WO2021095204A1 - 電源装置および磁気共鳴画像診断装置 - Google Patents

電源装置および磁気共鳴画像診断装置 Download PDF

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WO2021095204A1
WO2021095204A1 PCT/JP2019/044727 JP2019044727W WO2021095204A1 WO 2021095204 A1 WO2021095204 A1 WO 2021095204A1 JP 2019044727 W JP2019044727 W JP 2019044727W WO 2021095204 A1 WO2021095204 A1 WO 2021095204A1
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unit
switching
state
period
output
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PCT/JP2019/044727
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English (en)
French (fr)
Inventor
将幸 大石
亮祐 小林
友一 坂下
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • AHUMAN NECESSITIES
    • A61MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61BDIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/05Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves 
    • A61B5/055Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves  involving electronic [EMR] or nuclear [NMR] magnetic resonance, e.g. magnetic resonance imaging

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device and a magnetic resonance imaging device including the power supply device.
  • the power supply device used for various devices such as the gradient magnetic field power supply of the magnetic resonance imaging (MRI device) supplies a square wave current (hereinafter referred to as a square wave current) to the inductive load.
  • a square wave current a square wave current
  • Such a power supply device has high slew rate performance in which the current supplied to the inductive load (hereinafter referred to as load current) quickly follows the target value, and low ripple that suppresses the ripple component of the load current to a small extent. Performance is required.
  • a hydrogen atom of a subject reacts with a pulse signal generated by an RF (Radio Frequency) coil, and when the pulse signal is interrupted, a resonance signal is generated.
  • the frequency of the resonance signal changes depending on the magnetic field strength to which the hydrogen atom is exposed. If the magnetic field strength is strong, the frequency is high, and if the magnetic field strength is weak, the frequency is low. Therefore, a gradient magnetic field having a gradient with respect to the position is applied to the subject so that the resonance signal of the specific frequency is output from the specific position, and the resonance signal of the specific position is taken out.
  • the gradient magnetic field is generated by the gradient magnetic field power supply device exciting the gradient magnetic field coil which is an inductive load.
  • tomographic image data is generated based on the resonance signal at a specific position.
  • the gradient magnetic field has the role of determining the imaging position of the MRI apparatus.
  • the MRI apparatus it is necessary to generate a gradient magnetic field in a short time in order to speed up imaging. For that purpose, high slew rate performance of the power supply device is required. Further, in order to suppress the fluctuation of the gradient magnetic field, it is necessary to suppress the ripple component of the current flowing through the gradient magnetic field coil. For that purpose, the low ripple performance of the power supply device is required.
  • Non-Patent Document 1 has a configuration in which a multi-level power converter and a bypass circuit including a capacitive element are connected in parallel. In this power supply, the ripple component of the current output from the power converter is removed by being bypassed by the capacitive element of the bypass circuit. Therefore, it is possible to suppress the ripple component of the load current.
  • the output voltage from the power converter temporarily increases when the load current is changed. As a result, a high voltage is applied to the capacitive element, so that the capacitive element is required to have high withstand voltage performance. As a result, there is a problem that the capacitive element becomes large and the cost of the capacitive element increases.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and to obtain a power supply device capable of downsizing and cost reduction of a capacitive element while ensuring high slew rate performance and low ripple performance. With the goal.
  • the power supply device has first and second output terminals to which an inductive load is connected, and a voltage of three or more levels having different absolute values from the first and second output terminals to the inductive load.
  • a power output unit that is configured to be able to selectively output a current
  • a bypass unit that includes a capacitive element and a switching unit, and is connected to the first and second output terminals in parallel with the inductive load, and a power output unit. It includes an output control unit to control and a switching control unit to control the switching unit, and the capacitive element and the switching unit are connected in series with each other, and the switching unit connects the capacitive element to the first and second output terminals.
  • It is configured to be switchable between an on state that is electrically connected and an off state that electrically disconnects the capacitive element from the first and second output terminals, and the output control unit is subjected to an inductive load during the first period.
  • the supplied load current changes from the reference value to the target value, the load current is maintained at the target value in the second period following the first period, and the load current is maintained in the third period following the second period.
  • the switching unit is controlled so that the switching unit is maintained in the off state when the load current changes and the switching unit is maintained in the on state during at least a part of the second period.
  • the magnetic resonance diagnostic imaging apparatus includes the power supply device, a static magnetic field coil that generates a static magnetic field, and a gradient magnetic field coil that generates a gradient magnetic field when power is supplied from the power supply device as an inductive load.
  • the gradient magnetic field generated from the gradient magnetic field coil is superimposed on the static magnetic field generated by the static magnetic field coil and applied to the subject.
  • the power supply device it is possible to reduce the size and cost of the capacitive element while ensuring high slew rate performance and low ripple performance.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the structure of the power supply device which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is a figure which shows one configuration example of a power output part. It is a figure which shows the other structural example of a power output part. It is a figure which shows the circuit structure example of a unit converter. It is a timing chart for demonstrating the basic operation of the power supply device which concerns on Embodiment 1. FIG. It is a timing chart for demonstrating the operation in the comparative example. It is a figure which shows the equivalent circuit of the power supply device and the inductive load which concerns on the comparative example when paying attention to the low frequency component of an output voltage.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the equivalent circuit of the power supply device and the inductive load which concerns on the comparative example when paying attention to the high frequency component of an output voltage. It is a timing chart for demonstrating the operation in the power supply device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a timing chart which shows the change of the state of a current command, a load current, a switching signal and a switching part.
  • FIG. It is a figure which shows the example which realizes at least a part of the functions of a control part by software.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • the power supply device 100 according to the first embodiment includes a power output unit 1, a bypass unit 2, a control unit 5, and a current detection unit 6.
  • the power output unit 1 has a pair of output terminals 1A and 1B, and is configured to be able to selectively output voltages of three levels or more having different absolute values from the output terminals 1A and 1B.
  • the output terminals 1A and 1B correspond to the first and second output terminals in the claim.
  • the power output unit 1 is configured to be capable of selectively outputting five levels of voltages of -2V 1 , -V 1 , 0, V 1 and 2V 1.
  • V 1 is a positive voltage larger than 0.
  • the power output unit 1 can selectively output voltages of 3 levels or more having different absolute values. The specific configuration of the power output unit 1 will be described later.
  • the pair of terminals of the inductive load 20 are electrically connected to the pair of output terminals 1A and 1B of the power output unit 1, respectively.
  • the inductive load 20 is, for example, a gradient magnetic field coil that generates a gradient magnetic field in a magnetic resonance imaging apparatus (MRI apparatus).
  • MRI apparatus magnetic resonance imaging apparatus
  • the bypass unit 2 includes a capacitive element 21 and a switching unit 4 connected in series with each other. A capacitor is used as the capacitive element 21.
  • the bypass unit 2 is connected to the pair of output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 in parallel with the inductive load 20.
  • the switching unit 4 switches between an on state in which the capacitive element 21 is electrically connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 and an off state in which the capacitive element 21 is electrically disconnected from the output terminals 1A and 1B. It is configured to be possible.
  • the switching unit 4 is composed of, for example, a self-extinguishing semiconductor switching element having bidirectional breaking performance or a mechanical switch.
  • the switching unit 4 is composed of a semiconductor switching element, for example, a self-extinguishing bipolar element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a self-extinguishing unipolar element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) is used.
  • the switching unit 4 is configured by being connected in reverse series.
  • the on state means that the logic of the gate signal is on, and not only when the semiconductor switching element operates in the saturation region where the resistance is low, but also the semiconductor. This includes the case where the switching element operates as a damping resistor in the unsaturated region.
  • the control unit 5 includes an output control unit 51 and a switching control unit 52.
  • a current command Iout * is given to the output control unit 51 and the switching control unit 52 from an external device.
  • the current command Iout * indicates the magnitude of the current to be supplied to the inductive load 20.
  • the current detection unit 6 detects the current supplied to the inductive load 20 (hereinafter, referred to as load current), and gives the detection result to the output control unit 51 and the switching control unit 52.
  • the output control unit 51 controls the power output unit 1 so that the load current follows the current command Iout * based on the current command Iout * given from the external device and the load current detected by the current detection unit 6. ..
  • the switching control unit 52 controls the switching unit 4 by giving a switching signal SS to the switching unit 4 based on the current command Iout * given from the external device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the power output unit 1.
  • the power output unit 1 shown in FIG. 2 includes unit converters 10A and 10B connected in series with each other.
  • Each of the unit converters 10A and 10B includes a pair of input / output terminals 101 and 102.
  • the input / output terminal 101 of the unit converter 10A is connected to the output terminal 1A
  • the input / output terminal 102 of the unit converter 10A is connected to the input / output terminal 101 of the unit converter 10B
  • the input / output terminal 102 of the unit converter 10B is connected. It is connected to the output terminal 1B.
  • FIG. 3 is a diagram showing another configuration example of the power output unit 1.
  • the power output unit 1 shown in FIG. 3 includes unit converters 10C and 10D connected in parallel to each other. Similar to the unit converters 10A and 10B of FIG. 2, each of the unit converters 10C and 10D includes a pair of input / output terminals 101 and 102.
  • the input / output terminals 101 of the unit converters 10C and 10D are connected to the output terminals 1A via reactors L1 and L2 for suppressing cross current, respectively.
  • Each input / output terminal 102 of the unit converters 10C and 10D is connected to the output terminal 1B.
  • another reactor may be connected between the input / output terminal 102 and the output terminal 1B of the unit converter 10C.
  • another reactor may be connected between the input / output terminal 102 and the output terminal 1B of the unit converter 10D.
  • FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration example of the unit converter 10.
  • the unit converter 10 shown in FIG. 4 is a so-called full bridge circuit, and includes semiconductor switching elements 111, 112, 113, 114 and a DC capacitor 12 as a DC voltage unit.
  • IGBTs in which diodes are connected in antiparallel are used as each of the semiconductor switching elements 111 to 114, but other semiconductor switching elements such as MOSFETs or thyristors may also be used.
  • a storage battery may be used instead of the DC capacitor 12.
  • a power receiving unit that receives power from an external power source may be provided as a DC voltage unit.
  • the semiconductor switching elements 111 and 112 are connected in series with each other, and the semiconductor switching elements 113 and 114 are connected in series with each other.
  • a series of semiconductor switching elements 111 and 112, a series of semiconductor switching elements 113 and 114, and a DC capacitor 12 are connected in parallel with each other.
  • the DC capacitor 12 is charged by being supplied with electric power from an external power source (not shown).
  • the connection point between the semiconductor switching element 111 and the semiconductor switching element 112 is connected to the input / output terminal 101, and the connection point between the semiconductor switching element 113 and the semiconductor switching element 114 is connected to the input / output terminal 102.
  • the output control unit 51 of FIG. 1 controls on / off of the semiconductor switching elements 111 to 114 of FIG. 4 based on the current command Iout *.
  • the unit converter 10 can selectively output three levels of voltage including a negative voltage, a zero voltage, and a positive voltage from the input / output terminals 101 and 102.
  • the voltage between the terminals of the DC capacitor 12 is V 1
  • the voltages of ⁇ V 1 , 0 and V 1 can be selectively output from the input / output terminals 101 and 102.
  • the power output unit 1 switches the output voltage of each of the unit converters 10A and 10B, so that the absolute values are three levels different from each other. It is possible to selectively output the above voltage. For example, when the voltage between the terminals of the DC capacitors 12 of the unit converters 10A and 10B is V 1 , the power output unit 1 has five levels of -2V 1 , -V 1 , 0, V 1 , and 2V 1. It is possible to output the voltage selectively.
  • the absolute values of the power output units 1 are different from each other by switching the output voltage of each of the unit converters 10C and 10D. It is possible to selectively output a voltage of 3 levels or more. In this case, the output voltage of the power output unit 1 is determined depending on the output voltage of each of the unit converters 10C and 10D and the voltage drop due to the reactors L1 and L2 of FIG.
  • a half-bridge circuit may be used instead of the full-bridge circuit shown in FIG.
  • the half-bridge circuit has a configuration in which a pair of semiconductor switching elements are connected in series and a DC voltage unit is connected in parallel with one of the semiconductor switching elements.
  • the half-bridge circuit can output two levels of voltage, including zero and positive voltages.
  • the output voltage of one unit converter 10 and the other so that the power output unit 1 can selectively output a negative voltage, a zero voltage, and a positive voltage. It is preferable that the two unit converters 10 are connected so that the positive and negative of the output voltage of the unit converter 10 of the above are opposite to each other.
  • the configuration of the power output unit 1 is not limited to the above example.
  • the power output unit 1 may include three or more unit converters 10 connected in series or in parallel with each other. Further, the power output unit 1 may be configured to selectively output a voltage of 6 levels or more or a voltage of 4 levels or less as long as it can selectively output a voltage of 3 levels or more having different absolute values. Further, the power output unit 1 may include a plurality of unit converters 10 having different configurations from each other. Further, each unit converter 10 is not limited to the bridge circuit, and may have other configurations such as a diode clamp circuit.
  • the power output unit 1 may have a diode clamp system, a flying capacitor system, a cascade H bridge system in which a plurality of unit converters 10 are cascaded, a gradation system in which a plurality of unit converters 10 having different capacities are connected in multiple series, or the like. It may be configured by various methods.
  • the square wave current is a current that rises, maintains, and falls in a pulsed or trapezoidal shape.
  • the load current rises from the reference value toward the target value in the first period, is maintained at the target value in the second period following the first period, and follows the second period. It falls from the target value toward the reference value in the period of 3.
  • the load current starts to change from the reference value at the start of the first period, and the load current reaches the target value at the end of the first period (the start of the second period).
  • the load current starts to change from the target value at the start time of the third period (the end time of the second period), and the load current reaches the reference value at the end of the third period.
  • the load current is maintained at the target value is not limited to the case where the load current is maintained completely constant so as to match the target value, and the load current is maintained at the target value within a range in which the same effect can be obtained. It also includes the case where it fluctuates slightly so as to deviate slightly from.
  • FIG. 5 is a timing chart for explaining the basic operation of the power supply device 100.
  • FIG. 5 shows changes in the states of the current command Iout *, the load current Iload, the output voltage Vout from the power output unit 1, and the switching unit 4.
  • the state of the switching unit 4 the low level represents the off state and the high level represents the on state.
  • the horizontal axis is the time axis. Also in FIGS. 6, 9 and 10 described later, the state and the time axis of the switching unit 4 are similarly shown.
  • the period from the time point t1 to the time point t2 corresponds to the first period
  • the period from the time point t2 to the time point t3 corresponds to the second period
  • the period from the time point t3 to the time point t4 is the third. It corresponds to the period of 3.
  • the power output unit 1 can selectively output -2V 1 , 0, V 1 and 2V 1 as the output voltage Vout.
  • the reference value of the load current is 0, and the target value of the load current is I1.
  • the current command Iout * is 0 at the time point t0.
  • the load current Iload and the output voltage Vout are 0, respectively.
  • the switching unit 4 is in the off state.
  • the current command Iout * changes from 0 to I1.
  • the output control unit 51 controls the power output unit 1 so that the output voltage Vout changes from 0 to 2V 1.
  • 2V 1 corresponds to the first value in the claims.
  • the rate of change (slope) of the load current Iload is determined by the output voltage Vout and the inductance of the inductive load 20.
  • the load current Iload reaches the target value I1.
  • the output control unit 51 controls the power output unit 1 so that the load current Iload is maintained at I1.
  • the load current Iload gradually decreases due to a voltage drop due to a resistance component or the like in the circuit. Therefore, the power output unit 1 compensates for the decrease in the load current Iload due to the voltage drop with the output voltage Vout.
  • the power output unit 1 controls the load current Iload at high speed by performing high-speed switching.
  • the output voltage Vout of the power output portion 1 is changed in a short period and 0 and V 1. 0 corresponds to the third value in the claim, and V 1 corresponds to the fourth value in the claim.
  • FIG. 5 simply shows the change in the output voltage Vout in the second period, and the period of change in the output voltage Vout in the second period is the length of each of the first and second periods. However, in reality, the period of change of the output voltage Vout in the second period is much smaller than the respective lengths of the first and second periods.
  • the output control unit 51 controls the power output unit 1 so that the output voltage Vout changes to -2V 1.
  • -2V 1 corresponds to the second value in the claims.
  • the load current Iload changes from 0 to I1 in the first period, the load current Iload is maintained at I1 in the second period, and the load current Iload is maintained in the third period.
  • the power output unit 1 is controlled so that the Iload changes from I1 to 0.
  • the larger the effective value of the output voltage Vout the shorter the time during which the inductive load 20 is excited, and the load current Iload can be quickly changed from 0 to I1.
  • the third period the larger the effective value of the output voltage Vout, the shorter the time for the inductive load 20 to be degaussed, and the load current Iload can be rapidly changed from I1 to 0. That is, in the first and third periods, the larger the effective value of the output voltage Vout, the higher the slew rate performance of the power supply device 100 can be obtained.
  • the high slew rate performance means the performance that the load current quickly follows the target value as described above.
  • it is not necessary to change the load current Iload in the second period it is not necessary to increase the effective value of the output voltage Vout more than necessary.
  • the output control unit 51 makes the effective value of the output voltage Vout of the power output unit 1 in the first and third periods larger than the effective value of the output voltage Vout in the second period.
  • the power output unit 1 is controlled. Specifically, the output control unit 51 maintains the output voltage Vout at 2V 1 in the first period, the output voltage Vout at -2V 1 in the third period, and the output voltage Vout in the second period. so periodically varied between 0 and V 1 and controls the power output unit 1.
  • the absolute value of the output voltage Vout in the first period and the absolute value of the output voltage Vout in the third period are equal to each other, but they may be different.
  • the switching control unit 52 controls the switching unit 4 so that the switching unit 4 is maintained in the off state during the first and third periods and the switching unit 4 is maintained in the on state during the second period. Specifically, the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the off state to the on state at the time point t2, and switches the switching unit 4 from the on state to the off state at the time point t3. As a result, in the first and third periods, the capacitive element 21 is electrically disconnected from the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1, and in the second period, the capacitive element 21 is connected to the power output unit 1. It is electrically connected to the output terminals 1A and 1B.
  • a ripple component having the same frequency as the frequency of the output voltage Vout is superimposed on the output current from the power output unit 1.
  • the capacitive element 21 since the capacitive element 21 is electrically connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1, the ripple component included in the output current from the power output unit 1 is bypassed by the capacitive element 21. Is removed by As a result, the load current Iload is maintained at a substantially constant value that does not include the ripple component. As a result, the low ripple performance of the power supply device 100 can be obtained.
  • the low ripple performance means the performance of suppressing the ripple component of the load current to a small value as described above.
  • the switching control unit 52 switches the switching unit 4 between an on state and an off state based on, for example, a change in the load current Iload detected by the current detection unit 6. Specifically, when the load current Iload reaches the target value I1 at the time point t2, the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the off state to the on state. Further, when the load current Iload starts to decrease from I1 at the time point t3, the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the on state to the off state. As a result, the switching unit 4 can be switched between the on state and the off state at an appropriate timing according to the change in the load current Iload.
  • the switching control unit 52 may switch the switching unit 4 between the on state and the off state based on the change in the output voltage Vout.
  • the output control unit 51 gives the switching control unit 52 voltage information indicating a change in the output voltage Vout.
  • the switching control unit 52 switches the switching unit 4 between an on state and an off state based on the voltage information from the output control unit 51. Specifically, when the output voltage Vout changes from 2V 1 to 0 at the time point t2, the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the off state to the on state. Further, when the output voltage Vout changes from 0 to -2V 1 at the time point t3, the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the on state to the off state. As a result, the switching unit 4 can be switched between the on state and the off state at an appropriate timing according to the change in the output voltage Vout.
  • the power supply device 100 may have a voltage detection unit that detects the output voltage Vout.
  • the switching control unit 52 can switch the switching unit 4 between the on state and the off state based on the detection result of the output voltage Vout by the voltage detection unit instead of the voltage information from the output control unit 51. ..
  • the switching control unit 52 may switch the state of the switching unit 4 based on the current command Iout * and the change time information indicating the change time of the load current Iload.
  • the change time information indicates the time from the time when the current command Iout * changes to I1 to the time when the load current Iload reaches the target value I1.
  • the rate of change of the load current Iload is determined by the output voltage Vout and the inductance of the inductive load 20. Therefore, if the output voltage Vout and the inductance of the inductive load 20 in the first period are known, the time from when the current command Iout * changes to I1 until the load current Iload reaches the target value I1 is changed. It can be calculated as time information.
  • the change time information may be calculated and stored in advance, or may be calculated in real time.
  • the switching control unit 52 predicts the time point t2 when the load current Iload reaches I1 based on the change time information, and based on the prediction, the switching unit 52 is the switching unit at the time point t2.
  • the switching control unit 52 switches the switching unit 4 from the on state to the off state.
  • the switching unit 4 can be switched between the on state and the off state at an appropriate timing without detecting the current and the voltage.
  • the switching control unit 52 controls the switching unit 4 in consideration of such a deviation.
  • the output control unit 51 may monitor the state of the switching unit 4 and control the load current Iload and the output voltage Vout based on whether or not the switching unit 4 is actually switched.
  • the current command Iout * changes in a pulse shape and the load current Iload changes in a trapezoidal shape, but the current command Iout * may change in a trapezoidal shape in the same manner as the load current Iload.
  • the switching unit 4 is maintained in the off state during the first and third periods, and the switching unit 4 is maintained in the on state during the second period.
  • the capacitive element 21 can be miniaturized and reduced in cost.
  • the reason will be described as a comparative example in which the capacitive element 21 is always connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1.
  • the power supply device according to the comparative example is the same as the power supply device 100 of FIG. 1 above, except that the capacitive element 21 is always connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 without the switching unit 4 being provided. Has a configuration.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation in the comparative example.
  • the current command Iout *, the load current Iload, the output voltage Vout, the voltage applied to the capacitive element 21 of the bypass unit 2 (hereinafter referred to as the capacitive element voltage) Vcap, and the capacitance of the bypass unit 2 are shown.
  • the current (hereinafter referred to as capacitive element current) Icap flowing through the sex element 21 is shown.
  • the changes in the current command Iout *, the load current Iload, and the output voltage Vout in the example of FIG. 6 are the same as the changes in the current command Iout *, the load current Iload, and the output voltage Vout in the example of FIG.
  • the capacitive element 21 is required to have a withstand voltage performance capable of withstanding such a high voltage.
  • the capacitive element 21 is required to have a current withstand performance that can withstand such a large current.
  • the output voltage Vout of the power output unit 1 is maintained constant during the first and third periods.
  • the output voltage Vout changes in a short cycle.
  • the frequency that is dominant in the output voltage Vout in the first and third periods is lower than the frequency that is dominant in the output voltage Vout in the second period.
  • the frequency component that is dominant in the output voltage Vout in the first and third periods is referred to as a low frequency component
  • the frequency component that is dominant in the output voltage Vout in the second period is referred to as a high frequency component.
  • the frequency of the high frequency component is, for example, the same as or higher than the frequency of the ripple component in the second period.
  • FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of the power supply device and the inductive load 20 according to a comparative example when focusing on the low frequency component of the output voltage Vout.
  • FIG. 8 is a diagram showing an equivalent circuit of a power supply device and an inductive load 20 according to a comparative example when focusing on a high frequency component of an output voltage Vout.
  • the power output unit 1 has the configuration shown in FIG. 3 will be described as an example.
  • the impedance of the capacitive element 21 is sufficiently higher than the impedance of the inductive load 20.
  • the current flowing through the capacitive element 21 can be regarded as zero. Therefore, as shown in FIG. 7, a series circuit of the power output unit 1 and the inductive load 20 is formed as an equivalent circuit.
  • the output voltage of the unit converter 10C is divided into the reactor L1 and the inductive load 20, and the output voltage of the unit converter 10D is divided into the reactor L2 and the inductive load 20.
  • the impedance of the inductive load 20 is sufficiently larger than the impedance of the reactors L1 and L2. Therefore, most of the output voltage of the unit converters 10C and 10D is applied to the inductive load 20. Since the capacitive element 21 is connected in parallel with the inductive load 20, most of the output voltage of the unit converters 10C and 10D is applied to the capacitive element 21 as in the inductive load 20.
  • the impedance of the inductive load 20 is sufficiently higher than the impedance of the capacitive element 21.
  • the current flowing through the inductive load 20 can be regarded as 0. Therefore, as shown in FIG. 8, a series circuit of the power output unit 1 and the capacitive element 21 is formed as an equivalent circuit.
  • the output voltage of the unit converter 10C is divided into the reactor L1 and the capacitive element 21, and the output voltage of the unit converter 10D is divided into the reactor L1 and the capacitive element 21.
  • FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device 100 according to the present embodiment.
  • FIG. 9 shows changes in the states of the current command Iout *, the load current Iload, the output voltage Vout, the capacitive element voltage Vcap, the capacitive element current Icap, and the switching unit 4.
  • the capacitive element 21 is moved from the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 by keeping the switching unit 4 in the off state during the first and third periods. It is electrically disconnected.
  • the output voltage Vout is divided between the capacitive component of the switching unit 4 and the capacitive element 21, but since the capacitive value of the switching unit 4 is extremely smaller than the capacitive value of the capacitive element 21, the capacitive element The voltage Vcap is maintained at almost zero.
  • the capacitive element 21 is electrically connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1, and the ripple component of the load current Iload is generated. It will be reduced. As a result, low ripple performance can be obtained.
  • the output voltage Vout of the power output unit 1 is applied to the capacitive element 21, but as described above, the effective values of the output voltage Vout in the second period are the first and first. Since it is lower than the effective value in the period of 3, the voltage applied to the capacitive element 21 is suppressed.
  • the output voltage Vout in the first and third periods is used.
  • the output voltage Vout in the second period can be set to a different value.
  • the capacitive element 21 is electrically disconnected from the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 by keeping the switching unit 4 in the off state during the first and third periods. Therefore, by setting the absolute value of the output voltage Vout to a relatively large value and increasing the effective value of the output voltage Vout, the load current Iload can be quickly targeted without causing a high voltage and a large current in the capacitive element 21. Can be changed to a value.
  • the capacitive element 21 is electrically connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1. Therefore, by setting the absolute value of the output voltage Vout to be relatively small and reducing the effective value of the output voltage Vout, the voltage applied to the capacitive element 21 is suppressed, and the ripple of the load current Iload is caused by the capacitive element 21. The components can be reduced. As a result, high slew rate performance and low ripple performance can be ensured without unnecessarily increasing the withstand voltage performance and withstand current performance of the capacitive element 21.
  • the power supply device 100 can be reduced in size and cost.
  • the switching unit 4 is maintained in the on state throughout the second period, but the switching unit 4 may be temporarily switched to the off state in the second period.
  • it is necessary to keep the switching unit 4 in the on state for at least a part of the second period, but even if the switching unit 4 is switched to the off state for a short time, it is low. It is possible to ensure ripple performance.
  • the switching unit 4 when the switching unit 4 is maintained in the off state throughout the first and third periods, but the first and third periods include a period in which the load current Iload does not change.
  • the switching unit 4 may be maintained in the off state only during the period when the load current Iload changes. For example, when the load current Iload is changed stepwise (in a stepwise manner) in the first and third periods, the switching unit 4 is maintained in the off state only when the load current Iload changes, and the load current is changed.
  • the switching unit 4 may be maintained in the ON state during the period when the Iload is maintained. In this case, by keeping the switching unit 4 in the off state when the load current Iload changes, it is possible to prevent a high voltage from being applied to the capacitive element 21 and a large current from flowing through the capacitive element 21. Will be done.
  • FIG. 10 is a timing chart showing changes in the states of the current command Iout *, the load current Iload, the switching signal SS, and the switching unit 4.
  • the switching unit 4 when the switching signal SS is low level, the switching unit 4 is controlled to the off state, and when the switching signal SS is high level, the switching unit 4 is controlled to the on state.
  • the switching unit 4 in response to the change of the switching signal SS from the low level to the high level, the switching unit 4 is switched from the off state to the on state, and in response to the change of the switching signal SS from the high level to the low level. Then, the switching unit 4 is switched from the on state to the off state.
  • the high level of the switching signal SS corresponds to the first state of the switching signal in the claim
  • the low level of the switching signal SS corresponds to the second state of the switching signal in the claim.
  • the switching control unit 52 sets the switching signal SS at a time before the start time t2 of the second period so that the switching unit 4 switches from the off state to the on state at the start time t2 of the second period. It may be changed from low level to high level. Further, the switching control unit 52 sets the switching signal SS at a time before the end time t3 of the second period so that the switching unit 4 switches from the on state to the off state at the end time t3 of the second period. It may be changed from high level to low level.
  • the switching control unit 52 changes the switching signal SS from the low level to the high level at the time point t2a, which is a delay time Tm before the time point t2.
  • the switching unit 4 switches from the off state to the on state.
  • the switching control unit 52 changes the switching signal SS from the high level to the low level.
  • the switching unit 4 switches from the on state to the off state.
  • the capacitive element 21 is electrically connected to the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1 at an appropriate timing.
  • the capacitive element 21 can be electrically disconnected from the output terminals 1A and 1B of the power output unit 1.
  • the change time point of the switching signal SS can be determined based on the current command Iout *, the change time information, and the delay time Tm. As described above, if the output voltage Vout and the inductance of the inductive load 20 in the first period are known, the time from when the current command Iout * changes to I1 until the load current Iload reaches I1 is changed. It can be calculated as information. Further, the delay time Tm can be acquired in advance by verification, simulation, or the like. As a result, when the current command Iout * changes to I1 at the time point t1, the switching control unit 52 predicts the time point t2 when the load current Iload reaches I1 based on the change time information, and the delay time Tm from the predicted time point t2. The previous time point can be determined as the time point t2a at which the switching signal SS should be changed to a high level.
  • the time point t3 can be predicted based on the time point t2. Therefore, a time point before the predicted time point t3 by a delay time Tm can be determined as a time point t3a in which the switching signal SS should be changed to a low level.
  • the time to the desired time point and the like are predetermined, and the switching control unit 52 may change the switching signal SS based on the time information.
  • the time point t2a at which the switching signal SS is changed from the low level to the high level is set before the start time t2 of the second period by the delay time Tm, and the switching signal SS is set from the high level.
  • the time point t3a changed to the low level is set before the end time point t3 of the second period by the delay time Tm, but the switching signal SS may be changed at another time point.
  • the switching control unit 52 has a second switching control unit 52 so that the switching unit 4 switches from the off state to the on state at a time point after the start time point t2 of the second period and within the second period.
  • the switching signal SS may be changed from low level to high level before the start time t2 of the end period. Specifically, the switching signal SS may be changed from a low level to a high level at a time point after the time point t2a and before the time point t2. In this case, the switching unit 4 switches from the off state to the on state after the second period is started.
  • the load current Iload contains a ripple component during the period from the start of the second period until the switching unit 4 is switched to the ON state, but in the first period, the capacitive element 21 has a high voltage. Is sufficiently prevented from being applied and a large current flowing through the capacitive element 21.
  • the switching control unit 52 has a second switching control unit 52 so that the switching unit 4 switches from the on state to the off state at a time point before the end time point t3 of the second period and within the second period.
  • the switching signal SS may be changed from high level to low level before the end of the period t3.
  • the switching signal SS may be changed from a low level to a high level at a time point after the time point t2 and before the time point 3a. In this case, the switching unit 4 switches from the off state to the on state before the end of the second period.
  • the load current Ilaud contains a ripple component during the period from when the switching unit 4 is switched to the off state until the end of the second period, but in the third period, the capacitive element 21 has a high voltage. Is sufficiently prevented from being applied and a large current flowing through the capacitive element 21.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example in which at least a part of the functions of the control unit 5 are realized by software.
  • the control unit 5 includes a processing device (processor) 501 and a storage device (memory) 502.
  • the processing device 501 is, for example, a CPU (Central Processing Unit), and the functions of the output control unit 51 and the switching control unit 52 can be realized by reading and executing the program stored in the storage device 502.
  • an ASIC integrated circuit for a specific application
  • a DSP Digital Signal Processor
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • the storage device 502 a ROM (Read only Memory), a RAM (Random Access Memory), an HDD (Hard disk drive), or the like may be used.
  • the output control unit 51 and the switching control unit 52 in FIG. 1 may be realized by hardware that is separate from each other.
  • the output control unit 51 and the switching control unit 52 are connected to each other via a signal line, and various information (for example, the above voltage information) is provided between the output control unit 51 and the switching control unit via the signal line. Is transmitted.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration of an MRI apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • the MRI apparatus 1000 includes the power supply apparatus 100 according to the first embodiment, and also includes a gradient magnetic field coil 200 corresponding to the inductive load 20.
  • a power supply device 100 for three axes and a gradient magnetic field coil 200 are provided, respectively.
  • the gradient magnetic field coils 200 for three axes are simply shown as one gradient magnetic field coil 200.
  • the MRI apparatus 1000 further includes a mounting unit 201, a static magnetic field power supply 202, a static magnetic field coil 203, a transmission unit 204, a reception unit 206, an image data generation unit 207, a display unit 208, and a sequencer 210.
  • Subject M is placed on the mounting unit 201.
  • the subject M is, for example, a human body.
  • the static magnetic field power supply 202 supplies electric power to the static magnetic field coil 203.
  • the static magnetic field coil 203 is excited by the electric power supplied from the static magnetic field power supply 202 to generate a static magnetic field for the subject M placed on the mounting portion 201.
  • Each power supply 100 supplies power to the corresponding gradient magnetic field coil 200.
  • Each gradient magnetic field coil 200 is excited by the electric power supplied from the power supply device 100 to generate a gradient magnetic field with respect to the subject M placed on the mounting portion 201.
  • the transmission unit 204 includes an RF coil that irradiates a subject M placed on the placement unit 201 with an RF (Radio Frequency) pulse. Irradiation of the RF pulse from the transmitter 204 causes nuclear magnetic resonance in the subject M.
  • the receiving unit 206 includes a receiving coil that receives the nuclear magnetic resonance signal generated by the nuclear magnetic resonance.
  • the image data generation unit 207 generates tomographic image data of the subject M based on the nuclear magnetic resonance signal received by the reception unit 206.
  • the display unit 208 displays the tomographic image of the subject M based on the tomographic image data generated by the receiving unit 206. Subject M can be diagnosed based on the tomographic image.
  • the sequencer 210 controls the transmission unit 204 and the image data generation unit 207. Further, the sequencer 210 corresponds to the external device in the first embodiment, and controls each power supply device 100 by giving a current command Iout * to each power supply device 100.
  • a rectangular wave current is supplied from the three power supply devices 100 to the gradient magnetic field coils 200 corresponding to the X-axis, the Y-axis, and the Z-axis, respectively, so that the gradient magnetic fields of the three axes are synthesized.
  • the gradient magnetic field of each axis is superimposed on the strong static magnetic field and applied to the subject M.
  • the nuclear spin is excited by nuclear magnetic resonance in which the nuclear spin placed in a static magnetic field resonates with an electromagnetic wave having an inherent frequency (Larmor frequency), and the receiving unit 206 acquires the nuclear magnetic resonance signal generated by the subsequent relaxation.
  • the nuclear magnetic resonance signal is converted into tomographic image data by the image data generation unit 207.
  • each power supply device 100 it is possible to reduce the size and cost of the capacitive element 21 while ensuring high slew rate performance and low ripple performance.
  • the MRI device 1000 can perform imaging in a short time.
  • the low ripple performance of each power supply device 100 the fluctuation of the gradient magnetic field due to the gradient magnetic field coil 200 can be suppressed, and the quality of the image generated by the MRI apparatus 1000 can be improved.
  • the power supply device 100 is reduced in size and cost by reducing the size and cost of the capacitive element 21, the MRI device 1000 can be reduced in size and cost.
  • the bypass unit 2 includes the switching unit 4 and the capacitive element 21, and when the switching unit 4 is in the ON state, the capacitive element 21 removes the ripple component from the output current of the power output unit 1.
  • the configuration of the bypass unit 2 is not limited to this.
  • a low-pass filter that removes frequency components above the cutoff frequency
  • a notch filter that removes frequency components near the resonance frequency
  • a ripple cancel circuit that removes high-frequency components while canceling ripples using the magnetic coupling of the transformer are bypassed. It may be included in part 2.
  • the output control unit 51 controls the power output unit 1 so that the load current Iload follows the current command Iout *, but the control mode of the power output unit 1 by the output control unit 51 is limited to this. Not done.
  • the output control unit 51 may control the power output unit 1 so that a change in the target value of the load current Iload is predetermined and follows the change in the target value.
  • the power supply device 100 according to the first embodiment can be used not only for an MRI device but also for another device having an inductive load such as an accelerator.

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Abstract

電力出力部(1)は、第1および第2の出力端子(1A,1B)から誘導性負荷(20)に絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成される。バイパス部(2)は、容量性素子(21)および切替部(4)を含み、誘導性負荷(20)と並列に電力出力部(1)の第1および第2の出力端子(1A,1B)に接続される。切替部(4)は、容量性素子(21)を第1および第2の出力端子(1A,1B)に電気的に接続するオン状態と、容量性素子(21)を第1および第2の出力端子(1A,1B)から電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成される。

Description

電源装置および磁気共鳴画像診断装置
 本発明は、電源装置およびそれを備えた磁気共鳴画像診断装置に関する。
 磁気共鳴画像診断装置(MRI装置)の傾斜磁場電源等の種々の機器に用いられる電源装置は、誘導性負荷に矩形波状の電流(以下、矩形波電流と呼ぶ。)を供給する。このような電源装置には、誘導性負荷に供給される電流(以下、負荷電流と呼ぶ。)が目標値に迅速に追従する高スルーレート性能、および負荷電流のリップル成分を小さく抑制する低リップル性能が要求される。
 例えば、MRI装置では、RF(RadioFrequency)コイルが発するパルス信号に被検体の水素原子が反応し、そのパルス信号が途切れると共鳴信号を発生する。共鳴信号は、水素原子が曝されている磁場強度により周波数が変わり、その磁場強度が強ければ周波数は高く磁場強度が弱ければ周波数は低くなる。したがって、特定位置から特定周波数の共鳴信号が出るように位置に対し勾配を持つ傾斜磁場を被検体に印加し、特定位置の共鳴信号を取り出す。傾斜磁場は、傾斜磁場電源装置が誘導性負荷である傾斜磁場コイルを励磁することで発生する。その結果、特定位置の共鳴信号を元に断層画像データが生成される。換言すれば、傾斜磁場はMRI装置の撮像位置を決める役目をもつ。
 MRI装置においては、撮像の高速化のために、短時間で傾斜磁場を生成する必要がある。そのためには、電源装置の高スルーレート性能が必要となる。また、傾斜磁場の変動を抑制するためには、傾斜磁場コイルに流れる電流のリップル成分を抑制する必要がある。そのためには、電源装置の低リップル性能が必要となる。
 非特許文献1に記載の電源装置は、マルチレベル電力変換器と、容量性素子を備えるバイパス回路とが並列に接続された構成を有する。この電源装置においては、電力変換器から出力される電流のリップル成分が、バイパス回路の容量性素子にバイパスされることによって除去される。そのため、負荷電流のリップル成分を抑制することが可能である。
Juan A. Sabate et al."Magnetic Resonance Imaging Power: High-Performance MVA Gradient Drivers"IEEE,VOL. 4,NO. 1,March 2016
 非特許文献1に記載の電源装置においては、負荷電流を変化させる際に、電力変換器からの出力電圧が一時的に高くなる。これにより、容量性素子に高電圧が印加されるので、容量性素子に高い耐電圧性能が求められる。これにより、容量性素子が大型化するとともに、容量性素子のコストが増大するといった問題がある。
 本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子の小型化および低コスト化が可能な電源装置を得ることを目的とする。
 本発明に係る電源装置は、誘導性負荷が接続される第1および第2の出力端子を有し、第1および第2の出力端子から誘導性負荷に絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成された電力出力部と、容量性素子および切替部を含み、誘導性負荷と並列に第1および第2の出力端子に接続されるバイパス部と、電力出力部を制御する出力制御部と、切替部を制御する切替制御部とを備え、容量性素子と切替部とは互いに直列に接続され、切替部は、容量性素子を第1および第2の出力端子に電気的に接続するオン状態と、容量性素子を第1および第2の出力端子から電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成され、出力制御部は、第1の期間に誘導性負荷に供給される負荷電流が基準値から目標値に向かって変化し、第1の期間に続く第2の期間に負荷電流が目標値に維持され、第2の期間に続く第3の期間に負荷電流が目標値から基準値に向かって変化するように、電力出力部を制御し、切替制御部は、第1の期間における負荷電流の変化時に切替部がオフ状態に維持され、第3の期間における負荷電流の変化時に切替部がオフ状態に維持され、第2の期間の少なくとも一部において切替部がオン状態に維持されるように、切替部を制御する。
 本発明に係る磁気共鳴画像診断装置は、上記電源装置と、静磁場を発生する静磁場コイルと、誘導性負荷として、電源装置から電力が供給されることにより傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルとを備え、傾斜磁場コイルから発生された傾斜磁場が静磁場コイルにより発生された静磁場に重畳されて被検体に印加される。
 本発明に係る電源装置によれば、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子の小型化および低コスト化が可能となる。
本発明の実施の形態1に係る電源装置の構成を示す図である。 電力出力部の一構成例を示す図である。 電力出力部の他の構成例を示す図である。 単位変換器の回路構成例を示す図である。 実施の形態1に係る電源装置の基本動作について説明するためのタイミングチャートである。 比較例における作用について説明するためのタイミングチャートである。 出力電圧の低周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷の等価回路を示す図である。 出力電圧の高周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷の等価回路を示す図である。 実施の形態1に係る電源装置における作用について説明するためのタイミングチャートである。 電流指令、負荷電流、切替信号および切替部の状態の変化を示すタイミングチャートである。 制御部の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。 本発明の実施の形態2に係るMRI装置の構成を示す図である。
 以下、本発明の実施の形態に係る電源装置について図面を参照しながら説明する。以下の図面および説明において、同一または同様の構成要素を示す場合には同一の符号を付すものとする。
実施の形態1.
 図1は、本発明の実施の形態1に係る電源装置の構成を示す図である。図1に示すように、実施の形態1に係る電源装置100は、電力出力部1、バイパス部2、制御部5および電流検出部6を備える。
 電力出力部1は、一対の出力端子1A,1Bを有し、この出力端子1A,1Bから絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成される。出力端子1A,1Bは、請求項における第1および第2の出力端子に該当する。例えば、電力出力部1は、-2V、-V、0、Vおよび2Vの5レベルの電圧を選択的に出力可能に構成される。ここで、Vは、0より大きい正の電圧である。この場合、0、Vおよび2Vは絶対値が互いに異なるので、電力出力部1は、絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力することができる。電力出力部1の具体的な構成については後述する。
 電力出力部1の一対の出力端子1A,1Bに、誘導性負荷20の一対の端子がそれぞれ電気的に接続される。誘導性負荷20は、例えば、磁気共鳴画像診断装置(MRI装置)において傾斜磁場を生成する傾斜磁場コイルである。
 バイパス部2は、互いに直列に接続された容量性素子21および切替部4を含む。容量性素子21としてはコンデンサが用いられる。バイパス部2は、誘導性負荷20と並列に電力出力部1の一対の出力端子1A,1Bに接続される。
 切替部4は、容量性素子21を電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続するオン状態と、容量性素子21を出力端子1A,1Bから電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成される。切替部4は、例えば、双方向の遮断性能を有する自己消弧型の半導体スイッチング素子、または機械的スイッチからなる。切替部4が半導体スイッチング素子からなる場合、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の自己消弧形バイポーラ素子またはMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等の自己消弧形ユニポーラ素子が逆直列接続されることにより切替部4が構成される。また、切替部4が半導体スイッチング素子からなる場合、オン状態とは、ゲート信号の論理がオンであることを意味し、半導体スイッチング素子が低抵抗となる飽和領域で動作する場合だけでなく、半導体スイッチング素子が非飽和領域でダンピング抵抗として動作する場合も含む。
 制御部5は、出力制御部51および切替制御部52を含む。出力制御部51および切替制御部52には、外部装置から電流指令Iout*が与えられる。電流指令Iout*は、誘導性負荷20に供給されるべき電流の大きさを示す。電流検出部6は、誘導性負荷20に供給される電流(以下、負荷電流と呼ぶ。)を検出し、その検出結果を出力制御部51および切替制御部52に与える。
 出力制御部51は、外部装置から与えられる電流指令Iout*および電流検出部6により検出された負荷電流に基づいて、負荷電流が電流指令Iout*に追従するように、電力出力部1を制御する。切替制御部52は、外部装置から与えられる電流指令Iout*に基づいて、切替部4に切替信号SSを与えることにより、切替部4を制御する。
 図2は、電力出力部1の一構成例を示す図である。図2に示す電力出力部1は、互いに直列に接続された単位変換器10A,10Bを含む。単位変換器10A,10Bの各々は、一対の入出力端子101,102を含む。単位変換器10Aの入出力端子101は出力端子1Aに接続され、単位変換器10Aの入出力端子102は単位変換器10Bの入出力端子101に接続され、単位変換器10Bの入出力端子102は出力端子1Bに接続される。
 図3は、電力出力部1の他の構成例を示す図である。図3に示す電力出力部1は、互いに並列に接続された単位変換器10C,10Dを含む。図2の単位変換器10A,10Bと同様に、単位変換器10C,10Dの各々は、一対の入出力端子101,102を含む。単位変換器10C,10Dの入出力端子101は、横流を抑制するためのリアクトルL1,L2を介して出力端子1Aにそれぞれ接続される。単位変換器10C,10Dの各々の入出力端子102は出力端子1Bに接続される。なお、リアクトルL1の代わりに、またはリアクトルL1に加えて、単位変換器10Cの入出力端子102と出力端子1Bとの間に他のリアクトルが接続されてもよい。また、リアクトルL2の代わりに、またはリアクトルL2に加えて、単位変換器10Dの入出力端子102と出力端子1Bとの間に他のリアクトルが接続されてもよい。
 以下、単位変換器10A,10B,10C,10Dを総称して単位変換器10という。図4は、単位変換器10の回路構成例を示す図である。図4に示す単位変換器10は、いわゆるフルブリッジ回路であり、半導体スイッチング素子111,112,113,114と、直流電圧部としての直流コンデンサ12とを含む。図4の例では、半導体スイッチング素子111~114の各々として、ダイオードが逆並列に接続されたIGBTが用いられるが、MOSFETまたはサイリスタ等の他の半導体スイッチング素子が用いられてもよい。また、直流電圧部として、直流コンデンサ12の代わりに、蓄電池が用いられてもよい。あるいは、外部電源から電力供給を受ける受電部が直流電圧部として設けられてもよい。
 半導体スイッチング素子111,112は互いに直列に接続され、半導体スイッチング素子113,114は互いに直列に接続される。半導体スイッチング素子111,112からなる直列体と、半導体スイッチング素子113,114からなる直列体と、直流コンデンサ12とが互いに並列に接続される。直流コンデンサ12は、図示しない外部電源から電力が供給されることにより充電される。半導体スイッチング素子111と半導体スイッチング素子112との接続点が入出力端子101に接続され、半導体スイッチング素子113と半導体スイッチング素子114との接続点が入出力端子102に接続される。
 図1の出力制御部51は、電流指令Iout*に基づいて、図4の半導体スイッチング素子111~114のオンオフを制御する。これにより、単位変換器10は、負電圧、零電圧および正電圧を含む3レベルの電圧を選択的に入出力端子101,102から出力することができる。具体的には、直流コンデンサ12の端子間電圧がVである場合、-V、0およびVの電圧を選択的に入出力端子101,102から出力することができる。
 図2の単位変換器10A,10Bの各々が図4に示す構成を有する場合、電力出力部1は、単位変換器10A,10Bの各々の出力電圧を切り替えることにより、絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力することが可能となる。例えば、単位変換器10A,10Bの各々の直流コンデンサ12の端子間電圧がVである場合、電力出力部1は、-2V、-V、0、V、2Vの5レベルの電圧を選択に出力することが可能となる。
 また、図3の単位変換器10C,10Dの各々が図4に示す構成を有する場合、単位変換器10C,10Dの各々の出力電圧を切り替えることにより、電力出力部1は、絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力することが可能となる。この場合、電力出力部1の出力電圧は、単位変換器10C,10Dの各々の出力電圧、ならびに図3のリアクトルL1,L2による電圧降下に依存して定まる。
 単位変換器10として、図4に示すフルブリッジ回路に代えて、ハーフブリッジ回路が用いられてもよい。ハーフブリッジ回路は、一対の半導体スイッチング素子が直列に接続され、その一方の半導体スイッチング素子と並列に直流電圧部が接続された構成を有する。ハーフブリッジ回路は零電圧および正電圧を含む2レベルの電圧を出力することができる。単位変換器10としてハーフブリッジ回路を用いる場合には、電力出力部1が負電圧、零電圧および正電圧を選択的に出力することができるように、一方の単位変換器10の出力電圧と他方の単位変換器10の出力電圧の正負が互いに逆になるように2つの単位変換器10が接続されることが好ましい。
 電力出力部1の構成は、上記の例に限定されない。例えば、電力出力部1が、互いに直列または並列に接続された3つ以上の単位変換器10を含んでもよい。また、電力出力部1は、絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能であれば、6レベル以上または4レベル以下の電圧を選択的に出力可能に構成されてもよい。また、電力出力部1は、互いに異なる構成を有する複数の単位変換器10を含んでもよい。また、各単位変換器10は、ブリッジ回路に限らず、ダイオードクランプ回路等の他の構成であってもよい。あるいは、電力出力部1が、ダイオードクランプ方式、フライングキャパシタ方式、複数の単位変換器10をカスケード接続したカスケードHブリッジ方式、容量が異なる複数の単位変換器10を多重直列接続した階調方式等の種々の方式で構成されてもよい。
 次に、電源装置100の基本動作について説明する。ここでは、電源装置100から誘導性負荷20に1つの矩形波電流が供給される場合を説明する。矩形波電流とは、パルス状または台形状に上昇、維持および下降する電流をいう。本実施の形態では、負荷電流が、第1の期間に基準値から目標値に向かって上昇し、第1の期間に続く第2の期間に目標値に維持され、第2の期間に続く第3の期間に目標値から基準値に向かって下降する。この場合、第1の期間の開始時点で負荷電流が基準値から変化を開始し、第1の期間の終了時点(第2の期間の開始時点)で負荷電流が目標値に達する。また、第3の期間の開始時点(第2の期間の終了時点)で負荷電流が目標値から変化を開始し、第3の期間の終了時点で負荷電流が基準値に達する。なお、負荷電流が目標値に維持されるとは、負荷電流が目標値と一致するように完全に一定に維持される場合に限定されず、同等の効果が得られる範囲で負荷電流が目標値から僅かにずれるように微小に変動する場合も含む。
 図5は、電源装置100の基本動作について説明するためのタイミングチャートである。図5には、電流指令Iout*、負荷電流Iload、電力出力部1からの出力電圧Vout、および切替部4の状態の変化が示される。切替部4の状態として、ローレベルがオフ状態を表し、ハイレベルがオン状態を表す。また、横軸は時間軸である。後述の図6、図9および図10においても、切替部4の状態および時間軸を同様に示す。
 図5の例では、時点t1から時点t2までの期間が第1の期間に相当し、時点t2から時点t3までの期間が第2の期間に相当し、時点t3から時点t4までの期間が第3の期間に相当する。また、電力出力部1は、出力電圧Voutとして、-2V、0、Vおよび2Vを選択的に出力可能とする。また、負荷電流の基準値は0であり、負荷電流の目標値はI1である。
 図5に示すように、時点t0において、電流指令Iout*は0である。この場合、負荷電流Iload、出力電圧Voutがそれぞれ0である。また、切替部4はオフ状態である。
 時点t1において、電流指令Iout*が0からI1に変化する。これに応答して、出力制御部51は、出力電圧Voutが0から2Vに変化するように電力出力部1を制御する。2Vは、請求項における第1の値に該当する。これにより、誘導性負荷20が励磁され、負荷電流Iloadが0から増加する。負荷電流Iloadの変化率(傾き)は、出力電圧Voutと誘導性負荷20のインダクタンスとから定まる。時点t2において、負荷電流Iloadが目標値であるI1に達する。
 時点t2で負荷電流IloadがI1に達すると、出力制御部51は、負荷電流IloadがI1に維持されるように電力出力部1を制御する。具体的には、出力電圧Voutが0に維持されると、回路内の抵抗成分等による電圧降下によって負荷電流Iloadが徐々に低下する。そこで、電力出力部1は、出力電圧Voutで電圧降下による負荷電流Iloadの低下分を補填する。このとき、電力出力部1は、高速スイッチングを行うことで、負荷電流Iloadを高速に制御する。図5の例では、電力出力部1の出力電圧Voutが0とVとに短周期で変化される。0は、請求項における第3の値に該当し、Vは、請求項における第4の値に該当する。なお、図5においては、第2の期間における出力電圧Voutの変化が簡略的に示されており、第2の期間における出力電圧Voutの変化の周期が第1および第2の期間の各々の長さとほぼ同じであるが、実際には、第2の期間における出力電圧Voutの変化の周期は、第1および第2の期間の各々の長さよりも大幅に小さい。
 時点t3において、電流指令Iout*がI1から0に変化する。これに応答して、出力制御部51は、出力電圧Voutが-2Vに変化するように、電力出力部1を制御する。-2Vは、請求項における第2の値に該当する。これにより、誘導性負荷20が消磁されるので、負荷電流IloadがI1から減少し、時点t4において負荷電流Iloadが0となる。
 時点t4で負荷電流Iloadが0となると、電力出力部1の出力電圧Voutが-2Vから0に変化される。それにより、負荷電流Iloadが0に維持される。
 このようにして、出力制御部51は、第1の期間に負荷電流Iloadが0からI1に向かって変化し、第2の期間に負荷電流IloadがI1に維持され、第3の期間に負荷電流IloadがI1から0に向かって変化するように、電力出力部1を制御する。
 第1の期間には、出力電圧Voutの実効値が大きいほど、誘導性負荷20が励磁される時間が短くなり、負荷電流Iloadを0からI1に迅速に変化させることが可能となる。同様に、第3の期間には、出力電圧Voutの実効値が大きいほど、誘導性負荷20が消磁される時間が短くなり、負荷電流IloadをI1から0に迅速に変化させることができる。すなわち、第1および第3の期間には、出力電圧Voutの実効値が大きいほど、電源装置100の高スルーレート性能が得られる。なお、高スルーレート性能とは、上記のように、負荷電流が目標値に迅速に追従させる性能をいう。一方、第2の期間には、負荷電流Iloadを変化させる必要がないので、出力電圧Voutの実効値を必要以上に高める必要がない。
 そこで、本実施の形態では、出力制御部51が、第1および第3の期間における電力出力部1の出力電圧Voutの実効値が第2の期間における出力電圧Voutの実効値よりも大きくなるように、電力出力部1を制御する。具体的には、出力制御部51は、第1の期間において出力電圧Voutが2Vに維持され、第3の期間において出力電圧Voutが-2Vに維持され、第2の期間において出力電圧Voutが0とVと間で周期的に変化するように、電力出力部1を制御する。なお、本例では、第1の期間における出力電圧Voutの絶対値と第3の期間における出力電圧Voutの絶対値とが互いに等しいが、これらが異なっていてもよい。
 切替制御部52は、第1および第3の期間に切替部4がオフ状態に維持され、第2の期間に切替部4がオン状態に維持されるように、切替部4を制御する。具体的には、切替制御部52は、時点t2において、切替部4をオフ状態からオン状態に切り替え、時点t3において、切替部4をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、第1および第3の期間において、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bから電気的に切り離され、第2の期間において、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続される。
 第2の期間には、電力出力部1からの出力電流に、出力電圧Voutの周波数と同じ周波数のリップル成分が重畳される。この場合、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続されているので、電力出力部1からの出力電流に含まれるリップル成分は、容量性素子21にバイパスされることによって除去される。それにより、負荷電流Iloadは、リップル成分が含まれないほぼ一定の値に維持される。その結果、電源装置100の低リップル性能が得られる。なお、低リップル性能とは、上記のように、負荷電流のリップル成分を小さく抑制する性能をいう。
 切替制御部52は、例えば、電流検出部6による検出される負荷電流Iloadの変化に基づいて、切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替える。具体的には、時点t2で負荷電流Iloadが目標値であるI1に達すると、切替制御部52は、切替部4をオフ状態からオン状態に切り替える。また、時点t3で負荷電流IloadがI1から減少し始めると、切替制御部52は、切替部4をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、負荷電流Iloadの変化に応じた適切なタイミングで切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。
 切替制御部52は、出力電圧Voutの変化に基づいて、切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替えてもよい。この場合、出力制御部51が、出力電圧Voutの変化を表す電圧情報を切替制御部52に与える。切替制御部52は、出力制御部51からの電圧情報に基づいて、切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替える。具体的には、時点t2で出力電圧Voutが2Vから0に変化すると、切替制御部52は、切替部4をオフ状態からオン状態に切り替える。また、時点t3で出力電圧Voutが0から-2Vに変化すると、切替制御部52は、切替部4をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、出力電圧Voutの変化に応じた適切なタイミングで切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。
 電源装置100が、出力電圧Voutを検出する電圧検出部を有してもよい。この場合、切替制御部52は、出力制御部51からの電圧情報の代わりに、電圧検出部による出力電圧Voutの検出結果に基づいて、切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。
 また、切替制御部52は、電流指令Iout*と、負荷電流Iloadの変化時間を表す変化時間情報とに基づいて、切替部4の状態を切り替えてもよい。具体的には、変化時間情報は、電流指令Iout*がI1に変化した時点から負荷電流Iloadが目標値であるI1に達する時点までの時間を示す。
 上記のように、負荷電流Iloadの変化率は、出力電圧Voutと誘導性負荷20のインダクタンスとから定まる。そのため、第1の期間における出力電圧Voutおよび誘導性負荷20のインダクタンスが既知であれば、電流指令Iout*がI1に変化してから負荷電流Iloadが目標値であるI1に達するまでの時間を変化時間情報として算出することができる。変化時間情報は、事前に算出されて記憶されていてもよく、リアルタイムで算出されてもよい。切替制御部52は、時点t1で電流指令Iout*がI1に変化すると、変化時間情報に基づいて、負荷電流IloadがI1に達する時点t2を予測し、その予測に基づいて、時点t2で切替部4をオフ状態からオン状態に切り替える。一方、時点t3においては、切替制御部52は、電流指令Iout*が0に変化すると、切替部4をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、電流および電圧を検出することなく、適切なタイミングで切替部4をオン状態とオフ状態とに切り替えることができる。
 ただし、後述のように、切替制御部52が切替部4の切替を制御する時点(切替信号SSが変化する時点)と、実際に切替部4の状態が切り替わる時点との間には、ずれが生じ得る。したがって、そのようなずれを考慮して、切替制御部52が切替部4を制御することが好ましい。あるいは、出力制御部51が、切替部4の状態を監視し、切替部4が実際に切り替わったか否かに基づいて、負荷電流Iloadおよび出力電圧Voutを制御してもよい。なお、図5の例では、電流指令Iout*がパルス状に変化し、負荷電流Iloadが台形状に変化するが、電流指令Iout*が負荷電流Iloadと同様に台形状に変化してもよい。
 本実施の形態では、第1および第3の期間に切替部4がオフ状態に維持され、第2の期間に切替部4がオン状態に維持される。それにより、容量性素子21の小型化および低コスト化が可能となる。以下、その理由について、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに常時接続される場合を比較例として説明する。
 比較例に係る電源装置は、切替部4が設けられずに容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに常時接続される点を除いて、上記図1の電源装置100と同じ構成を有する。
 図6は、比較例における作用について説明するためのタイミングチャートある。図6には、電流指令Iout*、負荷電流Iload、出力電圧Vout、バイパス部2の容量性素子21に印加される電圧(以下、容量性素子電圧と呼ぶ。)Vcap、およびバイパス部2の容量性素子21に流れる電流(以下、容量性素子電流と呼ぶ。)Icapが示される。図6の例における電流指令Iout*、負荷電流Iloadおよび出力電圧Voutの変化は、図5の例における電流指令Iout*、負荷電流Iloadおよび出力電圧Voutの変化と同じである。
 容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに常時接続されていると、図6に示すように、第1~第3の期間の各々において、電力出力部1の出力電圧Voutが、容量性素子21に印加される。
 上記のように、第1の期間において、負荷電流Iloadを0からI1に迅速に変化させるためには、出力電圧Voutの実効値が大きく設定されることが望ましい。同様に、第3の期間には、負荷電流IloadをI1から0に迅速に変化させるためには、出力電圧Voutの実効値が大きく設定されることが望ましい。しかしながら、出力電圧Voutの実効値を大きくするためには、出力電圧Voutの絶対値を大きくする必要があり、容量性素子21の印加電圧が高くなる。そのため、容量性素子21には、このような高電圧に耐え得る耐電圧性能が必要となる。
 また、第1の期間の開始時および終了時、ならびに第3の期間の開始時および終了時には、容量性素子電圧Vcapの実効値が急変することにより、図6に示すように、容量性素子21に瞬間的に大きな電流が流れる。そのため、容量性素子21には、このような大電流に耐え得る耐電流性能が必要となる。
 さらに、上記のように、第1および第3の期間には、電力出力部1の出力電圧Voutが一定に維持される。一方、第2の期間には、出力電圧Voutが短周期で変化する。これにより、第1および第3の期間の出力電圧Voutで支配的となる周波数は、第2の期間の出力電圧Voutにおいて支配的となる周波数よりも低い。以下、第1および第3の期間の出力電圧Voutにおいて支配的となる周波数成分を低周波数成分と呼び、第2の期間の出力電圧Voutで支配的となる周波数成分を高周波成分と呼ぶ。高周波成分の周波数は、例えば、第2の期間におけるリップル成分の周波数と同じまたはそれよりも高い。
 図7は、出力電圧Voutの低周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷20の等価回路を示す図である。図8は、出力電圧Voutの高周波成分に着目した場合の比較例に係る電源装置および誘導性負荷20の等価回路を示す図である。ここでは、電力出力部1が図3に示す構成を有する場合を例に説明する。
 一般的に、誘導成分については、印加される電圧の周波数が低いほどインピーダンスが低く、容量成分については、印加される電圧の周波数が低いほどインピーダンスが高い。そのため、出力電圧Voutの低周波成分に着目すると、誘導性負荷20のインピーダンスに比べて容量性素子21のインピーダンスが十分に高い。この場合、容量性素子21を介して流れる電流を0とみなすことができる。したがって、図7に示すように、等価回路として、電力出力部1と誘導性負荷20との直列回路が形成される。この場合、単位変換器10Cの出力電圧は、リアクトルL1と誘導性負荷20とに分圧され、単位変換器10Dの出力電圧は、リアクトルL2と誘導性負荷20とに分圧される。
 実用上、誘導性負荷20のインピーダンスはリアクトルL1,L2のインピーダンスよりも十分に大きい。そのため、単位変換器10C,10Dの出力電圧の大部分が、誘導性負荷20に印加される。容量性素子21は、誘導性負荷20と並列に接続されているので、容量性素子21には、誘導性負荷20と同じく、単位変換器10C,10Dの出力電圧の大部分が印加される。
 一方、出力電圧Voutの高周波成分に着目すると、容量性素子21のインピーダンスに比べて誘導性負荷20のインピーダンスが十分に高い。この場合、誘導性負荷20に流れる電流を0とみなすことができる。したがって、図8に示すように、等価回路として、電力出力部1と容量性素子21との直列回路が形成される。この場合、単位変換器10Cの出力電圧は、リアクトルL1と容量性素子21とに分圧され、単位変換器10Dの出力電圧は、リアクトルL1と容量性素子21とに分圧される。
 単位変換器10C,10Dの出力電圧の周波数が高いほど、リアクトルL1,L2のインピーダンスは大きい。そのため、単位変換器10C,10Dの高周波成分に着目すると、リアクトルL1,L2のインピーダンスが容量性素子21のインピーダンスに比べて十分に大きい。その結果、単位変換器10C,10Dの出力電圧の大部分がリアクトルL1,L2に印加される。なお、出力電圧Voutの周波数成分は、単位変換器10C,10Dの出力電圧の周波数成分を含むので、出力電圧Voutにおける周波数成分は、単位変換器10C,10Dの出力電圧における周波数成分に依存する。
 したがって、出力電圧Voutにおいて低周波成分が支配的となる第1および第3の期間には、出力電圧Voutにおいて高周波成分が支配的となる第2の期間に比べて、容量性素子21に印加される電圧が高くなる傾向がある。
 その結果、比較例では、第1および第3の期間における高電圧および大電流に耐え得るように、容量性素子21の耐電圧性能および耐電流性能を高める必要があり、容量性素子21が大型化および高コスト化する。
 それに対し、本実施の形態では、容量性素子21の小型化および低コスト化が可能となる。図9は、本実施の形態に係る電源装置100における作用について説明するためのタイミングチャートである。図9には、電流指令Iout*、負荷電流Iload、出力電圧Vout、容量性素子電圧Vcap、容量性素子電流Icapおよび切替部4の状態の変化が示される。
 図9に示すように、本実施の形態では、第1および第3の期間に、切替部4がオフ状態に維持されることによって容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bから電気的に切り離される。この場合、出力電圧Voutが切替部4の容量成分と容量性素子21とに分圧されるが、切替部4の容量値は容量性素子21の容量値に比べて極めて小さいため、容量性素子電圧Vcapはほぼ0に維持される。
 これにより、第1および第3の期間において、容量性素子21に高電圧が印加することがなく、かつ出力電圧Voutの低周波成分が容量性素子21に印加されることも防止される。また、第1の期間の開始時および終了時、ならびに第3の期間の開始時および終了時に、容量性素子電圧Vcapの実効値が急変することがないので、容量性素子21に瞬間的に大きな電流が流れることもない。これにより、容量性素子21の耐電圧性能および耐電流性能を必要以上に高めることなく、出力電圧Voutの実効値を高めることができる。出力電圧Voutの実効値を高めることにより、高スルーレート性能が得られる。
 一方、第2の期間には、切替部4がオン状態に維持されるので、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続され、負荷電流Iloadのリップル成分が低減される。これにより、低リップル性能が得られる。
 なお、第2の期間には、電力出力部1の出力電圧Voutが容量性素子21に印加されるが、上記のように、第2の期間における出力電圧Voutの実効値は、第1および第3の期間における実効値よりも低いので、容量性素子21への印加電圧は抑制される。
 以上説明したように、実施の形態1では、電力出力部1が絶対値が異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成されるので、第1および第3の期間における出力電圧Voutと第2の期間における出力電圧Voutとを異なる値に設定することができる。この場合、第1および第3の期間で切替部4がオフ状態に維持されることにより、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bから電気的に切り離される。そのため、出力電圧Voutの絶対値を比較的大きく設定し、出力電圧Voutの実効値を大きくすることで、容量性素子21に高電圧および大電流を生じさせることなく、負荷電流Iloadを迅速に目標値に変化させることができる。また、第2の期間で切替部4がオン状態に維持されることにより、容量性素子21が電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続される。そのため、出力電圧Voutの絶対値を比較的小さく設定し、出力電圧Voutの実効値を小さくすることで、容量性素子21への印加電圧を抑制しつつ、容量性素子21により負荷電流Iloadのリップル成分を低減することができる。これにより、容量性素子21の耐電圧性能および耐電流性能を必要以上に高めることなく、高スルーレート性能および低リップル性能を確保することができる。それにより、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子21の小型化および低コスト化が可能となる。また、容量性素子21の小型化および低コスト化により、電源装置100の小型化および低コスト化も可能となる。
 なお、上記の例では、第2の期間の全体で切替部4がオン状態に維持されるが、第2の期間において一時的に切替部4がオフ状態に切り替えられてもよい。低リップル性能を確保するためには、第2の期間の少なくとも一部で切替部4がオン状態に維持される必要があるが、短時間だけ切替部4がオフ状態に切り替えられても、低リップル性能を確保することは可能である。
 また、上記の例では、第1および第3の期間の全体で切替部4がオフ状態に維持されるが、第1および第3の期間が、負荷電流Iloadが変化しない期間を含む場合には、負荷電流Iloadが変化する期間のみ、切替部4がオフ状態に維持されてもよい。例えば、第1および第3の期間において、負荷電流Iloadが段階的に(ステップ状に)に変化される場合には、負荷電流Iloadの変化時にのみ切替部4がオフ状態に維持され、負荷電流Iloadが維持される期間には切替部4がオン状態に維持されてもよい。この場合、負荷電流Iloadの変化時に切替部4がオフ状態に維持されることにより、容量性素子21に高電圧が印加されること、および容量性素子21を介して大電流が流れることが防止される。
 次に、図1の切替制御部52から出力される切替信号SSと切替部4との関係について説明する。図10は、電流指令Iout*、負荷電流Iload、切替信号SSおよび切替部4の状態の変化を示すタイミングチャートである。
 図10の例では、切替信号SSがローレベルである場合、切替部4がオフ状態に制御され、切替信号SSがハイレベルである場合、切替部4がオン状態に制御される。それにより、切替信号SSがローレベルからハイレベルに変化することに応答して、切替部4がオフ状態からオン状態に切り替えられ、切替信号SSがハイレベルからローレベルに変化することに応答して、切替部4がオン状態からオフ状態に切り替えられる。なお、切替信号SSのハイレベルは、請求項における切替信号の第1の状態に該当し、切替信号SSのローレベルは、請求項における切替信号の第2の状態に該当する。
 ここで、切替信号SSが変化してから実際に切替部4の状態が切り替わるまでの間には、切替部4の特性に依存した遅れ時間Tmが生じる。そこで、切替制御部52は、第2の期間の開始時点t2で、切替部4がオフ状態からオン状態に切り替わるように、第2の期間の開始時点t2よりも前の時点で切替信号SSをローレベルからハイレベルに変化させてもよい。また、切替制御部52は、第2の期間の終了時点t3で、切替部4がオン状態からオフ状態に切り替わるように、第2の期間の終了時点t3よりも前の時点で切替信号SSをハイレベルからローレベルに変化させてもよい。
 図10の例では、時点t2よりも遅れ時間Tmだけ前の時点t2aで、切替制御部52が切替信号SSをローレベルからハイレベルに変化させる。これにより、時点t2aから遅れ時間Tmが経過した時点t2において、切替部4がオフ状態からオン状態に切り替わる。また、時点t3よりも遅れ時間Tmだけ前の時点t3で、切替制御部52が切替信号SSをハイレベルからローレベルに変化させる。これにより、時点t3aから遅れ時間Tmが経過した時点t3において、切替部4がオン状態からオフ状態に切り替わる。
 このように、切替部4の状態が切り替えられるべき時点よりも前に切替信号SSが変化されることにより、適切なタイミングで容量性素子21を電力出力部1の出力端子1A,1Bに電気的に接続する、または容量性素子21を電力出力部1の出力端子1A,1Bから電気的に切り離すことができる。これにより、第1および第3の期間で容量性素子21に高電圧および高電流が生じることを防止することができ、かつ第2の期間で負荷電流Iloadのリップル成分を低減することができる。
 切替信号SSの変化時点は、電流指令Iout*、変化時間情報および遅れ時間Tmに基づいて決定することができる。上記のように、第1の期間における出力電圧Voutおよび誘導性負荷20のインダクタンスが既知であれば、電流指令Iout*がI1に変化してから負荷電流IloadがI1に達するまでの時間を変化時間情報として算出することができる。また、遅れ時間Tmは、実証またはシミュレーション等により予め取得することができる。これにより、切替制御部52は、時点t1で電流指令Iout*がI1に変化すると、変化時間情報に基づいて、負荷電流IloadがI1に達する時点t2を予測し、予測した時点t2より遅れ時間Tmだけ前の時点を、切替信号SSをハイレベルに変化させるべき時点t2aとして決定することができる。
 また、第2の期間の長さ(時点t2から時点t3までの時間)が予め定められている場合には、時点t2に基づいて時点t3を予測することができる。そのため、予測した時点t3より遅れ時間Tmだけ前の時点を、切替信号SSをローレベルに変化させるべき時点t3aとして決定することができる。
 あるいは、電流指令Iout*がI1に変化した時点t1から切替信号SSをハイレベルに変化させるべき時点までの時間、電流指令Iout*がI1に変化した時点t1から切替信号SSをローレベルに変化させるべき時点までの時間等が予め定められ、その時間情報に基づいて、切替制御部52が切替信号SSを変化させてもよい。
 なお、図10の例では、切替信号SSがローレベルからハイレベルに変化される時点t2aが、第2の期間の開始時点t2から遅れ時間Tmだけ前に設定され、切替信号SSがハイレベルからローレベルに変化される時点t3aが、第2の期間の終了時点t3から遅れ時間Tmだけ前に設定されるが、切替信号SSが他の時点で変化されてもよい。
 例えば、切替制御部52は、第2の期間の開始時点t2よりも後の時点であって第2の期間内の時点で、切替部4がオフ状態からオン状態に切り替わるように、第2の終了期間の開始時点t2よりも前の時点で切替信号SSをローレベルからハイレベルに変化させてもよい。具体的には、時点t2aより後であって時点t2より前の時点で切替信号SSがローレベルからハイレベルに変化されてもよい。この場合、第2の期間が開始された後に切替部4がオフ状態からオン状態に切り替わる。そのため、第2の期間が開始されてから切替部4がオン状態に切り替わるまでの期間、負荷電流Iloadにリップル成分が含まれる可能性があるが、第1の期間において容量性素子21に高電圧が印加されることおよび容量性素子21を介して大電流が流れることが十分に防止される。
 また、切替制御部52は、第2の期間の終了時点t3よりも前の時点であって第2の期間内の時点で、切替部4がオン状態からオフ状態に切り替わるように、第2の期間の終了時点t3よりも前の時点で切替信号SSをハイレベルからローレベルに変化させてもよい。具体的には、時点t2より後であって時点3aより前の時点で切替信号SSがローレベルからハイレベルに変化されてもよい。この場合、第2の期間が終了する前に切替部4がオフ状態からオン状態に切り替わる。そのため、切替部4がオフ状態に切り替わってから第2の期間が終了するまでの期間、負荷電流Ilaodにリップル成分が含まれる可能性があるが、第3の期間において容量性素子21に高電圧が印加されることおよび容量性素子21を介して大電流が流れることが十分に防止される。
 制御部5の出力制御部51および切替制御部52の機能は、電子回路等のハードウェアで実現されてもよく、ソフトウェアで実現されてもよい。図11は、制御部5の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。図11の例では、制御部5が、処理装置(プロセッサ)501および記憶装置(メモリ)502を備える。処理装置501は、例えばCPU(中央演算処理装置)であり、記憶装置502に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、出力制御部51および切替制御部52の機能を実現することができる。処理装置501としては、ASIC(特定用途向け集積回路)、DSP(Digital Signal Processor)、FPGA(Field Programmable Gate Array)等が用いられてもよい。また、記憶装置502としては、ROM(Read only Memory)、RAM(Random Access Memory)、HDD(Hard disk drive)等が用いられてもよい。
 なお、図1の出力制御部51と切替制御部52とが互いに別個のハードウェアにより実現されてもよい。この場合、出力制御部51と切替制御部52とが信号線を介して互いに接続され、その信号線を介して出力制御部51と切替制御部との間で各種情報(例えば上記の電圧情報)が伝達される。
実施の形態2.
 本発明の実施の形態2に係るMRI装置について説明する。図12は、本発明の実施の形態2に係るMRI装置の構成を示す図である。
 図12に示すように、MRI装置1000は、上記実施の形態1に係る電源装置100を備えるとともに、上記の誘導性負荷20に相当する傾斜磁場コイル200を備える。本実施の形態では、傾斜磁場をX軸方向、Y軸方向、Z軸方向に発生させるため、3軸分の電源装置100および傾斜磁場コイル200がそれぞれ設けられる。なお、図12においては、3軸分の傾斜磁場コイル200が簡略的に1つの傾斜磁場コイル200として示される。
 また、MRI装置1000は、載置部201、静磁場電源202、静磁場コイル203、送信部204、受信部206、画像データ生成部207、表示部208およびシーケンサ210をさらに備える。
 載置部201に被検体Mが載置される。被検体Mは、例えば人体である。静磁場電源202は、静磁場コイル203に電力を供給する。静磁場コイル203は、静磁場電源202から供給された電力により励磁され、載置部201に載置された被検体Mに対して静磁場を発生する。各電源装置100は、対応する傾斜磁場コイル200に電力を供給する。各傾斜磁場コイル200は、電源装置100から供給された電力により励磁され、載置部201に載置された被検体Mに対して傾斜磁場を発生する。
 送信部204は、載置部201に載置された被検体Mに対してRF(RadioFrequency)パルスを照射するRFコイルを含む。送信部204からのRFパルスの照射により、被検体Mにおいて核磁気共鳴が生じる。受信部206は、核磁気共鳴によって生じる核磁気共鳴信号を受信する受信コイルを含む。画像データ生成部207は、受信部206により受信された核磁気共鳴信号に基づいて被検体Mの断層画像データを生成する。表示部208は、受信部206により生成された断層画像データに基づいて、被検体Mの断層画像を表示する。断層画像に基づいて、被検体Mを診断することができる。シーケンサ210は、送信部204および画像データ生成部207を制御する。また、シーケンサ210は、実施の形態1における外部装置に相当し、各電源装置100に電流指令Iout*を与えることにより、各電源装置100を制御する。
 3つの電源装置100からX軸、Y軸およびZ軸にそれぞれ対応する傾斜磁場コイル200にそれぞれ矩形波電流が供給されることにより、3軸の傾斜磁場が合成される。各軸の傾斜磁場は強力な静磁場に重畳されて被検体Mに印加される。
 静磁場に置かれた原子核スピンが固有の周波数(ラーモア周波数)の電磁波と共鳴する核磁気共鳴により原子核スピンは励起され、その後の緩和に伴って発生する核磁気共鳴信号を受信部206が取得し、その核磁気共鳴信号を画像データ生成部207が断層画像データに変換する。
 上記のように、各電源装置100においては、高スルーレート性能および低リップル性能を確保しつつ、容量性素子21の小型化および低コスト化が可能である。各電源装置100の高スルーレート性能が確保されることにより、MRI装置1000が短時間で撮像を行うことができる。また、各電源装置100の低リップル性能が確保されることにより、傾斜磁場コイル200による傾斜磁場の変動が抑制され、MRI装置1000によって生成される画像の品質を高めることができる。さらに、容量性素子21の小型化および低コスト化によって電源装置100が小型化および低コスト化が実現されると、MRI装置1000の小型化および低コスト化も可能となる。
他の実施の形態.
 上記実施の形態においては、バイパス部2が切替部4および容量性素子21を含み、切替部4がオン状態である場合に容量性素子21によって電力出力部1の出力電流からリップル成分が除去されるが、バイパス部2の構成はこれに限らない。例えば、カットオフ周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ、共振周波数付近の周波数成分を除去するノッチフィルタ、トランスの磁気結合を利用してリップル相殺しつつ高周波成分を除去するリップルキャンセル回路等がバイパス部2に含まれてもよい。
 上記実施の形態では、負荷電流Iloadが電流指令Iout*に追従するように、出力制御部51が電力出力部1を制御するが、出力制御部51による電力出力部1の制御態様はこれに限定されない。例えば、負荷電流Iloadの目標値の変化が予め定められ、その目標値の変化に追従するように、出力制御部51が電力出力部1を制御してもよい。
 上記実施の形態1に係る電源装置100は、MRI装置に限らず、加速装置等の誘導性負荷を備える他の装置に用いることが可能である。
 本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、1つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
 従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
 1 電力出力部
 1A,1B 出力端子
 2 バイパス部
 4 切替部
 5 制御部
 6 電流検出部
 10,10A,10B,10C,10D 単位変換器
 12 直流コンデンサ
 21 容量性素子
 51 出力制御部
 52 切替制御部
 100 電源装置
 101,102 入出力端子
 111,112,113,114 半導体スイッチング素子
 200 傾斜磁場コイル
 201 載置部
 202 静磁場電源
 203 静磁場コイル
 204 送信部
 206 受信部
 207 画像データ生成部
 208 表示部
 210 シーケンサ
 1000 MRI装置
 L1,L2 リアクトル
 M 被検体

Claims (11)

  1.  誘導性負荷が接続される第1および第2の出力端子を有し、前記第1および第2の出力端子から前記誘導性負荷に絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力可能に構成された電力出力部と、
     容量性素子および切替部を含み、前記誘導性負荷と並列に前記第1および前記第2の出力端子に接続されるバイパス部と、
     前記電力出力部を制御する出力制御部と、
     前記切替部を制御する切替制御部とを備え、
     前記容量性素子と前記切替部とは互いに直列に接続され、
     前記切替部は、前記容量性素子を前記第1および第2の出力端子に電気的に接続するオン状態と、前記容量性素子を前記第1および第2の出力端子から電気的に切り離すオフ状態とに切替可能に構成される、電源装置。
  2.  前記出力制御部は、第1の期間に前記誘導性負荷に供給される負荷電流が基準値から目標値に向かって変化し、前記第1の期間に続く第2の期間に前記負荷電流が前記目標値に維持され、前記第2の期間に続く第3の期間に前記負荷電流が前記目標値から前記基準値に向かって変化するように、前記電力出力部を制御し、
     前記切替制御部は、前記第1の期間における前記負荷電流の変化時に前記切替部がオフ状態に維持され、前記第3の期間における前記負荷電流の変化時に前記切替部がオフ状態に維持され、前記第2の期間の少なくとも一部において前記切替部がオン状態に維持されるように、前記切替部を制御する、請求項1に記載の電源装置。
  3.  前記出力制御部は、前記第1および第3の期間における前記電力出力部の出力電圧の実効値が前記第2の期間における前記電力出力部の出力電圧の実効値よりも大きくなるように、前記電力出力部を制御する、請求項2に記載の電源装置。
  4.  前記出力制御部は、前記第1の期間において前記電力出力部の出力電圧が第1の値に維持され、前記第3の期間において前記電力出力部の出力電圧が第2の値に維持され、前記第2の期間において前記電力出力部の出力電圧が第3の値と第4の値との間で周期的に変化するように、前記電力出力部を制御し、
     前記第1の値の絶対値は、前記第3の値の絶対値よりも大きくかつ前記第4の値の絶対値よりも大きく、前記第2の値の絶対値は、前記第3の値の絶対値よりも大きくかつ前記第4の値の絶対値よりも大きい、請求項3に記載の電源装置。
  5.  前記切替制御部は、前記電力出力部の出力電圧の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項1~4のいずれか一項に記載の電源装置。
  6.  前記出力制御部は、前記誘導性負荷に供給されるべき電流の大きさを示す電流指令に基づいて、前記誘導性負荷に供給される負荷電流が前記電流指令に追従するように前記電力出力部を制御し、
     前記切替制御部は、前記電流指令の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項1~4のいずれか一項に記載の電源装置。
  7.  前記誘導性負荷に供給される負荷電流を検出する電流検出部をさらに備え、
     前記切替制御部は、前記電流検出部により検出される前記負荷電流の変化に基づいて、前記切替部を前記オン状態と前記オフ状態とに切り替える、請求項1~4のいずれか一項に記載の電源装置。
  8.  前記切替制御部は、切替信号により前記切替部を制御し、
     前記切替信号が第1の状態である場合に前記切替部がオフ状態となり、前記切替信号が第2の状態である場合に前記切替部がオン状態となり、
     前記切替制御部は、前記第2の期間の開始時点、または前記第2の期間の開始時点よりも後の時点であって前記第2の期間内の時点で、前記切替部が前記オフ状態から前記オン状態に切り替えられるように、前記第2の期間の開始時点よりも前の時点で前記切替信号を前記第1の状態から前記第2の状態に変化させる、請求項2~4のいずれか一項に記載の電源装置。
  9.  前記切替制御部は、切替信号により前記切替部を制御し、
     前記切替信号が第1の状態である場合に前記切替部が前記オフ状態となり、前記切替信号が第2の状態である場合に前記切替部が前記オン状態となり、
     前記切替制御部は、前記第2の期間の終了時点、または前記第2の期間の終了時点よりも前の時点であって前記第2の期間内の時点で、前記切替部が前記オン状態から前記オフ状態に切り替わるように、前記第2の期間の終了時点よりも前の時点で前記切替信号を前記第2の状態から前記第1の状態に変化させる、請求項2~4のいずれか一項に記載の電源装置。
  10.  前記電力出力部は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子および直流電圧部を有する複数の単位変換器を含み、
     前記出力制御部は、前記単位変換器の前記複数の半導体スイッチング素子のオンオフを制御することにより、前記電力出力部から絶対値が互いに異なる3レベル以上の電圧を選択的に出力させる、請求項1~9のいずれか一項に記載の電源装置。
  11.  請求項1~10のいずれか一項に記載の電源装置と、
     静磁場を発生する静磁場コイルと、
     前記誘導性負荷として、前記電源装置から電力が供給されることにより傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルとを備え、
     前記傾斜磁場コイルから発生された傾斜磁場が前記静磁場コイルにより発生された静磁場に重畳されて被検体に印加される、磁気共鳴画像診断装置。
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