JPWO2017038294A1 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
Description
スイッチング素子Q1,Q2,Q7,Q8がON、スイッチング素子Q3,Q4,Q5,Q6がOFFである状態では、図3(A)に示す経路で電流が流れる。この場合の出力電圧VoはV1である。この場合、電圧Vu=V1、電圧Vv=0、電圧Vo=Vu−Vv=V1である。
スイッチング素子Q3,Q4,Q5,Q6がON、スイッチング素子Q1,Q2,Q7,Q8がOFFである状態では、図3(B)に示す経路で電流が流れる。この場合、トランスT1の1次巻線n1には、図3(A)の場合と反対の極性の電圧が印加され、電圧Vu=0、電圧Vv=V1、電圧Vo=Vu−Vv=−V1である。
スイッチング素子Q1,Q3,Q6,Q8がON、スイッチング素子Q2,Q4,Q5,Q7がOFFである状態では、図3(C)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=V1−Vc1である。ここでVc1は第1充放電コンデンサCf1の充電電圧である。Vc1=V1/2であるとすると、電圧Vu=V1/2である。また、電圧Vv=Vc2である。ここでVc2は第2充放電コンデンサCf2の充電電圧である。Vc2=V1/2であるとすると、電圧Vu=V1/2である。そして、電圧Vo=Vu−Vv=0である。
スイッチング素子Q1,Q3,Q7,Q8がON、スイッチング素子Q2,Q4,Q5,Q6がOFFである状態では、図5(A)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=V1−Vc1=V1/2、電圧Vv=0、電圧Vo=Vu−Vv=V1/2である。また、スイッチング素子Q2,Q4,Q7,Q8がON、スイッチング素子Q1,Q3,Q5,Q6がOFFである状態では、図5(B)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=Vc1=V1/2、電圧Vv=0、電圧Vo=Vu−Vv=V1/2である。なお、電圧Vuは、図5(A)の状態時に第1充放電コンデンサCf1に充電された電圧Vc1である。
スイッチング素子Q3,Q4,Q5,Q7がON、スイッチング素子Q1,Q2,Q6,Q8がOFFである状態では、図6(A)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=0、電圧Vv=V1−Vc2=V1/2、電圧Vo=Vu−Vv=−V1/2である。また、スイッチング素子Q3,Q4,Q6,Q8がON、スイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q7がOFFである状態では、図6(B)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=0、電圧Vv=Vc2=V1/2、電圧Vo=Vu−Vv=−V1/2である。なお、電圧Vvは、図6(A)の状態時に第2充放電コンデンサCf2に充電された電圧Vc2である。
C2…入力コンデンサ
Cf1…第1充放電コンデンサ
Cf2…第2充放電コンデンサ
L1…共振コイル
Q1〜Q12…スイッチング素子
T1…トランス
1…DC−DCコンバータ
IO1,IO2,IO3,IO4…入出力端子
n1…1次巻線
n2…2次巻線
10,20…フルブリッジ回路
21…出力電圧検出回路
22…負荷電流検出回路
31,32…制御部
スイッチング素子Q1,Q3,Q6,Q8がON、スイッチング素子Q2,Q4,Q5,Q7がOFFである状態では、図3(C)に示す経路で電流が流れる。この場合、電圧Vu=V1−Vc1である。ここでVc1は第1充放電コンデンサCf1の充電電圧である。Vc1=V1/2であるとすると、電圧Vu=V1/2である。また、電圧Vv=Vc2である。ここでVc2は第2充放電コンデンサCf2の充電電圧である。Vc2=V1/2であるとすると、電圧Vv=V1/2である。そして、電圧Vo=Vu−Vv=0である。
Claims (4)
- 直流電圧V1が入力される入力部と、
直流電圧V2が出力される出力部と、
前記入力部に接続される第1フルブリッジ回路と、
前記出力部に接続される第2フルブリッジ回路と、
磁気結合する第1巻線及び第2巻線を有し、前記第1巻線が前記第1フルブリッジ回路に接続され、前記第2巻線が前記第2フルブリッジ回路に接続されたトランスと、
前記第1フルブリッジ回路をスイッチング制御する制御部と、
を備え、
前記第1フルブリッジ回路は、
第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、第3スイッチング素子及び第4スイッチング素子が順次直列接続された第1直列回路と、
前記第1直列回路に並列接続され、第5スイッチング素子、第6スイッチング素子、第7スイッチング素子及び第8スイッチング素子が順次直列接続された第2直列回路と、
前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の接続点と、前記第3スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子の接続点とに接続された第1フローティングキャパシタと、
前記第5スイッチング素子及び前記第6スイッチング素子の接続点と、前記第7スイッチング素子及び前記第8スイッチング素子の接続点とに接続された第2フローティングキャパシタと、
を有し、
前記トランスの前記第1巻線は、
一端が前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子との接続点に接続され、他端が前記第6スイッチング素子と前記第7スイッチング素子との接続点に接続され、
前記制御部は、
前記トランスの前記第1巻線の両端に印加される電圧が、前記直流電圧V1となるように前記第1〜第8スイッチング素子を制御するフルブリッジ動作モードと、
前記トランスの前記第1巻線の両端に印加される電圧が、前記直流電圧V1の半分となるように前記第1〜第8スイッチング素子を制御するハーフブリッジ動作モードと、
の少なくとも2つのモードで前記第1フルブリッジ回路をスイッチング制御する、
DC−DCコンバータ。 - 前記制御部は、
前記第1フルブリッジ回路の駆動周波数の1周期中に、前記フルブリッジ動作モードと前記ハーフブリッジ動作モードとを切り替えることによって、前記第1フルブリッジ回路から5レベルの電位を出力する、
請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 - 前記入力部は、直流電圧を入出力する第1入出力部であり、
前記出力部は、直流電圧を入出力する第2入出力部であり、前記第1入出力部に入力される電圧は、前記第2入出力部に入力される電圧よりも高い、
請求項1又は2に記載のDC−DCコンバータ。 - 前記出力部に接続される負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出手段をさらに備え、
前記制御部は、
前記負荷電流検出手段によって検出された結果に基づいて、前記フルブリッジ動作モードと前記ハーフブリッジ動作モードとを切り替える、
請求項1から3の何れかに記載のDC−DCコンバータ。
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