CN101548454B - 多相功率变换器以及多相功率变换方法 - Google Patents

多相功率变换器以及多相功率变换方法 Download PDF

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Abstract

多相功率变换器及多相功率变换方法。一种新的种类的多相变换器，具有至少两个转换单元，该转换单元由异相PWM基准信号和对应的相应PWM控制信号来驱动。在一些实施例中，根据电流平衡反馈驱动该转换单元中的转换单元以便平衡该转换单元之间的电流。该多相变换器的各种实施例包括用于平均该转换单元的输出的一个或多个唯一变压器。

Description

多相功率变换器以及多相功率变换方法
相关申请数据：
本申请要求2006年9月6日申请的、标题为“多相功率变换器”的、序列号为No.60/842,762的美国临时专利申请的优先权，其全部内容通过引用被结合在本文中。
技术领域
本发明一般涉及功率电子学领域。尤其是，本发明是针对多相功率变换器和多相功率变换方法。
背景技术
在功率电子学中两个最基本的结构块(building block)是分别在图1和2中所示的降压变换器电路100和升压变换器电路200。这些变换器电路100、200中的每个一般包括输入节点104A-B、204A-B，输出节点108A-B、208A-B，感应器112、212，二极管116、216，跨越高压节点和开关124、224的平滑电容器(smoothing capacitor)120、220。几乎所有的功率电子学工程师都清楚的了解降压变换器电路100和升压变换器电路200的操作。通常在恒定频率处且以可调占空系数(duty factor)来闭合和断开这些电路100、200中的开关124、224。该占空系数用于控制输入输出电压比。可以组合降压电路100和升压电路200以构成图3中所示的半桥电路300，其包括两对，每对由二极管304、308和开关312、316组成。当电流和功率从左流到右(相对于图3)时半桥电路300为降压变换器，而以相反的方向流时该半桥电路300为升压变换器。
在这些转换(switching)功率变换器电路100、200、300中用作开关124、224、312、316的器件包括MOSFET、IGBT、双极晶体管、GTO、MCT以及其他可以以最小功率损失和高可靠性快速而相对容易的闭合和断开的功率开关。所有这些器件有一些功率损失。由于该功率损失，所有这些器件引起对在特定应用中可被变换的功率的量的限制。
为了较高的功率应用，通常由设计者使用并联转换器件以分散开关中的损失。图4A说明了具有并联开关404、408的降压变换器电路400。当然，可以实现更多的开关。为简单起见示出了两个。因为热量被散开所以以这种方式并联开关使得可以更好的冷却。也可以有更高的效率。当以这种方式使用并联开关时，所有并联开关同时闭合和断开，从而充作一个更大的开关。存在由传导期间和转换期间不均匀共享负载电流所造成的关于并联转换的多个问题。
为了实现包括更好的调节、更小的尺寸、更低的重量、更快的响应以及在某种程度上更低的成本的更高的性能，使用更高的转换频率。更高的转换频率减少了变换器的磁部件的尺寸。同时，高频率使得可以更快的调节输出。采用高转换频率的问题是部件变得不太有效，从而限制了提升转换频率的实用性。规避该限制的传统方法是利用某种类型的共振变换器。然而一般来说共振变换器增加电路的复杂性。它们趋向于具有更有限的操作范围以及其他性能限制，但在某些情况下也很小且有效。
实现多相变换器是避免由在简单脉冲宽度调制(PWM)、硬转换(hard-switched)变换器中增加的转换频率造成的损失的限制的另一方法。图4B示出了简单的现有技术多相变换器电路440。诸如电路440的多相变换器电路的优点已经在某些应用中被证实，像在University ofNorth Carolina的Dr.Fred C.Lee的电压调节模块(VRM)概念。图4B的电路440基本上是由Dr.Lee在他的VRM概念中所使用的电路。电路440的优点包括具有较低有效转换频率的高带宽、DC总线电容中较低的纹波电流、较高的电流容量和较小的尺寸。电路440仅仅是多相变换器的全体种类(class)中的一个。一般来说，所有多相变换器由多个基本降压/升压或半桥转换单元构成，例如，彼此并联布置的图4B的基本降压/升压单元444A-B。转换单元相对于彼此在不同转换时期(times)及时转换但在任何情况下具有相同的工作周期(duty cycle)和频率。然而单元间的转换是以各种方式从彼此移相。
存在与传统多相变换器相关联的多个缺点。这些缺点包括：需要它们的磁部件以防止循环AC电流；设计它们的磁路通常贵而复杂；在低频处转换单元之间的电流平衡是一个问题；不能很好的建立控制方法；且转换定时(timing)复杂。本发明包括解决所有这些问题的特征。
发明内容
在一个实施例中，本发明是针对多相功率变换器。该多相功率变换器包括N个转换单元，该N个转换单元具有对应的相应N个被转换输出以及平均变压器。该平均变压器包括公共输出节点和与该公共输出节点电通信的输出。该平均变压器进一步包括N个双线圈段，每个包括一对彼此串联的电抗器线圈。该N个双线圈段中的每个具有电连接到该N个被转换输出中的对应的相应一个的第一端。该N个双线圈段中的每个的第二端电连接到公共输出节点。N个相间电抗器的每个由该N个双线圈段中的不同双线圈段的电抗器线圈对形成。
在另一实施例中，本发明还针对多相功率变换器。该多相功率变换器包括N个转换单元，该N个转换单元具有对应的相应N个被转换输出。该N个被转换输出中的每个由对应的相应至少一个转换控制信号控制。控制系统被提供用于控制该N个转换单元。该控制系统包括用于将N个脉冲宽度调制(PWM)基准信号分别提供给该N个转换单元的装置。该N个PWM基准信号中的每个是基于公共波形但具有相对于该N个PWM基准信号中的其他每个信号不同的相位。该控制系统进一步包括用于提供N个PWM控制信号的装置以及用于根据该N个PWM基准信号中的PWM基准信号和该N个PWM控制信号中对应的相应PWM控制信号生成该至少一个转换控制信号中的每个的装置。
在又一实施例中，本发明针对变换电功率的方法。该方法包括提供多相功率变换器，其包括具有对应的相应N个被转换输出的N个转换单元。提供具有公共波形但不同相位的N个脉冲宽度调制(PWM)基准信号。提供N个PWM控制信号。根据该N个PWM基准信号和该N个PWM控制信号来生成至少N个转换控制信号。用该至少N个转换控制信号中的对应的相应转换控制信号来驱动该N个转换单元，以便使该N个转换单元提供该N个被转换输出。
附图说明
为了说明本发明，附图示出了本发明的一个或多个实施例的方面。然而，应该理解的是本发明不限于附图中所示的精确布置和手段，其中：
图1是传统降压变换器电路的示意图；
图2是传统升压变换器电路的示意图；
图3是传统半桥变换器电路的示意图；
图4A是具有多个并联开关的传统降压变换器电路的示意图；图4B是传统多相降压变换器电路的示意图；
图5A是包含提供单一相位输出信号的两个转换单元的本发明的多相功率变换器的示意图；图5B是图5A中的多相功率变换器针对具有三角波形的PWM基准电压信号和具有线性增加电压的PWM控制信号的时序(timing)图；
图6A是包含提供单一相位输出信号的三个转换单元的本发明的多相功率变换器的示意图；图6B是图6A中的多相功率变换器针对具有三角波形的PWM基准电压信号和具有线性增加电压的PWM控制信号的时序图；
图7A是包含提供单一相位输出信号的三个转换单元的本发明的替换多相功率变换器的示意图；图7B是图7A中的多相功率变换器针对具有三角波形的PWM基准电压信号和具有线性增加电压的PWM控制信号的时序图；
图8是包含提供单一相位输出信号的六个转换单元的本发明的多相功率变换器的示意图；
图9是包含提供三相位输出信号的九个转换单元的本发明的多相功率变换器的示意图；
图10A是包含提供单一相位输出信号的四个转换单元的本发明的多相功率变换器的示意图；图10B是图10A中的多相功率变换器针对具有三角波形的PWM基准信号和具有正弦波形的PWM控制信号的时序图；
图11A-C的每个是说明可用于本发明的多相功率变换器中的传统磁流加法电路的示意图；
图12A-B的每个是说明可用于诸如本发明的多相功率变换器的多相功率变换器中的本发明的磁流加法电路的示意图；
图13是在每个转换单元输出之间使用很小延迟的PWM定时方案的时序图和波形图；
图14是说明有功电流(active current)平衡的具有五个转换单元的多相功率反相器的示意图。
具体实施方式
图5A说明了根据本发明制造的多相功率变换器500。一般来说，多相功率变换器500包含变换器线路(circuitry)504和控制线路508，该控制线路508控制变换器线路以便实现特定应用所要求的结果。变换器线路504包括多个“转换单元”512A-B，即，类似于传统变换器电路的转换部分的部件，诸如图1-3中的基本降压/升压和半桥变换器电路100、200、300。在变换器电路504的低压侧516，转换单元512A-B驱动耦合在转换单元和输出节点524A-B的输出节点524A之间的唯一平均变压器520。
功率变换器500，像分别在下列图6A、7A、8、9和10A中的功率变换器600、700、800、900、1000一样，形成新的且唯一种类的多相功率变换器的一部分。当根据本发明制造的多相功率变换器500、600、700、800、900、1000和其他功率变换器以所描述的特定时序工作时，这些变换器可胜过传统变换器。在高电平(level)上，本发明包括在低压侧(诸如低压侧516)使用特定磁路配置(例如平均变压器520)以及开关(例如开关522A-B)的特定时序的并联转换单元(诸如图5A的转换单元512A-B)。除了别的以外，超越传统脉冲宽度调制(PWM)变换器的结果性能改进包括在转换单元的高压侧上的平滑电容器中的更少电流、更高的控制带宽、更高的效率、更小的尺寸以及更低的成本。本发明的实施例包括定义能提供这些改进的电路的全部种类，提供改进的磁路配置(相间电抗器)、用于减少各种部件上的纹波电流和电压的PWM方法、用于平衡包含并联转换单元的新的种类的功率变换器和其他功率变换器中的电流的方法、以及控制新的种类的功率变换器的方法。下面详细描述本发明的这些以及其他实施例。
再次参考图5A并参考图5B，在本例子中，转换单元512A-B是基本降压/升压类型，但在其他实施例中这些转换单元可以是其他类型，诸如图6A、7A、8、9和10A中所示的半桥类型。除了开关522A-B，每个转换单元512A-B可包括相应的二极管528A-B用于控制该单元的输出536A-B和电压节点532之间的该单元中的电流流动的方向。变换器电路504的高压侧540可包括平滑电容器544，其主要执行与传统功率变换器的类似存在的平滑电容器相同的功能。平均变压器520包括第一和第二相间电抗器548A-B，它们中的每个包括电耦合到转换单元512A的输出536A的电抗器线圈536A1、536A2以及电耦合到转换单元512B的输出536B的电抗器线圈536B1、536B2。平均变压器520可通过合适尺寸的输出感应器(inductor)556而被耦合到输出节点524A。
控制线路508提供分别驱动对应转换单元512A-B的开关522A-B的开关控制信号560A-B。一般来说，控制线路508根据PWM基准信号564和PWM控制信号568来驱动开关522A-B，该PWM基准信号564例如是重复诸如图5B中的三角波形564A的波形的固定频率，该PWM控制信号568确定在输出节点524A-B上输出的输出信号572(电压)(图5B)的波形的全部特征。在本情况下，针对所示时间周期的PWM控制信号568的波形568A为线性增加波形。PWM基准信号564和PWM控制信号568可用于以诸如所示模拟比较器574A-B的任何合适方式生成开关控制信号560A-B。
控制电路508可包括生成具有三角波形564A的PWM基准信号564的基准信号生成器576。由于变换器电路504具有两个转换单元512A-B且必须驱动彼此异相的这些单元，控制电路508可包括用于提供第二三角波形564B(图5B)的合适的装置，该第二三角波形564B实质上与三角波形564A相同，但与三角波形564A异相。在本例子中，相位差由反相器578提供，其将与波形564A完全180°异相的波形564B提供给比较器574B。本领域技术人员可以容易的理解存在其他方式来提供两种不同相位，诸如用多相信号生成器、采用各种延迟元件或将反相器578设置在例如比较器574B的下游。本领域技术人员还可以容易的理解尽管所示控制电路508为模拟电路，但控制电路可以容易的以数字电路实现或以软件模拟。
在PWM基准波形564A的幅度降到PWM控制波形568A的幅度以下的期间，比较器574A将非反相(non-inverted)PWM基准波形564A与PWM控制波形568A比较并生成脉冲。这由脉冲波形580A(图5B)说明，该脉冲波形580A表征在转换单元512A(图5A)的节点582A处的电压。比较器574B以实质上与比较器574A相同的方式工作，除了比较器574B采用通过反馈回路584获得的被修改的PWM控制波形568B(图5B)，而不是照现在的样子(as is)采用PWM控制波形568A。利用反馈信号586通过修改PWM控制波形568A而产生被修改的PWM控制波形568B，该反馈信号586是电流差动信号588的函数，该电流差动信号588表征分别在转换单元512A-B的输出536A-B中的电流之间的差动(differential)。电流差动信号588可以以多种方式中的任一种获得，诸如利用相间电抗器548A-B之间的平均变压器520中的差动电流传感器590。反馈回路584可包括增益放大器592和积分器594，用于将电流差动信号588调节(condition)到反馈信号586。脉冲波形580B(图5B)表征由开关控制信号560B控制的在节点582B处的电压。图5B中的脉冲波形572说明了在平均变压器520组合了输出536A-B之后跨越输出节点524A和524B的电压。从图5B可以清楚的看出脉冲波形572提供PWM控制波形568A的良好表征。
继续参考图5A-B，注意输出脉冲波形596的频率是每个开关控制信号560A-B的频率的二倍(如电压波形580A-B所表征的)，而输出电压阶跃(step)572A是电压波形580A-B的对应阶跃580C的尺寸的一半。这些特性中的每个减少了一半所要求的输出感应器556的尺寸，以便所要求的输出感应是开关522A-B同时转换时的输出感应的四分之一。同样，由于PWM基准波形564A-B之间的相位差，对于每个转换周期进行四次脉冲宽度确定而不是两次脉冲宽度确定，从而将响应时间改进到二倍。此外，变换器电路504(图5A)的响应时间也由输出感应器556的较低感应改进。通过反馈回路584平衡输出536A-B中的电流以便用于开关522A-B的器件不需要任何专用匹配。多相功率变换器500的其他益处是减少了平滑电容器544中的电流纹波，使得可以减少所用电容器的尺寸或改进其效率和寿命。由于两转换单元512A-B中的DC电流的移相而发生电容器电流的减少，使最大纹波电流频率具有相反相位以便彼此抵消。
如从图5A中可容易看出的，平均变压器520可被认为包括1)在一端电连接到转换单元512A的输出节点582A而在另一端电连接到输出感应器556的“外回路”520A和2)在一端电连接到转换单元512B的输出节点582B而在另一端电连接到输出感应器556的“内回路”520B。该配置使得与相应转换单元512A-B关联的感应线圈536A1、536B1形成一个电抗器548A并使得与相应转换单元512A-B关联的感应线圈536A2、536B2形成第二电抗器548B。也可以容易的看出差动电流传感器590位于外回路520A的电抗器线圈536A1、536A2之间以及位于内回路520B的电抗器线圈536B1、536B2之间。可分别从图12A和图12B中的类似平均变压器1200、1204的描述中辨别平均变压器520的其他细节。
与传统功率变换器相比，这些改进的成本一般包括差动电流传感器(本文，传感器590)的增加、平均变压器(本文，变压器520)的增加、额外的开关-驱动线路(本文，例如比较器574B、反相器578和反馈回路584)以及更复杂的控制。然而，在传统设计中平均变压器520通常小于输出感应器，以便多相变换器500中的所有磁部件的总尺寸一般小于传统简单降压变换器的磁部件的总尺寸。在大部分应用中，诸如多相变换器500的本发明的多相变换器成本更低、更有效、速度更高、尺寸更小且重量小于传统硬转换PWM变换器。
图5A的多相功率变换器500是本发明的简单形式。然而，多相功率变换器500背后的基本概念实际上可以用于制造任何类型的功率变换器。例如，图6A示出了使用三个并联转换单元604A-C的双向DC-到-DC多相变换器600，在该例子中其是类似于图3中的半桥功率变换器300的半桥单元。除了转换单元604A-C相对于图5A的转换单元512A-B是不同的类型之外，图6A的多相变换器600是图5A的多相变换器500的延伸。即，多相变换器600具有第三转换单元604C和修改以及用于适应额外单元的额外线路，而不是仅有两个转换单元604A-B。多相功率变换器600相对于多相变换器500的修改包括不同的平均变压器608和不同的基准波形生成器612。
平均变压器608包括三个相间电抗器616A-C而不是图5A中的两个相间电抗器548A-B，以便说明所有三个相位。注意图6A的平均变压器608和图5A的平均变压器520的基本原理是相同的。即，相应转换单元604A-C的每个输出620A-C连接到相应回路608A-C，回路608A被认为是“外部回路”而回路608B、608C中的每个被认为是“内部回路”。每个回路608A-C包括电抗器线圈620A1-2、620B1-2、620C1-2的对应的相应对。在本例子中，相间电抗器616A分别包括输出620A和620B的电抗器线圈620A1和620B2，相间电抗器616B分别包括输出620B和620C的电抗器线圈620B1和620C2，且相间电抗器616C分别包括输出620C和620A的电抗器线圈620C1和620A2。平均变压器608的其他细节可以分别根据图12A和12B中的类似平均变压器1200、1204的描述来辨别。
像图5A的基准波形生成器576一样，基准波形生成器612是三角波形生成器，然而，其是分别对应于三个转换单元604A-C生成三个异相基准波形624A-C(图6B)的三相生成器。基准波形生成器612可以是任一合适的设计且可以是模拟的、数字的或用软件仿真的。如本领域技术人员所理解的，在替换实施例中，可以用单一相位波形生成器和利用反相器和/或其他延迟元件生成的不同相位来代替三相基准波形生成器612。
用于适应额外转换单元604C的额外线路包括第二反馈回路628B(除了一般对应于图5A中的反馈回路584的反馈回路628A以外)。反馈回路628A反馈分别由差动电流传感器636A-B测量的第一电流差动信号632A和第二电流差动信号632B，第一电流差动信号632A对应于输出620A和620B的电流之间的差，而第二电流差动信号632B对应于输出620A和620C的电流之间的差。如同图5A中的多相功率变换器500一样，除了利用差动电流传感器636A-B和/或将这些传感器设置在平均变压器608处以外，可以用多种替换方式获得用于校正若干转换单元604A-C之间的电流不平衡的合适的反馈信号。
除了相对于图5A中的多相功率变换器500的修改和用于适应额外转换单元604C的额外线路以外，其他差别作为具有一对开关640A-B、642A-B、644A-B的每个转换单元604A-C的结果而存在。开关对640A-B、642A-B、644A-B由对应的相应比较器648A-C驱动。每对中的一个开关640A、642A和644A由对应的相应开关控制信号652A-C驱动，该控制信号652A-C具有与对应的比较器648A-C的输出相同的相位，每对中的其他开关640B、642B、644B由对应的相应开关控制信号654A-C驱动，该开关控制信号654A-C与对应的比较器的输出180°异相。因此，开关对由精确相反的定相(phasing)来驱动。
图6B说明了用于功率变换器600的时序图660，其中分别被提供给比较器648A-C的PWM基准信号662A-C(图6A)是异相三角波形664A-C，波形664A-C中的波形664B相对于波形664A具有三分之一周期的相位延迟，而波形664C相对于波形664A具有三分之二周期的相位延迟(lay)。像图5A-B中的例子一样，PWM控制信号672(图6A)在所示时间周期内具有线性增加波形672A，正如根据电流差动信号632A-B的反馈而分别被修改的被修改PWM控制信号672B和672C那样。脉冲波形674A-C分别表征单元节点676A-C处的电压，该电压由对应的开关640A-B、642A-B、644A-B响应于相应的开关控制信号652A-C、654A-C的操作而产生。波形678表征跨越输出节点680A-B的电压且是三个波形674A-C的平均。注意到由于取平均，波形678上的单个脉冲678A具有等于波形674A-C上的单个脉冲674D高度的三分之一的脉冲高度。由于相同的原因，图5A的多相功率变换器500的输出感应器556需要传统单一开关功率变换器中所需感应的四分之一的感应，图6A中的多相功率变换器600的输出感应器682的感应是以相同频率操作的单一开关功率变换器的输出感应器所需感应的九分之一。
当图5A和6A中的多相功率变换器500、600分别包括两个转换单元512A-B和三个转换单元604A-C时，应该清楚本发明的多相功率变换器可以被制造为包括任一数目的并联(paralleled)转换单元。可以从将图5A中的二单元功率变换器500扩展为图6A中的三单元功率变换器600所做的修改中容易的外推出例如对于平均变压器和考虑电流平衡反馈回路的增加而言所必需的修改。就是说，图7A、8、9和10A分别说明利用本发明潜在的宽概念制造的其他多相功率变换器700、800、900、1000。
更特别的，图7A的多相功率变换器700为根据本发明制造的单一相位反相器或开关模式功率放大器。如在图7中所看到的，控制电路704与图6A中的功率变换器600的控制电路部分相同。然而，功率变换器电路708与图6A中的功率变换器的变换器电路部分区别在于图7A中的节点712A-B由连接到地720的相应DC电源716A-B驱动且两个输出节点724A-B中的一个输出节点724A连接到地720。
图7B中示出了多相功率变换器700的时序图728。像图6A中的时序图660一样，图7B中的时序图728示出了：输入到对应的相应比较器736A-C中的三个异相三角波形732A-C；输入到对应的相应比较器中的PWM控制信号波形740A及其反馈被修改对应部分740B-C；在转换单元752A-C的三个节点748A-C(图7A)中的每一个处由于被控制电路704驱动而造成的脉冲电压波形744A-C；以及跨越输出节点724A-B的输出电压波形756。在该配置中，在输出节点724A-B的输出为完全四象限功率放大输出(full four-quadrant power-amplified output)，具有使电流和电压的两种极性形成任一组合的可能。图7A中的多相功率变换器700具有很高的速度和功率以及小尺寸和高效率。
再次参考图7A，很容易看出多相功率变换器700包括具有与图6A中的平均变压器608相同的整体配置的平均变压器760。这是由于图7A中的变换器700的转换单元752A-C与图6A中的变换器600的转换单元604A-C实际相同。这是如上所述变换器700的控制线路704能够与图6的变换器600的控制线路相同的原因。
图8中的多相功率变换器800可用作例如功率放大器或高性能单一相位反相器。一般来说，多相功率变换器800可被认为包含两个多相变换器804A-B，每个基本上与图6A的多相变换器600相同。在这种情况下，一个多相变换器804A驱动一个输出节点(本文，节点808A)而另一个变换器804B驱动另一输出节点(本文，节点808B)。在该布置中，比较器812A-C驱动对应的相应转换单元816A-C且比较器812D-F驱动对应的相应转换单元816D-F。在该情况下比较器812A-F中的每个从六相位三角波形生成器824接收对应的相应异相PWM基准信号820A-F。与输出节点808A相关联的比较器812A-C中的一个，即比较器812A，接收未修改的PWM控制信号828A而其他两个比较器812B-C接收对应的相应反馈被修改的PWM控制信号828B-C。与输出节点808B相关联的比较器812D-F中的一个，即比较器812D，接收极性转变(polarity-shifted)PWM控制信号828D(由极性转变器832所转变)，而其他两个比较器812E-F接收对应的相应反馈被修改的极性转变PWM控制信号828E-F。多相变换器804A-B中的每个与对应的相应平均变压器836A-B通信，该平均变压器836A-B基本上与图6A中的平均变压器608相同。尽管所有的物相同，由于驱动输出节点808A-B的方式的原因，多相变换器800具有比图7A的多相变换器700更高的输出电压。
图9的多相功率变换器900可被用作例如三相位反相器或发动机驱动(motor drive)。多相变换器900可被认为包括三个多相变换器904A-C，每个基本上与图6A中的多相变换器600相同。在该情况下，每个多相变换器由相应PWM相位控制信号908A-C控制以便用分别定相的输出信号916A-C驱动对应的相应输出节点912A-C。除了九相位基准波形生成器920被用于将异相波形(未示出)提供给九个对应的相应比较器924A-I这个事实，多相变换器900相对于图6A的多相变换器600的其他区别仅仅是由于三个多相位变换器904A-C的连通性而导致的。研究图9之后本领域技术人员将容易的理解多相变换器的操作。
图10A的多相功率变换器1000说明了单一相位反相器的另一替换实施例。多相变换器1000大部分与图6A中的多相变换器600相同，除了变换器电路1004包括除了对应于图6A中的转换单元604A-C的三个转换单元1008A-C以外的额外的转换单元1008D，其驱动两个输出节点1012A-B中的一个输出节点1012A。由可具有与图6A中的平均变压器608相同配置的平均变压器1016驱动输出节点1012B。
图6A中的多相功率变换器600与图10A中的功率变换器1000之间的其他主要区别是控制电路1020被配置以驱动四个转换单元1008A-D的方式。像图6A中的功率变换器600一样，比较器1024A-C分别接收异相PWM基准波形1028A-C(图10B)和PWM控制波形1032A-C，其来源于所示单一输入PWM控制信号1036。一般来说，比较器1024A-C的输出分别驱动转换单元1008A-C。采用图10B中所示的PWM基准波形1028A-C和PWM控制波形1032A-C，转换单元节点1040A-C(图10A)处的电压波形分别是图10B中的脉冲波形1044A-C。
对应于转换单元1004D的比较器1024D(图10A)仅接收PWM控制信号1036(图10A)的被修改的波形1048(图10B)，即，它不接收如比较器1024A-C所接收的PWM基准信号波形。因此，在转换单元节点1040D处的电压波形是图10B中所示的脉冲波形1052，其在性质上与脉冲波形1044A-C大不相同。跨越输出节点1012A-B出现的输出电压波形1056(图10B)是一般存在于输出节点1012B处的波形1044A-C的平均与一般存在于输出节点1012A处的从第四转换单元1004D输出的波形1052之间的差的结果。
对本领域技术人员来说清楚的是，根据图10A中的多相功率变换器1000和分别在图5A、6A、7A、8和9中的变换器500、600、700、800、900，本发明的潜在的宽概念是很通用的且利用这些潜在概念制造的可能多相变换器配置有很多。
用于多相变换器的磁路
具有转换单元的前述多相功率变换器(即分别在图6A、7A、8、9和10中的变换器600、700、800、900、1000)中的每个具有在高压侧跨接串联开关的电容器(即，电容器684A-C、760A-C、840A-F、928A-I、1060A-D)以及连接在开关连接点和相应输出节点(即输出节点680B、724B、808A-B、912A-C、1012B)之间的磁装置(例如平均变压器608、760836A-B、1016)，每个转换单元包含电串联的两个开关。取决于开关的状态在开关连接点处的电压或者是电容器的正端或者是电容器的负端。每个转换单元被认为是提供电压波形到磁路的两级电压源。用于图6A、7A、8、9和10中所示的多相变换器设计的由每个转换单元生成的转换波形可被认为是相同的，除了在时间方面被移动(shift)了转换周期的若干部分。对应磁路是每个连接到这些驱动公共输出节点的开关连接点中的多个。这些磁路的功能是在保持来自个体单元的电流相等即平衡的同时将来自对应的转换单元的电流相加。
图11A-C说明了传统多相变换器电流加法电路类型，其可用于代替平均变压器，例如，图5A、6A、7A、8、9和10A中所示的变压器520、608、836A-B。图11A示出了简单串联(series)感应器电路1100；图11B示出了双输入相间电抗器1104；而图11C示出了多足(multi-legged)相间电抗器电路1108。简单串联感应器电路1100(图11A)可良好的工作。然而，每个个体感应器1112的感应需要高到防止大循环纹波电流。成本高且导致限制电路的响应时间的与输出串联的大阻抗。双输入相间电抗器电路1104(图11B)工作得更好。采用电路1104，与并联或公共模式电压阻抗无关地控制电路的差动电压阻抗或循环电流阻抗。理想的，三个相间电抗器1116A-C仅提供差动电压阻抗而输出感应器1120提供公共模式阻抗。实践中，相间电抗器1116A-C提供某公共模式阻抗。如果正确的设计，相间电抗器1116A-C的公共模式阻抗可具有合适值从而不需要输出感应器。电路1104可能是选择双输入电路的电路。当需要更多输入时产生关于电路1104的问题。仅当输入的数目为2的幂例如2、4、8、16等时它可被使用。此外，电流相加的每级所需要的磁部件是很不同的。在每个连续等级，电流加倍，纹波电流频率加倍，差动伏秒下降到四分之一。这导致非常不同的设计。
多足相间电抗器电路1108(图11C)解决了仅能使用2的幂的个数的输入的问题。然而，电路1108的缺点是它需要专用磁芯。而且，不可能将公共模式和差动模式阻抗设计为在所有输入对之间都相等。因此，必须总是用最小公共模式阻抗设计这种类型的电路1108，且必须使用输出感应器1124。在Yamamoto的美国专利No.5,852,554(U.S.PatentNo.5,852,554 to Yamamoto)中描述了这种类型的相间电抗器的构造，其全部内容通过引用结合在这里。
尽管图11A-C中所示的加法电路1100、1104、1108的类型可用于本发明的多相功率变换器中，例如，作为对在图5A、6A、7A、8、9和10A的每个中所示的平均变压器的替代，这些附图中所示的平均变压器可提供某些益处。图12A-B分别说明了三输入电流平均变压器电路1200(基本上与图6A、7A、8、9和10A中所示的三输入平均变压器中的每个相同)以及五输入平均变压器电路1204。电路1200、1204中的每个分别使用多个相间电抗器1208A-C、1212A-E。一般来说，将每个电路1200、1204设置为与诸如图11B中的双输入相间电抗器1104的传统电抗器电路在物理上分离是相间电抗器1208A-C、1212A-E在相应电路1200、1204中连接的唯一方式。
首先参考图12A，可以容易的看出平均变压器电路1200基本上与在图6A、7A、8和10A的对应的相应图中所示的三电抗器平均变压器608、760、836A-B和1016中的每个以及图9中所示但未标记的对应的平均变压器相同。变压器电路1200具有三个输入1216A-C(其分别对应于图6A、7A、8和10A中的对应的相应转换单元604A-C、752A-C、816A-C、816D-F、1008A-C以及与三个多相变换器904A-C中的每个相关联的三个转换单元(未标记)的输出)以及输出1220。变压器电路1200可被认为是具有公共输出节点1224，且每个输入1216A-C借助双线圈电路段1228A-C连接到公共输出节点，该双线圈电路段1228A-C包括对应的相应电抗器线圈对1228A1、1228A2、1228B1、1228B2、1228C1、1228C2，其中每个与其他的相同。采用该配置，相间电抗器1208A由分别对应于输入1216A、1216B的线圈1228A1、1228B2组成，相间电抗器1208B由分别对应于输入1216B、1216C的线圈1228B1、1228C2组成，而相间电抗器1208C由分别对应于输入1216C、1216A的线圈1228C1、1228A2组成。在该例子中，输出感应器1232提供在电路1200的输出1220和公共输出节点1224之间。
图12A的电路1200的基本布线可以容易的适合于实际上任何数目的输入。例如，图5A的平均变压器520说明了在对应于两个转换单元512A、512B的输出536A-B的两个输入的情况下相对于图12A的电路1200描述的概念。另一方面，图12B说明了在五个输入1240A-E的情况下相对于图12A中的电路1200描述的基本概念。在图12B的电路1204中，每个输入1240A-E通过对应的双线圈电路段1248A-E连接到公共输出节点1244。双线圈电路段1248A-E的该配置使得形成对应的相应相间电抗器1212A-E。本领域技术人员能够容易的利用图12A、12B和5A中的每个电路1200、1204、520的基本概念来创建用于多于一个的任一数目的输入的适当电路。
电路1200、1204、520的基本配置具有超越电路1100、1104、1108(图11A-C)的基本配置的多个优点，包括：1)例如相间电抗器1208A-C、1212A-E的磁部件都可以相同；2)可使用任一数目的输入(再次，图12A-B示出三个输入和五个输入)；3)所需磁芯为用任意所需材料容易获得的简单的单一相位类型。4)磁部件的设计是直接的且它们可利用传统方法构造；以及5)磁路可被设计为具有特定的公共模式感应，从而消除对输出感应器的需要。
转换式样变化
迄今所示用于生成定时信号的方法，即包括三角波形的方法，仅仅是用于解释的最简单的一个。确实存在包括利用锯齿波形或不对称三角波形工作的其他方法。同时注意所示方法仅仅是将时序逻辑容易的形象化的方式。正如本领域技术人员能理解的，该定时可在数字定时电路中执行以便其看起来很不同，但结果将具有相同的最优工作周期式样。此外，可使用具有不同相移和开关的排序的转换式样。这些变化中的每个倾向于优化某些性能参数超越其他。取决于功率变换器的应用和操作模式，有时最好不使用简单相等间隔的定时信号。为了帮助该描述，定义下列术语：Fs是每开关(per-switch)转换频率；n是定相转换单元的数目；T1到Tn是在每个单元处的连续电压信号之间的时期(times)；而d是转换状态的工作周期。对于所有多相变换器而言，变换器的工作周期d在所有时期均相等。然而，由于转换周期被时移，工作周期d在改变工作周期的时期中不相等。
所有已知现有技术多相变换器的定时使用相等的定相定时，其最容易理解且产生对于大部分情形的最佳结果。这可以被定义为何时每个相位T1到Tn之间的时移等于1/(Fs×n)，或者等间隔。这使得公共模式输出电流纹波具有最低幅度以及Fs×n的频率。同时，在操作工作周期的最差情况下最小化DC总线电容器中的电流。这些发生在d＝x/n+1/(2n)处，其中x＝0，1，2，...n-1。此外，在x＝0，1，2，...n的d＝x/n的值处DC总线纹波电流转到零。当利用串联感应器电流加法电路类型(例如图11A中的电路1100)或多足电抗器电流加法电路类型(例如图11C的电路1108)时，时移的顺序不重要。然而，当使用本发明的平均变压器电路类型(例如图12A-B的电路1200、1204)或双输入相间电抗器电路类型(例如图11B的电路1104)时，相间电抗器的设计受信号顺序的选择影响。
本发明包括以不同方式改变延迟并考虑信号连接到电流加法电路的顺序。在许多情况下以不同方式改变多相转换单元的定时是有利的，例如，避免DC源或负载中的共振频率。这可以通过利用定时信号延迟的变化来实现。改变定时的例子包括安排两个相对于彼此不同延迟的信号。这可用于减少输出中的(Fs×n)频率并创建输出中的(Fs×n/2)谐波。
使相间电抗器的尺寸要求最小化并使滤波器变大的其他选择是利用每个转换单元输出之间非常小的延迟。像在发动机驱动的情况下，当AC负载充作滤波器时，这证明是非常好的解决方案。发动机感应足够好的过滤电流。在这种情况下多相变换器一般类似于简单六开关发动机驱动。图13包含用于PWM定时的该变化的时序和波形图1300。多相技术可被用于并联多个多相变换器以及使得有功电流在并联驱动之间平衡。在没有相间变压器和多相同步的情况下，并联变换器将循环大量电流，或替换的需要非常大的感应器，这将减少性能并增加成本。此外，多相解决方案将减少系统中发动机线圈的传导EMI上的电压上升时间(dV/dT)压力。
电流平衡和控制
对于多相功率变换器有益的是在由并联连接的转换单元输出的电流之间具有有功电流平衡以补偿该单元中DC电流中的变化。一般来说，在所有转换单元中的电流应该相等。在图5A、6A、7A、8、9、10A和12A-B中所示的磁流加法电路，例如，平均变压器520、608、760、836A-B以及电路1200、1204，被设计为迫使电流在高频和中频共享。然而，在DC处这些磁路对电流平衡几乎没有影响。如果每个转换单元的工作周期以及每个并联电流通路的DC电阻相等，则电流将在DC处平衡。问题是工作周期和电阻不相等。实践中，要求在所有操作条件下至少10％的电流平衡。肯定可能，但并不总容易使电阻平衡到这种程度。然而，电压平衡需要是极好的以保持在该范围内的电流平衡。图14示出了并联转换电路中的等价DC电路1400。一般来说，为了低损失，电路1400的DC电阻非常低。最主要的条件(term)是接通电阻。每个转换单元处的DC电压近似为DC总线电压乘以开关工作系数。如果所有开关具有相同的工作系数，电压将相同。最好结合例子描述灵敏度。
作为电流平衡的例子，考虑在500安培处利用具有800伏特的DC总线电压的1200伏特IGBT的五相位多相变换器(例如图14中的电路1400)。开关1404A-J中的每个需要提供100安培。典型IGBT电阻大约为0.02欧姆每开关。磁路1408每相位也具有大约这么多电阻，从而总的每相位电阻是0.04欧姆。如果我们假定转换单元1412A-D中的四个具有完全相同的工作系数，这些单元可被认为是具有串联的0.005欧姆的电阻的单一单元。如果第五单元1412E具有仅为2.5伏特的电压差，则循环电流为2.5伏特/.025欧姆，或100安培。这意味着第五开关1404I将携带其额定电流的两倍。由于单元的输出电压为d/Vdc且所有单元具有相同的Vdc，那么为了具有该差d需要有2.5/800或0.31％的不同。对于10kHz的转换频率，这将由100us*0.31％或310nS的脉冲宽度差异所引起。为了使该误差降低到10％，脉冲宽度需要匹配到大约31nS，从而对有功电流的需求平衡。
可以以多种方式实现有功电流平衡。如上面结合图5A的多相功率变换器500所提到的，可以个别的监控和控制每个转换单元的电流，例如用于变换器500，每个转换单元512A-B，或者监控差异(多个差异)并应用校正以保持电流相同。在控制DC电流差异的情况下，需要在PWM控制电路中控制DC偏置，其可以调整在每个转换单元中的平均DC电压。用于电流平衡的另一方法是平衡来自每个转换单元的电压。由于通常可以更容易的控制串联电阻，所以个体单元外的电压可被监控并保持平衡，而不是有功平衡。这种被动平衡方法取决于DC电阻匹配，但对于某些应用足够好。
分别在图5A、6A、7A、8、9和10A中的多相功率变换器500、600、700、800、900、1000的每个之中，分别来自例如图5A、6A、7A和8中的单元512A、单元604A、单元752A以及单元816A、816D中的每个的转换单元中的一个的电流输出被视为主电流，而例如单元512B、单元604B-C、单元752B-C、单元816B-C和单元816E-F的其余单元(多个单元)中的电流(多个电流)与该主电流比较。例如图5A和6A中的信号588、632A-B中的每个的每个电流差动信号分别被过滤以除去高频并被加到PWM控制信号，例如分别用于转换单元例如单元512B和单元604B-C中的每个的PWM控制信号578、672以分别控制该电流。该反馈不干扰主调节(regulating)电路响应的速度，从而使得可以有非常高的电流控制带宽。
图5A、6A、7A、8、9和10A中的每个分别示出了一个或多个电流传感器，例如图5A和6A中的传感器590、636A-B，其直接测量相应电流之间的差。另一有效方法是直接测量转换单元的输出电流并减去变换器控制电路中的电流信号。此外，可以测量其他信号以用作电流平衡指示器。例如，表征转换单元输出电压对之间的差动(多个差动)的一个或多个电压信号可用作控制信号以保持电流平衡。作为另一替换的，由于电流平衡误差的主源是从控制器输出信号到转换单元电压的实际转换的延迟中的变化，因此还可以测量转换单元定时以得到所需要的平衡信息。本领域技术人员可以理解如何实施这些替换平衡方案。
示例性实施例已经在上面公开并在相应附图中说明。本领域技术人员可以理解的是在不脱离本发明的主旨和范围的情况下可以对本文所具体公开的内容进行各种修改、省略和增加。

Claims (7)

1.一种多相功率变换器，包含：
N个转换单元，具有对应的相应N个被转换的输出；以及平均变压器，包含：
公共输出节点；
与所述公共输出节点电通信的输出；
N个双线圈段，每个包括一对彼此串联的电抗器线圈，所述N个双线圈段中的每个具有电连接到所述N个被转换的输出的对应的相应一个的第一端以及电连接到所述公共输出节点的第二端；以及
N个相间电抗器，每个由所述N个双线圈段的不同双线圈段中的所述电抗器线圈对形成；以及
控制系统，用于控制至少所述N个转换单元，所述控制系统包括用于平衡所述N个转换单元的转换单元之间的电流的线路，
其中所述控制系统包括N-1个反馈回路，该N-1个反馈回路包括对应的相应N-1个电流差动传感器，该传感器用于感测所述N个双线圈段的不同对中对应的相应电流差动。
2.根据权利要求1的多相功率变换器，其中N为2且包括第一被转换输出和第二被转换输出，所述平均变压器包含：
电连接在所述第一被转换输出和所述公共输出节点之间的第一双线圈段，其包括第一电抗器线圈和设置为与所述第一电抗器线圈电串联的第二电抗器线圈；
电连接在所述第二被转换输出和所述公共输出节点之间的第二双线圈段，其包括第三电抗器线圈和设置为与所述第三电抗器线圈电串联的第四电抗器线圈；
由所述第一电抗器线圈和所述第四电抗器线圈部分的形成的第一相间电抗器；以及
由所述第二电抗器线圈和所述第三电抗器线圈部分的形成的第二相间电抗器。
3.根据权利要求2的多相功率变换器，其中所述控制系统用于控制所述第一和第二被转换输出，所述N-1个电流差动传感器包括用于感测所述第一和第二双线圈段之间的电流差动的电流差动传感器。
4.根据权利要求1的多相功率变换器，其中N为3且包括第一被转换输出、第二被转换输出和第三被转换输出，所述平均变压器包含：
电连接在所述第一被转换输出和所述公共输出节点之间的第一双线圈段，其包括第一电抗器线圈和设置为与所述第一电抗器线圈电串联的第二电抗器线圈；
电连接在所述第二被转换输出和所述公共输出节点之间的第二双线圈段，其包括第三电抗器线圈和设置为与所述第三电抗器线圈电串联的第四电抗器线圈；
电连接在所述第三被转换输出和所述公共输出节点之间的第三双线圈段，其包括第五电抗器线圈和设置为与所述第五电抗器线圈电串联的第六电抗器线圈；
由所述第一电抗器线圈和所述第四电抗器线圈部分的形成的第一相间电抗器；
由所述第三电抗器线圈和所述第六电抗器线圈部分的形成的第二相间电抗器；以及
由所述第二电抗器线圈和所述第五电抗器线圈部分的形成的第三相间电抗器。
5.根据权利要求4的多相功率变换器，其中所述控制系统用于控制所述第一、第二和第三被转换输出，所述N-1个反馈回路包括：
用于控制所述第二被转换输出的第一反馈回路，所述第一反馈回路包括用于感测所述第一和第二双线圈段之间的电流差动的所述N-1个电流差动传感器中的第一电流差动传感器；以及
用于控制所述第三被转换输出的第二反馈回路，所述第二反馈回路包括用于感测所述第一和第三双线圈段之间的电流差动的所述N-1个电流差动传感器中的第二电流差动传感器。
6.根据权利要求1的多相功率变换器，其中N至少为3且根据在所述N个被转换输出中具有不同延迟的公共波形来控制所述N个被转换输出。
7.用于提供复数定相(plural-phased)的电功率的功率变换器，包含电连接的多个权利要求1中的多相功率变换器，以便提供复数定相的电功率。
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