷＭ基準信号と、前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちの対応するそれぞれのＰＷＭ制御信号とを比較するためのＮ個のコンパレータを含む、多相電力コンバータ。
9. 多相電力コンバータによる電力を変換する方法であって、
   前記多相電力コンバータは、
   或る数Ｎ個のスイッチング・セルであって、対応するそれぞれのＮ個のスイッチされた出力を有するものであり、前記Ｎ個のスイッチされた出力のそれぞれが、対応するそれぞれの少なくとも１つのスイッチング制御信号により制御されるものである、Ｎ個のスイッチング・セルと、
   平均化トランスと、
   前記Ｎ個のスイッチング・セルを制御する制御システムと
   を備え、
   前記平均化トランスが、
   共通出力ノードと、
   前記共通出力ノードと電気的に通じている出力と、
   互いに直列の１対のリアクトル巻線をそれぞれに含むＮ個の二重巻線セグメントであって、前記Ｎ個のスイッチされた出力のうちの対応するそれぞれのスイッチされた出力に電気的に接続された第１の端部、および前記共通出力ノードに電気的に接続された第２の端部を、それぞれが有するものであるＮ個の二重巻線セグメントと、
   前記Ｎ個の二重巻線セグメントにおける異なる二重巻線セグメントにおける前記リアクトル巻線の対によりそれぞれが形成されたＮ個の相間リアクトルと
   を備え、
   前記Ｎ個のスイッチング・セルを含む前記多相電力コンバータを提供するステップと、
   共通の波形を有するが位相は異なるＮ個のパルス幅変調（ＰＷＭ）基準信号を供給するステップと、
   Ｎ個のＰＷＭ制御信号を供給するステップと、
   前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号のうちの１つのＰＷＭ基準信号に対して、Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちの１つのＰＷＭ制御信号が対応するようになっており、当該対応する１つのＰＷＭ基準信号と１つのＰＷＭ制御信号とを比較する関数として、１つのスイッチング制御信号を発生させるステップと、
   前記Ｎ個のスイッチング・セルが前記Ｎ個のスイッチされた出力を提供するように、前記少なくともＮ個のスイッチング制御信号のうちの対応するそれぞれのスイッチング制御信号を用いて前記Ｎ個のスイッチング・セルを駆動するステップと
   を備え、
   前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちのＮ−１個が、電流を平衡化させるフィードバック信号であり、
   前記制御システムが、Ｎ−１個のフィードバック・ループを含み、前記Ｎ−１個のフィードバック・ループは、対応するそれぞれのＮ−１個の電流差分センサを含み、
   前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号を供給するステップは、
   前記電流差分センサが、前記Ｎ個の二重巻線セグメントの異なる対において対応するそれぞれの電流差分を感知して電流差分信号を生成するステップと、
   前記フィードバック・ループが、前記電流差分信号を調整して前記フィードバック信号を生成するステップとを含む
   方法。
10. 請求項９に記載の方法であって、前記平均化トランスから前記Ｎ−１個の電流差分信号を得るステップを更に含む、方法。
11. 請求項９に記載の方法であって、前記少なくともＮ個のスイッチング制御信号を発生させる前記ステップが、前記Ｎ個のＰＷＭ基準信号のうちのＰＷＭ基準信号と、前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号のうちの対応するそれぞれのＰＷＭ制御信号とを比較するステップを含む、方法。
12. 請求項９に記載の方法であって、前記多相電力コンバータを提供する前記ステップが、２個のスイッチをそれぞれが有するＮ個のスイッチング・セルを提供するステップを含み、前記少なくともＮ個のスイッチング制御信号を発生させる前記ステップが、２Ｎ個のスイッチング制御信号を発生させるステップを含む、方法。
13. 請求項９に記載の方法であって、Ｎ個のスイッチされた出力を平均化するステップを更に含む、方法。
14. 請求項１３に記載の方法であって、前記Ｎ個のスイッチされた出力を平均化する前記ステップが、前記平均化トランスを使用するステップを含む、方法。
15. 請求項１４に記載の方法であって、前記Ｎ個のＰＷＭ制御信号を供給する前記ステップが、前記Ｎ個のループの異なる対の間の差分電流を測定するステップを含む、方法。

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