JP5528543B2 - 漏れ電流低減装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば交流電源に接続され任意の交流電圧を出力する電力変換装置等で発生する漏れ電流を低減する漏れ電流低減装置に関する。

従来の漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置において、例えばインバータ装置と三相モータとの間に配線されている三相電源線に発生する高周波漏れ電流を低減するために、高周波漏れ電流を検出する電流検出コイルと、検出された高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、増幅された高周波漏れ電流を逆位相で三相電源線に電磁的に注入する整合コイルとにより、高周波漏れ電流を低減させるものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開平０９−２１５３４１号公報（段落番号００１５及び図１）

従来の高周波漏れ電流低減装置においては、コモンモードの高周波漏れ電流を電流検出コイルで検出する。この電流検出コイルで検出された高周波漏れ電流は、高周波増幅器に供給されて電力増幅されるものである。しかし高調波増幅器や検出回路の遅れ時間により高調波漏れ電流と整合コイルに供給される電流の位相が反転し、インバータ装置から供給される高調波漏れ電流を増幅してしまうことが生じる。また、配線やそれに接続された機器のインピーダンスや整合コイルや電流検出コイルのインダクタンスなどにより、高調波増幅器が共振を起こし系統に無駄な電力を供給、もしくは高調波漏れ電流を増幅してしまうことが生じる。このため、コモンモードのノイズ電流の低減効果が期待できないという問題点があった。

また、コモンモードの高周波漏れ電流は増幅された後に、整合コイルを介して三相電源線に逆位相で電磁的に注入される。このようにして、零相の高周波漏れ電流に対して供給される逆位相電流が等しい場合、互いに打消し合うため高周波漏れ電流をゼロにすることができるものであり、注入する電流の振幅と位相が所望の値の場合に高周波漏れ電流がゼロとなる。しかし、実際には部品のバラつきや温度変化等により、十分なノイズ低減効果が得られなくなるという問題点があった。またこれらの影響をキャンセルするための制御回路を接続すると、部品点数が増加し回路が複雑化するという問題点があった。

さらに、インバータ装置と三相モータとの間の三相電源線に高周波漏れ電流低減装置が設置される場合、インバータ装置にエネルギーを供給する電源側については考慮されていない。例えば、電源側が交流電源でありこれを直流に変換してインバータ装置にエネルギーを供給する場合において、直流に変換する整流装置から発生する高周波漏れ電流の低減策については考慮されていないという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、簡易な構成で漏れ電流を低減でき、かつ安定に動作する漏れ電流低減装置を得ることを目的とする。

この発明に係る漏れ電流低減装置においては、電圧検出手段と入力側フィルタと電圧増幅器と電圧印加手段とを有し、第１の電気装置と第２の電気装置との間に接続線を介して挿入される漏れ電流低減装置であって、上記電圧検出手段は、主巻線と漏れ電流検出用の巻線とを有し、上記主巻線は上記接続線を介して上記第１の電気装置と上記第２の電気装置との間に挿入され、上記漏れ電流検出用の巻線により上記接続線を流れる漏れ電流を検出電圧として検出するものであり、
上記入力側フィルタは、上記検出電圧が入力され、該検出電圧の周波数別の大きさと位相を調整して出力するものであり、上記電圧増幅器は、上記入力側フィルタの出力を増幅して出力電圧として出力するものである。

この発明によると、簡易な構成で漏れ電流を低減でき、かつ安定に動作する漏れ電流低減装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態１である高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。 図２のコンバータの詳細を示す回路図である。 図２のインバータの詳細を示す回路図である。 図１の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。 従来の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。 実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置の別の接続例を示す接続図である。 実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置のさらに別の接続例を示す接続図である。 実施の形態４である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。

実施の形態１．
図１〜図６は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は高周波漏れ電流低減装置を示す構成図、図２は高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。図３はコンバータの詳細を示す回路図、図４はインバータの詳細を示す回路図である。図５は図１の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図、図６は従来の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。図１において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置１００は第１及び第２のコモンモードトランス１，２及び電圧増幅器３を有する。電圧検出手段としての第１のコモンモードトランス１は、主巻線としての三相の巻線１１，１２，１３と電圧検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線１４を有する。巻線１１，１２，１３及び巻線１４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線１１〜１４の極性は図１において巻線の横に●で示す極性になるようにして巻回されている。

電圧印加手段としての第２のコモンモードトランス２は、主巻線としての三相の巻線２１，２２，２３と電圧印加用の巻線としてのコモンモード電圧印加用の巻線２４を有する。巻線２１，２２，２３及び巻線２４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線２１〜２４の極性は図１において巻線の横に●で示す極性になるようにして巻回されている。第１のコモンモードトランス１と第２のコモンモードトランス２とは三相の接続線８ｒ，８ｓ，８ｔにより接続されている。電圧増幅器３は、自己の動作用電力の供給を受ける電源端子３ａ，３ｂ及び半導体素子としての電圧増幅用のトランジスタ３ｄを有するオペアンプにて構成され、図示しない外部電源から動作用電力の供給を受ける。コモンモード電圧検出用の巻線１４の出力はフィルタ６を介して電圧増幅器３の正側端子に供給され、トランジスタ３ｄにて電圧増幅されて出力電圧として出力側フィルタとしてのコンデンサ７を介してコモンモード電圧印加用の巻線２４に印加される。また、コモンモード電圧検出用の巻線１４の一方の端子は接地されている。なお、電圧増幅器３の負側端子にアースとの間に抵抗９ａが接続され、電圧増幅器３の出力端子との間に抵抗９ｂが接続され、ゲイン（Ｇ）を、抵抗９ａ，９ｂの抵抗比によって調整可能なようにしている。フィルタ６は、それぞれの通過周波数範囲を調整可能にされた図示しない複数の個別フィルタが並列あるいは直列もしくは直並列に接続されたものであり、各個別フィルタの定数を調整することにより周波数ごとのゲインを調整できるようにされている。周波数ごとのゲイン調整はフィルタではなく電圧増幅器３にて調整してもよいが、本実施の形態ではフィルタ６にて行う場合について説明する。

以上のように構成された高周波漏れ電流低減装置１００は、図２に示すように、高周波漏れ電流低減装置１００の第１のコモンモードトランス１が三相Ｒ，Ｓ，Ｔの接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔにより第１の電気装置としての交流電源４０に接続されている。第２のコモンモードトランス２が三相Ｒ，Ｓ，Ｔの接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔにより第２の電気装置としてのコンバータ４１に接続されている。コンバータ４１は、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子及び半導体素子としてのＩＧＢＴ４１ａ（詳細は図３参照）を開閉制御することにより三相交流を可変電圧の直流に変換する。コンバータ４１に接続線４９Ｐ，４９Ｎを介してインバータ４２が接続されている。このインバータ４２から接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔを介して負荷としての三相モータ４３に可変周波数可変電圧の三相交流が供給される。なお、インバータ４２は、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子及び半導体素子としてのＩＧＢＴ４２ａ（詳細は図４参照）を、相電圧指令と所定周波数の三角波または鋸波状のキャリアとを大小比較して発生するＰＷＭ信号により開閉制御することにより直流を可変電圧可変周波数の交流に変換する。なお、周知のように交流電源４０、コンバータ４１、インバータ４２、三相モータ４３及び第１及び第２のコモンモードトランス１，２の図示しないフレームないし筐体は接地（ＧＮＤ、アース）されており、大地浮遊静電容量を介して漏れ電流が流れる。

次に、動作について説明する。第１のコモンモードトランス１は、そのコモンモード電圧検出用の巻線１４により三相の接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔすなわち巻線１１，１２，１３に流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出する。高周波漏れ電流は、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの帯域のものが一般的であるが、この帯域に限定されず適用することができる。コモンモード電圧Ｖ１は、フィルタ６を介して電圧増幅器３に入力され、ゲイン（Ｇ）倍に増幅されて、出力電圧Ｖ３が出力される。ゲイン（Ｇ）は、抵抗９ａ，９ｂの抵抗比によって決定する。フィルタ６は、複数の個別フィルタにより構成され、例えばインバータのキャリア周波数以下や、規格で定められた周波数範囲外、系統のインピーダンスにより電圧増幅器３が共振してしまう周波数における検出値のゲインを小さくするように設定する、もしくは低減対象となる周波数のゲインを高く調整するなど、フィルタ６の周波数別のゲインと位相を調整することができる。出力電圧Ｖ３は、コンデンサ７を介して直流成分が除去され第２のコモンモードトランス２のコモンモード電圧印加用の巻線２４にコモンモード電圧Ｖ１と位相がほぼ一致するようにして電圧Ｖ４として印加される。これにより、三相Ｒ，Ｓ，Ｔの巻線２１，２２，２３に上記高周波漏れ電流に対してインダクタンスとして作用するコモンモード電圧Ｖ１と位相がほぼ一致する印加電圧としての電圧Ｖ４が印加されるすなわち電圧が発生する。

すなわち、第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電流により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出し、フィルタ６により周波数別のゲインが調整された電圧Ｖ２として出力される。この電圧Ｖ２を電圧増幅器３でＧ倍に増幅した出力電圧Ｖ３が電圧増幅器３から出力される。出力電圧Ｖ３は、コンデンサ７を通過することにより直流成分が除去され交流成分が電圧Ｖ４としてコンデンサ７から出力される。この電圧Ｖ４が第２のコモンモードトランス２の巻線２４にコモンモード電圧Ｖ１と位相がほぼ一致するようにして印加される。これにより、コモンモードトランス２を用いて巻き線１１，１２，１３に流れるコモンモード電流を電圧増幅器３より供給する。コモンモードトランス２よりコモンモード電流を供給する事により、三相ＲＳＴから供給されるコモンモード電流が小さくなるため、コモンモードトランス１により検出される電圧値Ｖ１が小さくなるため、必要以上の電圧増幅器３からのコモンモード電流の供給を抑えることができる。このため、電圧増幅器３のゲインの制限は上記フィルタの定数を調整することにより１倍以上に設定することができる。

ここで、図２に示すように接続された高周波漏れ電流低減装置１００の等価回路を図５に示す。図５において、図２におけるコンバータ４１及びインバータ４２がノイズ発生源であり、まとめてノイズ電圧源８００として表し、そのノイズ電圧をｅとする。ノイズ電圧源８００のコモンモードインピーダンスをＺ、交流電源４０のコモンモードインピーダンスをＺｍとする。第１のコモンモードトランス１の等価回路を一次側及び二次側巻線８０１ａ，８０１ｂ（巻き数比１：１とする）を有するトランス回路８０１で表す。

第２のコモンモードトランス２の等価回路を一次側及び二次側巻線８０２ａ，８０２ｂ（巻き数比１：１とする）を有するトランス回路８０２で表す。電圧増幅器３の等価回路を増幅器回路８０３で表す。トランス回路８０１の二次側巻線８０１ｂ（コモンモード電圧検出用の巻線１４）に増幅器回路８０３が接続され、その入力インピーダンスは高いため二次側巻線８０１ｂに電流は僅かしか流れない。従って、トランス回路８０１の一次側巻線８０１ａには、コモンモード電流Ｊ２により電圧Ｖ１が発生する。また、トランス回路８０２の二次側巻線８０２ｂ（巻線２４）の両端には、増幅器回路８０３によりゲインＧ倍に増幅された電圧Ｖ３がコンデンサ７を介して巻線８０２ｂに印加される。従って、トランス回路８０２の一次側巻線８０２ａの両端に発生する電圧Ｖ４により、コモンモード電流Ｊ２が抑制される。

一方、従来の漏れ電流低減装置の等価回路を図６に示す。図６において、電流を検出するためのトランス回路９０１、電流を注入するためのトランス回路９０２、及び電流注入源としてのトランジスタにて構成された電流増幅回路９０３が図示のように接続されている。トランス回路９０１は、一次側及び二次側巻線９０１ａ，９０１ｂを有する。トランス回路９０２は、一次側及び二次側巻線９０２ａ，９０２ｂを有する。トランス回路９０１の二次側巻線９０１ｂに電流増幅回路９０３が接続され、トランス回路９０１により検出されたコモンモード電流Ｊ３をｋ倍に増幅して、電流Ｊ４（＝Ｊ３×ｋ）を出力する。電流Ｊ４はトランス回路９０２の主巻線側である一次側巻線９０２ａに流れる。ここで、ｋ＝１を想定すると、図６中のいずれの電線においてもコモンモード電流は打ち消しあう。このようにしてコモンモード電流Ｊ３が抑制される。ところが、実際には部品のバラつきや温度変化等によりｋ＝１の条件が外れて、十分なノイズ低減効果が得られなくなるという問題点がある。

しかし、本実施の形態によれば第２のコモンモードトランス２の巻線２１、２２、２３の両端におけるインダクタンスが増加するため、三相の巻線２１、２２、２３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。また、電圧増幅器３は、例えばオペアンプによる簡単な増幅回路を適用できるため、構成を簡易化することができる。

以上のように、三相の巻線２１、２２、２３にコモンモードの電圧が発生するため、第１のコモンモードトランス１のインダクタンスがフィルタ６及び電圧増幅器３により周波数別に調整されたゲインＧ倍のインダクタンスが第２のコモンモードトランス２の両端に発生したことと等価になる。フィルタ６の設定は、例えば複数のハイパスフィルタとローパスフィルタとを組み合わせて周波数別のゲインを調整し、ノイズが大きく発生している周波数帯のゲインを大きくする。なお、コモンモード電圧印加用の巻線２４に印加される出力電圧Ｖ４は、コモンモード電圧Ｖ１と厳密に位相が一致しなくてもよく、この発明の目的を損なわない範囲ですなわちほぼ同じ位相に印加されればよい。

このように、フィルタ６やコンデンサ７により選別された周波数において、第２のコモンモードトランス２の巻線２１、２２、２３の両端におけるインダクタンスが増加するため、三相の巻線２１、２２、２３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。また、電圧増幅器３は、例えばオペアンプによる簡単な増幅回路を適用できるため、構成を簡易化することができる。さらに、ノイズ検出にトランス（コモンモードトランス）を用いることで、主回路である接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔ及び接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔに対してフィルタ６及び電圧増幅器３を絶縁し、フィルタ６を介してノイズ成分のみ検出することができる。このため、フィルタ６及び電圧増幅器３に使用する電子部品は耐圧の大きなものを使用する必要がなく、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
なお、ノイズの発生状況に応じてコンデンサ７のみもしくはフィルタ６のみを設けた構成としてもよい。

また、第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電圧Ｖ１を検出するが、巻線１４の両端電圧を精度良く検出できるように電圧増幅器３の入力インピーダンスは大きい値に設定されている。これは、入力インピーダンスを小さくするとコモンモード電圧Ｖ１の検出精度が低下するためである。一方、従来例ではコモンモード電流を検出する必要があるため、入力インピーダンスは比較的小さく設定して電流を流す必要がある。このため、従来例では電流検出用のトランス（電流検出用コイル）で発生するコモンモード電圧は巻線（図１の巻線１４に相当）の出力側で概ね短絡されるためコモンモードインピーダンスが殆ど発生しない。一方、この実施の形態では第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電圧が発生する状態で電圧を検出するため、第１のコモンモードトランス１により発生するコモンモードインピーダンスによるノイズ低減効果が重畳され、さらなるノイズ低減効果を奏する。

また、電圧増幅器３の接続される回路のインピーダンス、内蔵する図示しないオペアンプの遅れ時間などの特性により、検出したコモンモード電圧Ｖ１とオペアンプの出力電圧Ｖ３の位相が反転してしまう周波数や配線の共振周波数においては、電圧増幅器３がノイズを増幅してしまう現象が発生する。さらに、インバータが接続されている場合（詳細は後述する実施の形態３である図８の高周波漏れ電流低減装置３００及びインバータ４２参照）、インバータのキャリアの周波数付近など除去する必要のない低い周波数領域のノイズが混在するため、上記周波数帯のゲインを上記フィルタにより下げることにより、ノイズを増幅することなく低減したい周波数帯のノイズのみを低減することができる。

また、フィルタ６の定数を調整することにより、位相が反転する周波数を調整することができるため、オペアンプなどの遅れ時間などに起因する電圧増幅器３から出力される出力電圧Ｖ４（第２のコモンモードの巻線２４に印加される電圧である）の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する周波数を調整することができる。これにより、位相反転する周波数帯のゲインに余裕がとれるため、低減したい周波数帯のノイズに対するオペアンプのゲインを大きくとることができ、安定に動作させることができる。周波数帯は、例えばノイズ規格で決められた周波数帯である１５０ｋＨｚ以上の周波数帯域や、系統や母線のノイズを測定した結果を基にノイズ成分の大きかった周波数帯域になるようにフィルタ定数を調整し、これら周波数帯域の漏れ電流によるノイズを効果的に低減できるようにする。

また、電圧増幅器３のオペアンプの出力電圧Ｖ３にオフセットなどにより直流成分が発生している場合、オペアンプ出力が直接第２のコモンモードトランス２に印加されると、オペアンプに接続された負荷が第２のコモンモードトランス２の巻き線の抵抗分のみとなりほぼ短絡状態となってしまうため、正常に動作しなくなったり、余分な制御電力が必要となってしまう。しかし、この実施の形態においては、オペアンプの出力電圧Ｖ２はコンデンサ７を介し第２のコモンモードトランス２に入力されるため、オフセット電圧などによる直流電流がコンデンサ７により遮断されるため、オペアンプの過電流動作を防止し、正常に動作させることができる。

ところで、コンバータ４１のＦＥＴ４１ａやインバータ４２のＩＧＢＴ４２ａなどのスイッチング素子として、昨今、ワイドバンドギャップ半導体の例として炭化珪素（シリコンカーバイド、ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等にて形成されたスイッチング素子が用いられ、スイッチング動作をさらに高速化できるようになってきたが、高速化と相まってノイズの発生量が増加傾向にある。この実施の形態の高周波漏れ電流低減装置によれば、上記のような問題点があっても、スイッチング素子の種類を選ぶことなく高周波漏れ電流を低減して発生するノイズを小さくするように動作可能である。従って、炭化珪素等にて形成され高速でスイッチング動作するスイッチング素子が発生するノイズを効果的に低減できる。また同様に、電圧増幅器３において、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体にて形成されたＦＥＴ３ｄなどの半導体素子によって増幅する場合であっても、ノイズ発生の影響を軽減し、高周波の漏れ電流を低減することができる。

なお、図２に示すように、交流電源４０とコンバータ４１との間に高周波漏れ電流低減装置１００を設置すると、コンバータ４１やインバータ４２が発生する全てのコモンモード電流が抑制の対象となるため、交流電源４０へのノイズ伝播を効果的に抑制することができる。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図７において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置２００は、図２における高周波漏れ電流低減装置１００の代わりに用いられているものであり、電圧増幅器３の動作用電力（電源）を、接続線９１ｓ，９１ｔから供給するものである。高周波漏れ電流低減装置２００は、ダイオード３０の陽極側がＳ相の接続線９１ｓに接続され、陰極側は抵抗３１を介してコンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路のコンデンサ３３側に接続されている。コンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路のコンデンサ３４側はＴ相の接続線９１ｔに接続され、コンデンサ３３とコンデンサ３４との接続点は接地されている。また、コンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路に並列にツェナーダイオード３２が接続されている。

Ｓ相及びＴ相の接続線９１ｓ，９１ｔ間には交流電圧が発生するので、ダイオード３０により半波整流され、抵抗３１とツェナーダイオード３２により分圧されて、コンデンサ３３及び３４において電圧増幅器３を駆動するための電源４及び５が得られる。なお、電源４及び５は、電圧増幅器３の電源端子３ａ，３ｂに接続される。その他の構成については、図１〜図４に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

このように、この実施の形態によれば、電圧増幅器３を駆動する直流の電源４，５を交流電源側から供給できるため、絶縁トランスやフライバックコンバータが不要となり、電源部分の小型化、低コスト化を図ることができる。
なお、図７では接続線９１ｓ，９１ｔを用いて交流電源４０（図２参照）から電圧増幅器３を駆動する直流の電源４，５を得ているが、接続線８ｒ，８ｓ，８ｔから整流して直流の電源を得てもよいし、図２における接続線４９Ｐと接続線４９Ｎとの間に同様のコンデンサ２個の直列回路を接続して直流の電源を得るようにしても同様の効果を奏する。

実施の形態３．
図８、図９は、実施の形態３を示すものであり、図８は高周波漏れ電流低減装置の別の接続例を示す接続図、図９はさらに別の接続例を示す接続図である。図８において、交流電源４０に第１の電気装置としてのコンバータ４１が接続され、このコンバータ４１と第２の電気装置としてのインバータ４２との間に漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置３００が介挿されている。インバータ４２の交流出力側は三相モータ４３に接続され、三相モータ４３を可変電圧可変周波数の三相交流で駆動する。なお、高周波漏れ電流低減装置３００は、直流側に設置されるのでその直流が流れる主巻線が２つですむなど交流側に設置される図１に示した高周波漏れ電流低減装置１００とは構成が若干異なるが、図１に示した高周波漏れ電流低減装置１００と同様の機能を有するものである。

以上のように、インバータ４２が接続されている場合、インバータ４２のキャリアの周波数付近など除去する必要のない低い周波数領域のノイズが混在するため、上記周波数帯のゲインをフィルタ６により下げることにより、ノイズを増幅することなく低減したい周波数帯のノイズのみを低減することができる。また、このようにコンバータ４１とインバータ４２との間に設置すると、接続線は正負（４９Ｐと４９Ｎ）の２本しか存在しないため、第１のコモンモードトランス１及び２の巻線を各１個ずつ減らすことができ、高周波漏れ電流低減装置のさらなる小型化・低コスト化が実現できる。

また、図９に示すように第１の電気装置としてのインバータ４２と第２の電気装置としての三相モータ４３との間に漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置４００を設置し、これらを図９における高周波漏れ電流低減装置４００の左方の接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔ及び図９における高周波漏れ電流低減装置４００の右方の接続線９６ｒ，９６ｓ，９６ｔにて接続することもできる。なお、高周波漏れ電流低減装置４００は、仕様は若干異なるが図１の高周波漏れ電流低減装置１００と同様の機能を有するものである。
なお、電圧増幅器３を駆動する直流の電源は、図８の高周波漏れ電流低減装置３００においては、コンバータ４１側の接続線４９Ｐ，４９Ｎあるいはインバータ４２側の接続線４９Ｐ，４９Ｎから得てもよい。また、図９の高周波漏れ電流低減装置４００においては図８に示した高周波漏れ電流低減装置３００と同様にして接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔあるいは接続線９６ｒ，９６ｓ，９６ｔから交流を得て、この交流を整流して直流の電源を得るようにすることもできる。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４を示す高周波漏れ電流低減装置の構成図である。図１０においいて、高周波漏れ電流低減装置６００は、電圧印加手段としての電圧注入回路６２を有する。電圧注入回路６２は、図１の第２のコモンモードトランス２の代わりに設けられたものである。電圧注入回路６２は、電圧注入用コンデンサとしてのコモンモード電圧印加用のコンデンサ６２１，６２２，６２３とインピーダンス装置としての接地抵抗器６２４とを接続して構成されている。具体的には、一対の端子を有するコンデンサ６２１，６２２，６２３は、一方の端子が三相の接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔにそれぞれ接続され、他方の各端子が中性点である共通接続点６２Ｎにて共通に接続されてＹ結線とされている。そして、共通接続点６２Ｎが接地抵抗器６２４を介して接地されている。接地抵抗器６２４を設けることにより、ノーマルモードノイズなどの影響によりＹ結線されたコンデンサ６２１，６２２，６２３の共通接続点６２Ｎの電位を安定させることができる。また、フィルタ６７の図示しないコンデンサと接地抵抗器６２４とによりハイパスフィルタを形成し、規格周波数以下の電圧の注入を防ぐ機能を有するようにもできる。

コモンモード電圧検出用の巻線１４の出力はフィルタ６を介して電圧増幅器３の正側入力端子に供給され、ＦＥＴ３ｄにて電圧増幅されて出力側フィルタとしてのフィルタ６７を介してコンデンサ６２１，６２２，６２３の共通接続点６２Ｎと接地抵抗器６２４との接続点に出力電圧として印加される。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

フィルタ６で周波数別にゲインを調整することにより、コモンモードトランス１が検出したコモンモード電圧Ｖ１と電圧増幅器３に内蔵された図示しないオペアンプの出力電圧Ｖ３の位相が反転してしまう位相反転周波数帯を調整することができるため、オペアンプなどの遅れ時間などに起因する電圧増幅器３の位相が反転する周波数を調整することができる。これにより位相反転する周波数帯のオペアンプのゲインに余裕が取れるため、低減したい周波数帯のノイズに対するオペアンプのゲインを大きくとることができる。
また、対象とする三相電源の系統が１相接地されている場合、電圧増幅器３の出力に電源系統の１相分の電圧が印加されることがある。この電圧により電圧増幅器３の動作に悪影響が生じてしまうため、電圧増幅器３の出力側にフィルタ６７を接続し、電圧注入回路６２を通じて電源系統の１相分の電圧が印加されるのを防ぐことができる。なお、フィルタ６７はコンデンサと抵抗器からなるハイパスフィルタで構成されている。上記フィルタ６７の抵抗器の代わりに電圧増幅器３の出力インピーダンスで代用できる場合は、フィルタ６７としてコンデンサのみで構成してもよい。

なお、電圧注入回路６２の変形例としては、接地抵抗器６２４の代わりにインピーダンスとしてのコンデンサを設ける構成とすることもできる。電圧増幅器３が接続される回路のインピーダンス、電圧増幅器３に内蔵された図示しないオペアンプの遅れ時間などの特性により、コモンモードトランス１が検出したコモンモード電圧Ｖ１と電圧増幅器３のオペアンプの出力電圧Ｖ３の位相が反転してしまう位相反転周波数や配線との共振周波数においては、電圧増幅器３が異常な電圧を出力してしまう現象が発生する。しかし、コンデンサ６２１，６２２，６２３の容量を調整することにより上記位相反転周波数や共振周波数を調整することができ、上記のような異常が発生する周波数をノイズ規格により定められた低減すべき周波数から離すことができる。

以上のように、この実施の形態における漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置６００においては、電圧印加手段としての電圧注入回路６２は、一方及び他方の一対の端子を有する電圧注入用コンデンサとしての複数のコンデンサ６２１〜６２３を有し、一方の端子が複数の接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔにそれぞれ接続され他方の端子が共通接続点６２Ｎにおいて共通に接続されるとともに共通接続点６２Ｎがインピーダンス装置としての接地抵抗器６２４を介して接地されたものであり、共通接続点６２Ｎとアースとの間に電圧増幅器３からの出力である電圧Ｖ４が印加されることにより接続線に検出電圧と位相がほぼ一致する印加電圧が発生するようにされたものである。

なお、上記各実施の形態においては、第１のコモンモードトランス１は、巻線１１，１２，１３及び巻線１４が図示しない鉄心にそれぞれ同数の５回巻回されているものを示した。また、第２のコモンモードトランス２は、巻線２１，２２，２３及び電圧印加用の巻線としてのコモンモード電圧印加用の巻線２４が図示しない鉄心にそれぞれ同数の５回巻回されているものを示した。しかし、これに限定されるものではなく、コモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数を巻線１１，１２，１３の巻数に対してＮ（Ｎは２以上の整数）倍とすることもできる。この場合、コモンモード電圧の検出値はＶ１×Ｎとなる。

このようにコモンモード電圧の検出値をＮ倍とし、すなわちコモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数を巻線１１，１２，１３の巻数よりも大きくして、検出電圧を大きくすることにより、第１のコモンモードトランス１のインダクタンスのＮ×Ｇ（Ｇはゲイン）倍のインダクタンスが第２のコモンモードトランス２の巻線２４に印加されることになる。従って、接続線９１ｒ〜９１ｔ及び巻線２１，２２，２３に流れるコモンモード電流をさらに抑制することができる。また、巻数比Ｎを大きく設定する場合には電圧増幅器３のゲインＧを相対的に小さく設定することも可能であり、電圧増幅器３のゲイン誤差やオフセット誤差の発生を抑制することができる。また、第１のコモンモードトランス１を小型化してインダクタンスが小さいものを適用してもＮを大きく設定すれば充分な大きさのコモンモード電圧が検出可能となる。また、巻線２４はコモンモード電圧検出を目的としており電流はそれほど流れないことから細い電線を使用できるためＮを大きく設定することは比較的容易である。

また、第１のコモンモードトランス１は、巻線１１，１２，１３の巻数をコモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数に対してＮ（Ｎ２以上の整数）倍とすることもできる。このようにコモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数を巻線１１，１２，１３の巻数の１／Ｎとすることによりコモンモード電圧の検出値はＶ１／Ｎとなるが、適用する第１のコモンモードトランス１の巻線１１，１２，１３の巻数が大きい場合でも、コモンモード電圧検出用の巻線１４を小さく設定できるため、巻線１４の実装が容易となるという効果が得られる。なお、コモンモード電圧の検出値はＶ１／Ｎとなるが、電圧増幅器３のゲインＧを大きく設定することにより所望の漏れ電流低減効果を得ることができる。

また、上記各実施の形態では、第１及び第２のコモンモードトランスは鉄心に巻回された巻線１１〜１３，１４や２１〜２３，２４等を有するものを示したが、これに限られるものではなく、例えば環状の鉄心を接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔが貫通するものであって上記環状の鉄心にコモンモード電圧検出用の巻線１４やコモンモード電圧印加用の巻線２４が巻回されたものであっても、同様の効果を奏する。
なお、フィルタ６は、１個あるいは複数の個別フィルタにて、かつこれらの個別フィルタを通過周波数特性を調整できるものや固定のものを、並列や直並列に接続するなど適宜組み合わせて、所望の特性を有するフィルタを構成することができる。
また、図１及び図７に示した出力側フィルタとしてのコンデンサ７の代わりに図１０の第２のフィルタとしてのフィルタ６７を用いることもできる。さらに、フィルタ６を省略することもできる。

Claims (13)

1. 電圧検出手段と入力側フィルタと電圧増幅器と電圧印加手段とを有し、第１の電気装置と第２の電気装置との間に接続線を介して挿入される漏れ電流低減装置であって、
   上記電圧検出手段は、主巻線と漏れ電流検出用の巻線とを有し、
   上記主巻線は上記接続線を介して上記第１の電気装置と上記第２の電気装置との間に挿入され、上記漏れ電流検出用の巻線により上記接続線を流れる漏れ電流を検出電圧として検出するものであり、
   上記入力側フィルタは、上記検出電圧が入力され、該検出電圧の周波数別の大きさと位相を調整して出力するものであり、
   上記電圧増幅器は、上記入力側フィルタの出力を増幅して出力電圧として出力するものであり、
   上記電圧印加手段は、上記電圧増幅器の出力電圧に基づいて上記接続線に上記漏れ電流を低減するための印加電圧を発生させるものである、
   漏れ電流低減装置。
2. 上記入力側フィルタは、該入力側フィルタの出力の内、上記電圧増幅器の出力電圧の位相が上記検出電圧に対して反転する周波数の成分を抑える、
   請求項１に記載の漏れ電流低減装置。
3. 上記電圧印加手段は、上記電圧増幅器の出力電圧に基づいて上記接続線に上記検出電圧と位相がほぼ一致する印加電圧を発生させるものである、
   請求項１または請求項２に記載の漏れ電流低減装置。
4. 上記電圧印加手段は、主巻線と電圧印加用の巻線とを有し、
   上記電圧検出手段の上記主巻線と上記電圧印加手段の上記主巻線とが直列に接続されるとともに上記接続線を介して上記第１の電気装置と上記第２の電気装置との間に挿入されるものであり、
   上記電圧印加用の上記巻線に上記電圧増幅器の出力電圧が印加されることにより上記電圧印加手段の上記主巻線に上記検出電圧と位相がほぼ一致する印加電圧を発生するものである、
   請求項３に記載の漏れ電流低減装置。
5. 出力側フィルタを有する漏れ電流低減装置であって、
   上記電圧印加手段は、上記電圧印加用の上記巻線に上記出力側フィルタを介して上記電圧増幅器の出力電圧が印加されるものである、
   請求項４に記載の漏れ電流低減装置。
6. 上記入力側フィルタは、通過周波数範囲を調整可能にされたものである、
   請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
7. 上記入力側フィルタは、それぞれの通過周波数範囲を調整可能にされたフィルタが並列もしくは直列、または直並列多段に接続されたものである、
   請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
8. 上記入力側フィルタは、その定数が調整可能であって、上記定数を変更することにより上記電圧増幅器の出力電圧の位相が上記検出電圧に対して反転する周波数を調整可能にされたものである、
   請求項６に記載の漏れ電流低減装置。
9. 上記電圧増幅器は、その出力電圧における、上記検出電圧に対して位相が反転する周波数の成分を抑制すると共に、該周波数を調整可能にされたものである、
   請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
10. 上記第１及び第２の電気装置の一方はパルス幅変調方式のインバータであり、
    上記入力側フィルタは、上記検出電圧の周波数成分のうちの上記インバータのキャリアの周波数以下の周波数成分の通過を制限するものである、
    請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
11. 上記第１の電気装置は交流電源であり、上記第２の電気装置は上記交流電源の交流電力を直流に変換するコンバータである、
    請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
12. 上記第１の電気装置は交流電力を直流電力に変換するコンバータであり、上記第２の電気装置は上記コンバータの上記直流電力を交流に変換するインバータである、
    請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
13. 上記第１の電気装置は直流電力を交流に変換するインバータであり、上記第２の電気装置は上記インバータにより駆動される負荷である、
    請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。

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