JP5248713B2 - 漏れ電流低減装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば交流電源に接続され任意の交流電圧を出力する電力変換装置等で発生する漏れ電流を低減する漏れ電流低減装置に関する。

従来の漏れ電流低減装置である伝導性ノイズフィルタとして、例えば交流電源の出力を直流電圧に変換する整流器と、電力用半導体素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器とを有する系に適用されるものであって、電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、交流電源と整流器間の三相の線路に接続されたＹ結線の接地コンデンサの中性点と大地との間に挿入されたコモンモード電圧検出回路によって検出し、検出したコモンモード電圧をオペアンプにて増幅し、コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を線路における交流電源と接地コンデンサの接続点との間に重畳させてコモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源とを備えたものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−０５７２６８号公報（段落番号００１８〜００２３及び図１）

従来の漏れ電流低減装置は以上のように構成され、高周波のコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出回路、検出したコモンモード電圧を増幅するオペアンプ、及び高周波コモンモード電圧を注入し相殺する相殺用電圧源を必要とするが、オペアンプやコモンモード電圧検出回路での位相誤差はそのまま相殺用電圧源に現れるため、ノイズを効果的に抑制できないという問題があった。また、この回路方式では、オペアンプの増幅率（以後ゲインと称す）が最大となる周波数と、オペアンプを含む増幅回路の遅れ時間などにより位相が反転してしまう周波数（結果としてノイズを増幅してしまうことになる）とが一致してしまい、ノイズ低減のために増幅回路のゲインを大きくすると安定に動作しないという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、効果的に漏れ電流を低減できる漏れ電流低減装置を得ることを目的とする。

この発明に係る漏れ電流低減装置は、第１の電気装置と第２の電気装置との間に、上記第１、第２の電気装置間の複数の接続線を介して挿入され、上記第１の電気装置から上記接続線に流れる漏れ電流を低減する。また、この漏れ電流低減装置は、上記接続線に直列に接続される主巻線と漏れ電流検出用の巻線とを有し、上記第１の電気装置から上記接続線に流れる上記漏れ電流を上記漏れ電流検出用の巻線により検出電圧として検出する電圧検出部と、上記検出電圧が入力されるフィルタ装置と、上記フィルタ装置の出力を増幅して出力電圧として出力する電圧増幅器と、上記第１、第２の電気装置間で上記電圧検出部よりも上記第２の電気装置側に設けられ、上記漏れ電流とほぼ同位相の電流を上記複数の接続線に供給する電流供給部とを備える。そして、上記電流供給部は、一方の端子が上記各接続線に接続され他方の端子が共通接続点において共通に接続される複数の注入用コンデンサを有し、上記共通接続点がインピーダンス装置を介して接地され、上記共通接続点に上記出力電圧を印加することにより上記注入用コンデンサから上記漏れ電流とほぼ同位相の電流を上記複数の接続線に供給するものである。

この発明によると、電流供給部は、電圧検出部よりも第２の電気装置側で漏れ電流とほぼ同位相の電流を接続線に供給するため、この供給された電流が、接続線から第２の電気装置へ流れる漏れ電流となり、第１の電気装置から接続線を流れる漏れ電流を効果的に低減できる。また、電流供給部は、複数の注入用コンデンサの共通接続点に電圧増幅器の出力電圧を印加することで漏れ電流とほぼ同位相の電流を接続線に供給するため、容易で信頼性良く電流供給できる。さらに、電圧増幅器の入力側にフィルタ装置を備えるため、漏れ電流を大きくする要因を調整し、ノイズ除去を図る周波数において電圧増幅器のゲインを増大させることが可能になり、信頼性良く効果的に漏れ電流を低減できる。
また電流供給部に注入用コンデンサを用いて接続線に電流供給するため、注入用コンデンサをハイパスフィルタに利用でき、その定数を調整することにより電圧増幅器を保護できると共に、低周波数帯の電流出力を低減できる。

この発明の実施の形態１による高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。 この発明の実施の形態１によるコンバータの詳細を示す回路図である。 この発明の実施の形態１によるインバータの詳細を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による高周波漏れ電流低減装置において、１相が接地されている場合を示す構成図である。 この発明の実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。 この発明の実施の形態４である高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。 この発明の実施の形態５である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態６である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態７である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。

実施の形態１．
図１〜図５は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図、図２は高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図、図３はコンバータの詳細を示す回路図、図４はインバータの詳細を示す回路図、図５は図１の高周波漏れ電流低減装置において１相が接地されている場合を示す構成図である。
図１において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置４３は電圧検出部としてのコモンモードトランス１、電流供給部としての電流注入回路２、フィルタ装置６および電圧増幅器３を有する。

この高周波漏れ電流低減装置４３は、第１の電気装置としての交流電源４０と第２の電気装置としてのコンバータ４１との間に、交流電源４０とコンバータ４１とを接続する三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔを介して挿入され、交流電源４０から接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１を低減するものである。
コモンモードトランス１は、主巻線としての三相の巻線１１、１２、１３と電圧検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線１４を有する。コモンモードトランス１の主巻線１１、１２、１３は、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに直列に接続され、コモンモードトランス１よりもコンバータ側で、電流注入回路２が接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに接続される。

巻線１１、１２、１３及び巻線１４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線１１〜１４の極性は図１において●で示す極性になるようにして巻回されている。コモンモード電圧検出用の巻線１４の出力はフィルタ装置６を介して電圧増幅器３の正側入力端子に供給され、増幅素子としての半導体スイッチング素子、例えばＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）３ｄにて電圧増幅されて出力コンデンサ８を介して後述の注入用コンデンサとしてのコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎとインピーダンス装置としての接地抵抗器２４との接続点に出力電圧として印加される。なお、コモンモード電圧検出用の巻線１４の一方の端子は接地されている。

電流注入回路２として、本実施の形態ではコモンモード電圧印加用のコンデンサ２１、２２、２３と接地抵抗器２４とを接続して構成している。具体的には、コンデンサ２１、２２、２３は、一方の端子が三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔにそれぞれ接続され、他方の各端子が中性点２Ｎにて共通に接続されたＹ結線にされ、中性点２Ｎが接地抵抗器２４を介して接地されている。接地抵抗器２４を設けることにより、ノーマルモードノイズなどの影響によりコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎの電位が不安定になることを防止し、中性点２Ｎの電位を安定させることができる。また、出力コンデンサ８と接地抵抗器２４とによりハイパスフィルタを形成し、規格周波数以下の電力注入を防ぐ機能を有するようにもできる。
なお、電流注入回路２の変形例としては、接地抵抗器２４の代わりにインピーダンス装置としてのコンデンサを設ける構成としても良い。また、接地抵抗器２４をなくして電圧増幅器３の出力をコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに接続するのみであっても良い。

コモンモードトランス１は、コモンモード電流Ｊ１により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出する。フィルタ装置６や電圧増幅器３に内蔵された図示しないオペアンプの遅れ時間などの特性により、電圧増幅器３の出力する電流とコモンモード電流Ｊ１との位相が反転してしまう位相反転周波数や、配線や検出トランスのインピーダンスとの共振周波数においては、電圧増幅器３がコモンモード電流Ｊ１を増幅してしまう現象が発生する。しかし、コンデンサ２１、２２、２３の容量を調整することにより上記位相反転周波数や共振周波数を調整することができ、これらの周波数をノイズ規格により定められた低減すべき周波数から離すことができる。

電圧増幅器３は、電源端子３ａ、３ｂ及びオペアンプを有し、オペアンプは電圧増幅用の増幅素子としてのＦＥＴ３ｄを有している。電源端子３ａ、３ｂを介して図示しない外部電源から動作用電力の供給を受ける。コモンモード電圧検出用の巻線１４にて検出されたコモンモード電圧Ｖ１はフィルタ装置６を介して電圧増幅器３に入力され、電圧増幅されて交流成分Ｖ４として出力コンデンサ８を介してＹ結線されたコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに印加される（詳細後述）。
なお、フィルタ装置６は、１つもしくは複数のフィルタ回路が並列もしくは直列に接続されたものであり、各フィルタ回路の定数を調整することにより、それぞれ通過周波数範囲を調整し、また、それぞれの通過する周波数において、検出されるコモンモード電圧Ｖ１と各フィルタ回路の出力電圧Ｖ２との振幅比及び位相差を調整する。
フィルタ装置６の設定は、例えば複数のハイパスフィルタとローパスフィルタとを組み合わせて周波数別の検出値（コモンモード電圧Ｖ１）の振幅および位相を調整し、ノイズが大きく発生している周波数のノイズ低減効果を大きくする。

以上のように構成された高周波漏れ電流低減装置４３は、図２に示すように、交流電源４０から負荷としての三相モータ４６に電力供給するシステムにおいて、交流電源４０とコンバータ４１との間に接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔを介して挿入される。
交流電源４０からの交流電力は、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔにより高周波漏れ電流低減装置４３を介してコンバータ４１に入力される。コンバータ４１は、図３に示すように、半導体スイッチング素子として、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ４１ａを三相フルブリッジ接続して構成され、ＩＧＢＴ４１ａを開閉制御することにより三相交流を可変電圧の直流に変換する。コンバータ４１の出力は、直流母線である接続線４１Ｐ、４１Ｎにより、図示しないコンデンサを有する中間フィルタ４４を介してインバータ４２に入力される。

インバータ４２は、図４に示すように、半導体スイッチング素子として、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ４２ａを三相フルブリッジ接続して構成され、相電圧指令と所定周波数の三角波または鋸波状のキャリアとを大小比較して発生するＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ４１ａを開閉制御することにより直流を可変電圧可変周波数の三相交流に変換する。そしてインバータ４２の出力は、交流出力線である接続線９２ｒ、９２ｓ、９２ｔにより出力フィルタ４５を介して三相モータ４６に供給される。
以上の交流電源４０、コンバータ４１、中間フィルタ４４、インバータ４２、出力フィルタ４５、三相モータ４６にて、系統が構成されている。なお、交流電源４０は対地浮遊静電容量を有しており、またコンバータ４１、中間フィルタ４４、インバータ４２、出力フィルタ４５、三相モータ４６は周知のように図示しないフレームないし筐体は接地（ＧＮＤ）され対地浮遊静電容量を有しており、各対地浮遊静電容量を介してコモンモード電流が流れる。この接地の状況を図２において、接地線１００Ｎで表している。

次に、動作について説明する。コモンモードトランス１は、そのコモンモード電圧検出用の巻線１４により、交流電源４０から三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔすなわち巻線１１、１２、１３に流れるコモンモード電流Ｊ１により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出する。コモンモード電流は１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの帯域のものが一般的であるが、この帯域に限定されず検出することができる。なお、コモンモード電圧Ｖ１はコモンモードトランス１のコモンモードインダクタンス（巻線１１、１２、１３と巻線１４との巻き数比）に比例して発生する。コモンモード電圧Ｖ１はフィルタ装置６に入力され、フィルタ装置６により電圧Ｖ２が生成される。

フィルタ装置６の構成は少なくとも１つのフィルタ回路により構成され、検出電圧であるコモンモード電圧Ｖ１の周波数成分の内、例えばインバータ４２のキャリア周波数以下や、規格で定められた周波数範囲外、系統のインピーダンスやコモンモードリアクトルやフィルタコンデンサのインピーダンスなどにより共振してしまう周波数等、の周波数成分について、ゲイン（振幅比）を小さくするように設定する。もしくはノイズ低減対象となる周波数のゲインを高く調整するなど、フィルタ装置６の周波数別のゲインと位相を調整する。
電圧増幅器３に入力される電圧Ｖ２は、電圧増幅器３によりゲイン（Ｇ）倍に増幅されて出力電圧Ｖ３として出力される。出力電圧Ｖ３は、出力コンデンサ８にて直流成分が除去され、電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに、出力電圧Ｖ３の交流成分である電圧Ｖ４が印加される。この電圧Ｖ４は、コモンモード電圧Ｖ１と同位相になるように生成され、これにより、コンデンサ２１、２２、２３を通じ高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１と同位相で同じ大きさの電流Ｊ３（図１）を、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに供給するように電圧増幅器３は出力電圧Ｖ３を調整する。なお、同位相の電流とは、高周波漏れ電流（コモンモード電流Ｊ１）のうち低減を狙う周波数の電流成分の位相が一致する電流のことである。

すなわち、図１及び図２において、コモンモード電流Ｊ１により発生するコモンモード電圧Ｖ１はコモンモードトランス１により検出されてフィルタ装置６に入力され、フィルタ装置６により周波数別のゲインおよび位相が調整された電圧Ｖ２として電圧増幅器３に入力される。これを電圧増幅器３でＧ倍に増幅した出力電圧Ｖ３が、出力コンデンサ８を通過することにより直流成分が除去され、交流成分である電圧Ｖ４が電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに印加され、コンデンサ２１、２２、２３の両端電圧を変化させる。これによりコモンモード電流Ｊ１と同位相の電流Ｊ３が、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔからコンバータ４１へ供給される。
なお、以上説明したことは、フィルタ装置６、電圧増幅器３により、コモンモードトランス１のインダクタンスが周波数別に調整されたゲイン倍され、そのインダクタンスがコモンモードトランス１と電流注入回路２との間に発生したことと等価となり、コンバータ４１から交流電源４０へのコモンモード電流の流出を低減する。

このとき、電圧増幅器３では、コモンモード電流Ｊ１が０に近づくように、ＦＥＴ３ｄを開閉制御して出力電圧Ｖ３を制御する。このため、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔからコンバータ４１へ流れるコモンモード電流Ｊ２の大部分が、電圧増幅器３から電流注入回路２を介して電流Ｊ３として供給され、交流電源４０から接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに流れるコモンモード電流Ｊ１をほぼ０に低減できる。

このように、フィルタ装置６や出力コンデンサ８により選別された周波数において、コモンモード電流Ｊ２が電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３を通じ系統の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに注入されコンバータ４１へ供給されため、コモンモードトランス１の三相の巻線１１、１２、１３に流れるコモンモード電流Ｊ１を抑制することができる。
また、電圧増幅器３は、例えばオペアンプを用いた簡単な増幅回路を適用できるため、構成を簡易化することができる。

さらに、コモンモード電圧Ｖ１の検出にトランス（コモンモードトランス１）を用いることで、系統の交流出力線である接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｒに対してフィルタ装置６及び電圧増幅器３を絶縁し、低減対象の周波数成分であるノイズのみを、フィルタ装置６を介して検出することができる。このため、フィルタ装置６及び電圧増幅器３に使用する電子部品は耐圧の大きなものを使用する必要がなく、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
なお、ノイズの発生状況及び高周波漏れ電流低減装置４３の接続状況に応じて出力コンデンサ８もしくはフィルタ装置６を省略した構成としてもよい。

また、コモンモードトランス１によりコモンモード電圧Ｖ１を検出するが、巻線１４の両端電圧を精度良く検出できるように電圧増幅器３の入力インピーダンスは大きい値に設定されている。これは、入力インピーダンスを小さくするとコモンモード電圧Ｖ１の検出精度が低下するためである。
従来例ではコモンモード電流検出にコンデンサを用いているので、高周波数のコモンモード電流を検出する際、検出回路のインピーダンスが小さくなり、コモンモード電圧Ｖ１がほとんど発生しないため、小さなコモンモード電流や高周波数帯のコモンモード電流の検出が困難であった。一方、この実施の形態ではコモンモードトランス１によりコモンモード電圧が発生する状態で電圧を検出するため、コモンモードトランス１により発生するコモンモードインピーダンスによるノイズ低減効果が重畳され、さらなるノイズ低減効果を奏する。

電圧増幅器３の接続される回路のインピーダンス、内蔵する図示しないオペアンプの遅れ時間などの特性により、検出したコモンモード電圧Ｖ１と電圧増幅器３（オペアンプ）の出力電圧Ｖ３の位相が反転してしまう位相反転周波数や、配線やコモンモードトランス１などのインピーダンスによる共振周波数、インバータ４２が接続されている場合、インバータ４２のキャリアの周波数付近など除去する必要のない低い周波数領域等、これらの周波数成分のノイズがコモンモード電圧Ｖ１内に混在する。フィルタ装置６では、上記周波数帯のゲインをフィルタ装置６により下げることにより、ノイズを増幅することなく低減したい周波数帯のノイズのみを低減することができる。

また、フィルタ装置６の定数を調整することにより、オペアンプなどの遅れ時間などに起因する電圧増幅器３から出力される出力電流の位相がコモンモードトランス１を流れるコモンモード電流に対して反転する位相反転周波数を調整することができる。これにより、位相反転する周波数帯のゲインに余裕がとれ、かつ低減したい周波数帯のノイズに対する電圧増幅器３のゲインを大きくとることができ、安定に動作させ、かつ効率よくノイズ電流を低減することができる。周波数帯は、例えばノイズ規格で決められた周波数帯である１５０ｋＨｚ以上の周波数帯域や、系統や母線のノイズを測定した結果を基にノイズ低減の必要性の大きい周波数帯域になるようにフィルタ定数を調整し、これら周波数帯域の漏れ電流によるノイズを効果的に低減できるようにする。
また、コモンモード電圧Ｖ１の位相を調整してフィルタ装置６に供給するために、フィルタ装置６の前段に入力コンデンサと、この入力コンデンサとコモンモード電圧検出用の巻線１４の出力とを接続する配線とＧＮＤ間に抵抗を設け、フィルタ装置６にコモンモード電圧Ｖ１の交流成分のみを入力する構成としてもよい。

また、入力系統が図５のように１相接地（Ｓ相の場合を図示）されている場合、オペアンプ出力に電源電圧が印加される。この場合、オペアンプ出力に電源周波数以上のハイパスフィルタを設置することで、上記電圧から電圧増幅器３を保護し、高調波のコモンモード電流（電流Ｊ３）を系統に注入することができる。このハイパスフィルタは出力コンデンサ８と、電圧増幅器３における出力端子、接地端子間に接続された抵抗とにより形成される。もしくは、出力コンデンサ８と電圧増幅器３の出力抵抗とによりハイパスフィルタが形成されるものでもよい。

また、機器の接続されている電源系統が１相接地されている場合、電流注入回路２のコンデンサ２１〜２３と接地抵抗器２４の定数を調整し、系統から見て電圧増幅器３の出力までの注入回路定数が電源周波数以上のハイパスフィルタになるように構成することで、上記電圧から電圧増幅器３を保護して、高調波のコモンモード電流（電流Ｊ３）を系統に注入しても良い。この場合、電流注入回路２のコンデンサ２１〜２３により系統へ直流成分が出力されることを防げるため、出力コンデンサ８は無くても良い。

また、系統の電源が投入されたとき、あるいは相間の電圧異常により電流注入回路２の中性点２Ｎに異常電圧が生じる。この異常電圧から電圧増幅器３を保護するために電圧増幅器３と電流注入回路２との間の任意の位置とアースとの間にツェナーダイオードや抵抗などからなる保護回路を挿入する。これにより上記状況における異常電圧から電圧増幅器３を保護することができる。

なお、図２に示すように、交流電源４０とコンバータ４１との間に高周波漏れ電流低減装置４３を設置すると、コンバータ４１やインバータ４２が発生する全てのコモンモード電流が抑制の対象となるため、交流電源４０へのノイズ伝播を効果的に抑制することができる。

ところで、コンバータ４１のＩＧＢＴ４１ａやインバータ４２のＩＧＢＴ４２ａなどのスイッチング素子として、昨今、炭化珪素（シリコンカーバイド、ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等にて形成されたワイドバンドギャップ半導体によるスイッチング素子が用いられ、スイッチング動作をさらに高速化できるようになってきたが、高速化と相まってノイズの発生量が増加傾向にある。この実施の形態の高周波漏れ電流低減装置４３によれば、上記のような問題点があっても、スイッチング素子の種類を選ぶことなく高周波漏れ電流を低減し、発生するノイズを小さくするように動作可能である。従って、炭化珪素等にて形成され高速でスイッチング動作するスイッチング素子が発生するノイズを効果的に低減できる。また同様に、電圧増幅器３のＦＥＴ３ｄとして、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体等にて形成されたものを用いたオペアンプであっても、ノイズ発生の影響を軽減し、大きなエネルギーである高周波の漏れ電流を低減することができる。

なお、コンバータ４１やインバータ４２などのスイッチング素子に炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体を用いた場合、スイッチングの際の電圧、電流の遮断スピードが増加し、高周波の漏れ電流が増大すると考えられる。このため、ワイドバンドギャップ半導体を用いたオペアンプなどをノイズ低減装置の構成素子として用い動作を高速化することが有効である。

実施の形態２．
図６は、実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図６において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置１４３は、図２における高周波漏れ電流低減装置４３の代わりに用いられるものであり、整流電源装置３０を有している。整流電源装置３０は、接続線９１ｓ、９１ｔからの交流電力を正負２つのレベルの直流電圧に変換して電圧増幅器３へ動作用電力として供給するものである。整流電源装置３０は、ダイオード３１の陽極側がＳ相の接続線９１ｓに接続され陰極側は抵抗３２を介してコンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路のコンデンサ３４側に接続されている。コンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路のコンデンサ３５側はＴ相の接続線９１ｔに接続され、コンデンサ３４とコンデンサ３５との接続点は接地されている。また、コンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路に並列にツェナーダイオード３３が接続され、また直流電圧端子３０ａ、３０ｂに接続されている。

Ｓ相及びＴ相の接続線９１ｓ、９１ｔ間に発生する交流電圧は、ダイオード３１により半波整流され、抵抗３２とツェナーダイオード３３により分圧されて、コンデンサ３４及び３５の直列回路の両端の直流電圧端子３０ａ、３０ｂにおいて電圧増幅器３を駆動するための電圧レベルの異なる２つの直流電圧が得られる。当該直流電圧端子３０ａ、３０ｂは、電圧増幅器３の電源端子３ａ、３ｂに接続され、電圧増幅器３に動作用電力を供給する。その他の構成については、図１〜図４に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

この実施の形態では、電圧増幅器３を駆動する直流電源を、接続線９１ｓ、９１ｔから交流電力を受電して得るため、別途電源供給の必要がない。また、この実施の形態ではツェナーダイオード３３により電圧を調整しているため、絶縁トランスやコンバータなどが不要となり電源部の小型化や低コスト化を図ることができる。電圧調整方法はこの方法だけではなく、絶縁トランスやＤＣ／ＤＣコンバータなどにより、接続線より制御電源として供給しても良い。
なお、整流電源装置３０は、接続線９１ｓ、９１ｔから交流電力を受電するが、交流電源４０側の接続線９１ｓ、９１ｔから受電するのが望ましい。受電点が電流注入回路２よりも交流電源４０側であれば、接続線９１ｓ、９１ｔに流れるコモンモード電流Ｊ１が低減されているため、整流電源装置３０を介して電圧増幅器３に流れ込むノイズを低減でき、高周波漏れ電流低減装置１４３の信頼性が向上する。

また、図６では接続線９１ｓ、９１ｔを用いて交流電源４０から電圧増幅器３を駆動する直流電源を得ているが、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔから整流して直流の電源を得てもよく、同様の効果が得られる。
さらに、交流電源４０側の接続線９１ｓ、９１ｔ以外の接続線から受電することもでき、コンバータ４１の出力側の接続線４１Ｐと接続線４１Ｎとの間にコンデンサ３４、３５と同様のコンデンサを複数個接続して、もしくは抵抗とツェナーダイオードの直列回路を接続して直流の電源を得るようにしても良い。

実施の形態３．
図７、図８は、実施の形態３を示すものであり、図７は高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図、図８は図７の高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。図７において、高周波漏れ電流低減装置２４３は、直流側に設置されるので直流が流れる主巻線が２つであり、交流側に設置される図１や図６に示した高周波漏れ電流低減装置４３、１４３とは構成が若干異なるが、同様の機能を有するものである。以下、高周波漏れ電流低減装置２４３の詳細構成を説明する。図７において、高周波漏れ電流低減装置２４３は電圧検出部としてのコモンモードトランス２０１、電流供給部としての電流注入回路２０２、フィルタ装置２０６、電圧増幅器２０３、電源装置２３０を有する。なお、この実施の形態においては、図１における出力コンデンサ８は省略されている。

高周波漏れ電流低減装置２４３は、図８に示すように、交流電源４０から負荷としての三相モータ４６に電力供給するシステムにおいて、第１の電気装置としてのコンバータ４１と第２の電気装置としてのインバータ４２との間に、コンバータ４１とインバータ４２とを接続する直流母線である接続線４１Ｐ、４１Ｎを介して挿入され、コンバータ４１から接続線４１Ｐ、４１Ｎに流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１１を低減する。
交流電源４０からの交流電力は、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔによりコンバータ４１に入力される。コンバータ４１は、三相交流を可変電圧の直流に変換し、直流電力が直流母線である接続線４１Ｐ、４１Ｎによりインバータ４２に入力される。インバータ４２は、直流を可変電圧可変周波数の三相交流に変換し、インバータ４２の出力は、交流出力線である接続線９２ｒ、９２ｓ、９２ｔにより三相モータ４６に供給される。
なお、図８においては、図２における接地線１００Ｎを図示していないが、それぞれの機器は接地されているものとする。

図７に示すように、コモンモードトランス２０１は、主巻線としての直流の巻線２１１、２１２と電圧検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線２１４を有する。コモンモードトランス２０１の主巻線２１１、２１２は、接続線４１Ｐ、４１Ｎに直列に接続され、コモンモードトランス２０１よりもインバータ側で、電流注入回路２０２が接続線４１Ｐ、４１Ｎに接続される。

コモンモードトランス２０１の巻線２１１、２１２及び巻線２１４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線２１１、２１２、２１４の極性は図８において●で示す極性になるようにして巻回されている。
電流注入回路２０２として、コモンモード電圧印加用のコンデンサ２２１、２２２と接地抵抗器２２４とを接続して構成している。具体的には、コンデンサ２２１、２２２は、一方の端子が直流の接続線４１Ｐ、４１Ｎにそれぞれ接続され、他方の各端子が、接続点２０２Ｎにて共通に接続され、接続点２０２Ｎが接地抵抗器２２４を介して接地されている。電圧増幅器２０３は、直流電圧端子２０３ａ、２０３ｂ及び半導体素子としての電圧増幅用のＦＥＴ２０３ｄを有するオペアンプにて構成され、直流電圧端子２０３ａ、２０３ｂを介して後述の電源装置２３０から動作用電力の供給を受ける。

コモンモード電圧検出用の巻線２１４の出力電圧Ｖ１１はフィルタ装置２０６を介して電圧Ｖ１２として電圧増幅器２０３の正側入力端子に供給され、電圧増幅されて出力電圧Ｖ１３としてコンデンサ２２１、２２２の接続点２０２Ｎと接地抵抗器２２４との接続点に印加される。なお、コモンモード電圧検出用の巻線２１４の一方の端子は接地されている。また、フィルタ装置２０６は、図１に示したフィルタ装置６と同様のものである。

電源装置２３０は、接続線４１Ｐ、４１Ｎからの直流電力を正負２つのレベルの直流電圧に変換して電圧増幅器２０３へ動作電力として供給するものである。電源装置２３０は、コンデンサ２３４とコンデンサ２３５との直列回路に並列にツェナーダイオード２３３が接続され、これに直流電圧端子２３０ａ、２３０ｂが接続されている。コンデンサ２３４とコンデンサ２３５との直列回路のコンデンサ２３４側は接続線４１Ｐに接続され、コンデンサ２３４とコンデンサ２３５との直列回路のコンデンサ２３５側は接続線４１Ｎに接続され、コンデンサ２３４とコンデンサ２３５との接続点は接地されている。

なお、電源装置２３０は、コンバータ４１側の接続線４１Ｐ、４１Ｎから受電するのが望ましい。受電点が電流注入回路２０２よりもコンバータ４１側であれば、接続線４１Ｐ、４１Ｎに流れるコモンモード電流Ｊ１が低減されているため、電源装置２３０を介して電圧増幅器２０３に流れ込むノイズを低減でき、高周波漏れ電流低減装置２４３の信頼性が向上する。
また、電源装置２３０の接続される接続線４１Ｐ、４１Ｎ間の電圧変動が電圧増幅器２０３を通じインバータ４２側へ影響することを防ぐために、接続線４１Ｐとツェナーダイオード２３３との間にリアクトルや抵抗などを設け、フィルタを形成してもよい。
さらに、電流注入回路２０２よりもインバータ４２側の接続線４１Ｐ、４１Ｎから受電することもできる。

以上のように構成された高周波漏れ電流低減装置２４３の動作については、図１に示した高周波漏れ電流低減装置４３とほぼ同様であり、以下に簡単に示す。コンバータ４１から接続線４１Ｐ、４１Ｎに流れるコモンモード電流Ｊ１１により発生するコモンモード電圧Ｖ１１をコモンモードトランス２０１により検出する。コモンモード電圧Ｖ１１は、フィルタ装置２０６により周波数別のゲインおよび位相が調整された電圧Ｖ１２として電圧増幅器２０３に入力される。これを電圧増幅器２０３で増幅した出力電圧Ｖ１３が、電流注入回路２０２のコンデンサ２２１、２２２の接続点２０２Ｎに印加される。この時、電圧増幅器２０３は、出力電圧Ｖ１３を調整することにより、コンデンサ２２１、２２２を通じ高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１１と同位相の電流Ｊ１３が、接続線４１Ｐ、４１Ｎからインバータ４２へ供給されるように、コンデンサ２２１、２２２の端子間の電圧を調整する。

このとき、電圧増幅器２０３では、コモンモード電流Ｊ１１が０に近づくように、電圧増幅器２０３のＦＥＴ２０３ｄを開閉制御して出力電圧Ｖ１３を制御する。このため、接続線４１Ｐ、４１Ｎからインバータ４２へ流れるコモンモード電流Ｊ１２の大部分が、電圧増幅器２０３から電流注入回路２０２を介して電流Ｊ１３として供給され、コンバータ４１から接続線４１Ｐ、４１Ｎに流れるコモンモード電流Ｊ１１をほぼ０に低減できる。

この実施の形態では、コンバータ４１とインバータ４２との間に高周波漏れ電流低減装置２４３を接続したため、接続する接続線４１Ｐ、４１Ｎが２本で、コモンモードトランス２０１の主巻線２１１、２１２の本数を低減でき、高周波漏れ電流低減装置２４３の装置構成の小型化、低コスト化を図れる。

実施の形態４．
図９は、実施の形態４を示すものであり、高周波漏れ電流低減装置４３ａの接続例を示す接続図である。
高周波漏れ電流低減装置４３ａは、交流電源４０から負荷としての三相モータ４６に電力供給するシステムにおいて、第１の電気装置としてのインバータ４２と第２の電気装置として三相モータ４６との間に、インバータ４２と三相モータ４６との接続線９２ｒ、９２ｓ、９２ｔを介して挿入され、インバータ４２から接続線９２ｒ、９２ｓ、９２ｔに流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流を低減する。この高周波漏れ電流低減装置４３ａは、仕様は若干異なるが上記実施の形態１で示した図１の高周波漏れ電流低減装置４３と同様の機能を有するものである。

交流電源４０からの交流電力は、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔによりコンバータ４１に入力される。コンバータ４１は、三相交流を可変電圧の直流に変換し、直流電力が直流母線である接続線４１Ｐ、４１Ｎによりインバータ４２に入力される。インバータ４２は、直流を可変電圧可変周波数の三相交流に変換し、インバータ４２の出力は、交流出力線である接続線９２ｒ、９２ｓ、９２ｔにより三相モータ４６に供給される。
なお、図９においては、図２における接地線１００Ｎを図示していないが、それぞれの機器は接地されているものとする。
この場合も、電圧増幅器３の動作用の直流の電源は、上記実施の形態２と同様にして接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔから受電して得ることができる。

なお、上記各実施の形態においては、コモンモードトランス１、２０１は、巻線１１、１２、１３及び巻線１４、巻線２１１、２１２及び巻線２１４が図示しない鉄心にそれぞれ同数の５回巻回されているものを示した。しかし、これに限定されるものではなく、例えばコモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数を巻線１１、１２、１３の巻数に対してＮ倍とすることもできる。この場合、コモンモード電圧の検出値はＶ１×Ｎとなる。コモンモードトランス２０１についても同様である。

このようにコモンモード電圧の検出値をＮ倍とし、すなわちコモンモード電圧検出用の巻線１４の巻数を巻線１１、１２、１３の巻数よりも大きくして、検出電圧Ｖ１を大きくすることにより、電圧増幅器３のゲインＧを相対的に小さく設定することも可能であり、電圧増幅器３のゲイン誤差やオフセット誤差の発生を抑制することができる。また、コモンモードトランス１を小型化してインダクタンスが小さいものを適用してもＮを大きく設定すれば充分な大きさのコモンモード電圧が検出可能となる。

また、上記各実施の形態では、コモンモードトランス１は鉄心に巻回された巻線１１〜１３、１４を有するものを示したが、これに限られるものではなく、例えば接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔが貫通する環状の鉄心にコモンモード電圧検出用の巻線１４が巻回されたものであっても、同様の効果を奏する。また、コモンモードトランス２０１についても同様に接続線４１Ｐ、４１Ｎが貫通する環状の鉄心にコモンモード電圧検出用の巻線２１４を巻回したものであってもよい。

実施の形態５．
上記各実施の形態では、フィルタ装置は、少なくとも１つのフィルタ回路を備えて、周波数別のゲインと位相を調整するものとして説明したが、この実施の形態では、具体的なフィルタ装置と電圧増幅器との構成を示す。
図１０は、実施の形態５による高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図１０において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置４３ｂは、電圧検出部としてのコモンモードトランス１、電流供給部としての電流注入回路２、フィルタ装置を構成するフィルタ回路６ａ、６ｂ、電圧増幅器を構成する電圧増幅回路３３ａ、３３ｂ、および電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの出力側に設けられた出力フィルタであるコンデンサ８ａおよびリアクトル９を有する。

なお、具体的なフィルタ装置、電圧増幅器および出力フィルタ以外の高周波漏れ電流低減装置４３ｂ全体としての構成、動作およびそれによる効果は上記実施の形態１と同様である。即ち、上記実施の形態１と同様に、高周波漏れ電流低減装置４３ｂは、交流電源４０とコンバータ４１との間に、交流電源４０とコンバータ４１とを接続する三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔを介して挿入され、交流電源４０から接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１を低減する。

図１０に示すように、高周波漏れ電流低減装置４３ｂは、コモンモードトランス１で検出されたコモンモード電圧Ｖ１に対し、それぞれ異なる周波数成分の通過を制限する２つのフィルタ回路６ａ、６ｂと、フィルタ回路６ａの出力電圧Ｖ２をゲイン（Ｇ１）倍に増幅し、出力電圧Ｖ３を生成する電圧増幅回路３３ａと、フィルタ回路６ｂの出力電圧Ｖ４をゲイン（Ｇ２）倍に増幅し、出力電圧Ｖ５を生成する電圧増幅回路３３ｂと、電圧増幅回路３３ａの出力フィルタであるコンデンサ８ａと、電圧増幅回路３３ｂの出力フィルタであるリアクトル９とを備える。

各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂが接続される回路のインピーダンス、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂに内蔵された図示しないオペアンプの遅れ時間などの特性により、三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔを流れるコモンモード電流Ｊ１と、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの出力する電流の位相が反転してしまう位相反転周波数においては、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂが低減対象のノイズ電流を増幅してしまう現象が発生する。同様に、ノイズ増幅の要因となる、配線やコモンモードトランス１などのインピーダンスによる共振周波数、また、インバータ４２が接続されている場合、インバータ４２のキャリアの周波数付近など除去する必要のない低い周波数領域等、これらの周波数成分のノイズがコモンモード電圧Ｖ１内に混在する。
各フィルタ回路６ａ、６ｂでは、上記周波数帯のゲインを下げて、ノイズを増幅することなく低減したい周波数帯のノイズのみを低減する。この実施の形態では、フィルタ回路６ａは、共振周波数以上の高い周波数帯のゲインを確保し、フィルタ回路６ｂは、共振周波数以下の低い周波数帯のゲインを確保する。

すなわち、コモンモードトランス１により検出されたコモンモード電圧Ｖ１は、フィルタ回路６ａにおいて、高周波数帯の周波数別にゲインと位相が調整された電圧Ｖ２が出力される。これを電圧増幅回路３３ａでゲイン（Ｇ１）倍に増幅して電圧Ｖ３を出力する。この出力電圧Ｖ３がコンデンサ８ａを通過することにより直流成分が除去され高周波成分が中性点２Ｎに印加される。
また、コモンモード電圧Ｖ１は、フィルタ回路６ｂにも入力され、フィルタ回路６ｂにおいて、低周波数帯の周波数別にゲインと位相が調整された電圧Ｖ４が出力される。これを電圧増幅回路３３ｂでゲイン（Ｇ２）倍に増幅して電圧Ｖ５を出力する。この出力電圧Ｖ５がリアクトル９を通過することにより高周波成分が除去され低周波成分が中性点２Ｎに印加される。

なお、コンデンサ８ａは、フィルタ回路６ａの通過周波数帯域、即ち高周波数帯のみ通過するよう設定され、リアクトル９は、フィルタ回路６ｂの通過周波数帯域、即ち低周波数帯のみ通過するよう設定される。また、これら出力フィルタとなるコンデンサ８ａおよびリアクトル９が設けられているため、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの出力を中性点２Ｎに接続しても、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの互いの干渉を低減することができる。

そして、電流注入回路２は、コンデンサ８ａおよびリアクトル９を介した各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの出力電圧を、コンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに印加する。この印加される電圧Ｖ６は、コモンモード電圧Ｖ１と同位相になるように生成される。
電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３の両端電圧が変化することにより、高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１と同位相の電流Ｊ３が電圧増幅回路の出力としてコンバータ４１へ供給される。
なお、以上説明したことは、フィルタ回路６ａ、６ｂおよび電圧増幅回路３３ａ、３３ｂにより、コモンモードトランス１のインダクタンスが周波数別に調整されたゲイン倍され、そのインダクタンスがコモンモードトランス１と電流注入回路２との間に発生したことと等価になる。
またこのとき、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂでは、コモンモード電流Ｊ１が０に近づくように、内部の半導体スイッチング素子を開閉制御することにより各出力電圧Ｖ３、Ｖ５を制御する。

この実施の形態では、複数のフィルタ回路６ａ、６ｂおよび電圧増幅回路３３ａ、３３ｂを用いることにより、フィルタ回路６ａ、６ｂにより周波数別にゲインと位相を調整し、ノイズを増幅することなく、低減対象となる周波数帯のノイズのみを確実に低減できる。また、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの増幅する周波数帯を分けることにより、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの特性の差による問題に関係なく、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂを複数台並列駆動することができるため、大きなコモンモード電流（電流Ｊ３）を供給することができる。

また、フィルタ回路６ａ、６ｂの定数を調整することにより、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂから出力される電圧Ｖ３、Ｖ５の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する位相反転周波数を調整し、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂから出力される電流の位相が反転してしまう位相反転周波数を調整することができる。これにより、位相反転する周波数帯のゲインに余裕がとれるため、低減したい周波数帯のノイズに対する電圧増幅回路３３ａ、３３ｂのゲインを大きくとることができ、安定に動作させることができる。
そして、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂから出力される電圧Ｖ３、Ｖ５の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する位相反転周波数を一致させないことにより、電圧増幅回路３３ａでは増幅できない周波数のノイズは電圧増幅回路３３ｂで増幅、逆に電圧増幅回路３３ｂでは増幅できない周波数のノイズは電圧増幅回路３３ａで増幅することにより広い周波数帯でノイズ低減効果を得ることができる。

上記周波数帯は、例えばノイズ規格で決められた周波数帯である１５０ｋＨｚ以上の周波数帯域や、系統や母線のノイズを測定した結果を基にノイズ成分の大きかった周波数帯域になるようにフィルタ定数を調整し、これら周波数帯域の漏れ電流によるノイズを効果的に低減できるようにする。

なお、ノイズの発生状況に応じてフィルタ回路６ａおよびコンデンサ８ａは、回路定数を調整し必要な、いずれか一方の部品のみ設けた構成としてもよい。同様に、フィルタ回路６ｂおよびリアクトル９についても、回路定数を調整し必要な、いずれか一方の部品のみ設けた構成としてもよい。

また、上記実施の形態では、フィルタ回路６ａは、共振周波数以上の高い周波数帯のゲインを確保し、フィルタ回路６ｂは、共振周波数以下の低い周波数帯のゲインを確保するとしたが、電圧増幅回路３３ａ、３３ｂから出力される電圧Ｖ３、Ｖ５の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する位相反転周波数を境に低周波数帯と高周波数帯に分けても良く、効果的なノイズ低減が図れる。即ち、フィルタ回路６ａは、電圧Ｖ３の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する位相反転周波数より高い周波数帯のゲインを確保し、フィルタ回路６ｂは、電圧Ｖ５の位相がコモンモード電圧Ｖ１に対して反転する位相反転周波数より高い周波数帯のゲインを確保するように、各フィルタ回路６ａ、６ｂの定数を調整する。

実施の形態６．
図１１は、実施の形態６である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図１１において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置１４３ｂは、図１０における高周波漏れ電流低減装置４３ｂの代わりに用いられるものであり、上記実施の形態２と同様の整流電源装置３０を有している。なお、その他の部分は上記実施の形態５と同様である。
整流電源装置３０は、接続線９１ｓ、９１ｔからの交流電力を正負２つのレベルの直流電圧に変換して各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂへ動作用電力として供給するものである。整流電源装置３０は、ダイオード３１の陽極側がＳ相の接続線９１ｓに接続され陰極側は抵抗３２を介してコンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路のコンデンサ３４側に接続されている。コンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路のコンデンサ３５側はＴ相の接続線９１ｔに接続され、コンデンサ３４とコンデンサ３５との接続点は接地されている。また、コンデンサ３４とコンデンサ３５との直列回路に並列にツェナーダイオード３３が接続され、また直流電圧端子４、５に接続されている。

Ｓ相及びＴ相の接続線９１ｓ、９１ｔ間に発生する交流電圧は、ダイオード３１により半波整流され、抵抗３２とツェナーダイオード３３により分圧されて、コンデンサ３４及び３５の直列回路の両端の直流電圧端子４、５において電圧増幅器３を駆動するための電圧レベルの異なる２つの直流電圧が得られる。当該直流電圧端子４、５は、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂの電源端子に接続され、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂに動作用電力を供給する。

この実施の形態においても、上記実施の形態２と同様に、各電圧増幅回路３３ａ、３３ｂを駆動する直流電源を、接続線９１ｓ、９１ｔから交流電力を受電して得るため、絶縁トランスやフライバックコンバータが不要となり、電源部分の小型化、低コスト化を図ることができる。この場合も、整流電源装置３０は、交流電源４０側の接続線９１ｓ、９１ｔから受電するのが望ましい。受電点が電流注入回路２よりも交流電源４０側であれば、接続線９１ｓ、９１ｔに流れるコモンモード電流Ｊ１が低減されているため、整流電源装置３０を介して電圧増幅器３に流れ込むノイズを低減でき、高周波漏れ電流低減装置１４３の信頼性が向上する。

また、上記実施の形態２と同様に、接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔから整流して直流の電源を得てもよく、さらに、交流電源４０側の接続線９１ｓ、９１ｔ以外の接続線から受電することもできる。

実施の形態７．
上記実施の形態５では、具体的なフィルタ装置と電圧増幅器との構成を示したが、この実施の形態では、さらに別の具体的なフィルタ装置と電圧増幅器との構成を示す。
図１２は、実施の形態７による高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図１２において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置４３ｃは、電圧検出部としてのコモンモードトランス１、電流供給部としての電流注入回路２、フィルタ装置を構成する２つの第１のフィルタ回路６ａａ、６ａｂ、および第２のフィルタ回路６ｂａ、電圧増幅器を構成する２つの第１の電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、および２つの第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂを備える。また、第１の電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂの出力側に設けられた出力フィルタであるコンデンサ８ａａ、８ａｂ、および第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂの出力側に設けられた出力フィルタであるリアクトル９ａ、９ｂを有する。

また、コモンモードトランス１の出力に抵抗器３７を接続し、コモンモード電流Ｊ１に比例した電圧Ｖ１が生じるように構成している。さらに、電圧Ｖ１をバッファ回路３８に入力し、バッファ回路３８の出力を第１のフィルタ回路６ａａ、６ａｂ、および第２のフィルタ回路６ｂａに入力する。なお、第１のフィルタ回路６ａａ、６ａｂ、および第２のフィルタ回路６ｂａが、バッファ回路３８と同等の機能を持つ場合や、ディジタル回路などにより構成される場合など、各フィルタ回路６ａａ、６ａｂ、６ｂａの入力インピーダンスが大きく、コモンモードトランス１による検出電圧Ｖ１に大きな誤差を生じない場合は、バッファ回路３８は不要である。

なお、上記構成以外の高周波漏れ電流低減装置４３ｃ全体としての構成、動作およびそれによる効果は上記実施の形態１と同様である。即ち、上記実施の形態１と同様に、高周波漏れ電流低減装置４３ｃは、交流電源４０とコンバータ４１との間に、交流電源４０とコンバータ４１とを接続する三相の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔを介して挿入され、交流電源４０から接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔに流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１を低減する。

一方の第１の電圧増幅回路３３ａａは、コモンモード電流Ｊ１を増幅してしまう位相反転周波数より高い周波数ｆ１である高周波数帯のノイズ低減をするために接続している。そのため、第１の電圧増幅回路３３ａａの入力及び出力に接続されているフィルタである第１のフィルタ回路６ａａ、コンデンサ８ａａは上記位相反転周波数より高い周波数ｆ１の信号及び電力を通過する特性のものである。次に、他方の第１の電圧増幅回路３３ａｂは、上記位相反転周波数より低い周波数ｆ２の周波数帯のノイズ低減をするものである。そのため、第１の電圧増幅回路３３ａｂの入力及び出力に接続されているフィルタである第１のフィルタ回路６ａｂ、コンデンサ８ａｂは上記位相反転周波数より低い周波数ｆ２の信号及び電力を通過する特性のものである。
また、２つの第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂは、上記位相反転周波数より低い周波数ｆ２のうち、例えば規格で定められた所定の周波数Ｆより低い周波数ｆ３の低周波数帯のノイズ低減をするために接続している。そのため、各第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂの入力及び出力に接続されているフィルタである第２のフィルタ回路６ｂａ、リアクトル９ａ、９ｂは、低周波数帯の周波数ｆ３の信号及び電力を通過する特性のものである。

すなわち、コモンモードトランス１により検出されたコモンモード電圧Ｖ１は、バッファ回路３８を介して第１のフィルタ回路６ａａ、６ａｂ、および第２のフィルタ回路６ｂａに入力される。
第１のフィルタ回路６ａａ、６ａｂは、所定の周波数Ｆ以上の高い周波数を通過させる。一方の第１のフィルタ回路６ａａでは、位相反転周波数より高い周波数ｆ１の信号及び電力を通過し、他方の第１のフィルタ回路６ａｂでは、位相反転周波数より低い周波数ｆ２の信号及び電力を通過する。この場合、第１のフィルタ回路６ａｂでは、周波数Ｆより低い周波数成分も併せて通過させる。
そして、第１のフィルタ回路６ａａは電圧Ｖ２ａを出力し、これを第１の電圧増幅回路３３ａａでゲイン（Ｇ１）倍に増幅して電圧Ｖ３ａを出力する。この出力電圧Ｖ３ａがコンデンサ８ａａを通過することにより直流成分が除去され高周波成分が中性点２Ｎに印加される。また、第１のフィルタ回路６ａｂは電圧Ｖ２ｂを出力し、これを第１の電圧増幅回路３３ａｂでゲイン（Ｇ２）倍に増幅して電圧Ｖ３ｂを出力する。この出力電圧Ｖ３ｂがコンデンサ８ａｂを通過することにより直流成分が除去され高周波成分が中性点２Ｎに印加される。

第２のフィルタ回路６ｂａは、所定の周波数Ｆより低い周波数ｆ３の信号及び電力を通過させ、電圧Ｖ４を出力し、これを並列配置された２つの第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂに入力する。この場合、２つの第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂは同様の構成であり、それぞれ電圧Ｖ４をゲイン（Ｇ３）倍に増幅して電圧Ｖ５を出力する。各第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂの出力は、リアクトル９ａ、９ｂを通過することにより高周波成分が除去され低周波成分が中性点２Ｎに印加される。

そして、電流注入回路２は、コンデンサ８ａａ、８ａｂおよびリアクトル９ａ、９ｂを介した各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂの出力電圧を、コンデンサ２１、２２、２３の中性点２Ｎに印加する。この印加される電圧Ｖ６は、コモンモード電圧Ｖ１と同位相になるように生成される。
電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３の両端電圧が変化することにより、高周波漏れ電流であるコモンモード電流Ｊ１と同位相の電流Ｊ３が、系統の接続線９１ｒ、９１ｓ、９１ｔからコンバータ４１へ供給される。

以上のように、高い周波数成分を増幅する複数の第１の電圧増幅回路３３ａａ、３３ｂａでは、動作する周波数帯を分けることにより、各第１の電圧増幅回路３３ａａ、３３ｂａの出力電力を抑えることができ、装置構成の小型化、低コスト化が図れる。
また、低い周波数領域では、複数の第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂを並列に接続することで、大きなノイズ電流にも対応することができる。

なお、各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂに出力フィルタであるコンデンサ８ａａ、８ａｂやリアクトル９ａ、９ｂは、対応するフィルタ回路６ａａ、６ａｂ、６ｂａの通過周波数帯域のみ通過するよう設定される。また、これら出力フィルタとなるコンデンサ８ａａ、８ａｂやリアクトル９ａ、９ｂが設けられているため、各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂの互いの干渉を低減でき、所望の電圧Ｖ６を中性点２Ｎに印加できる。
この際、並列に接続された第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂの入力信号が同じであっても、出力側にリアクトル９ａ、９ｂを設けるのが望ましい。具体的には第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂ間の短絡、及び他の周波数を出力している第１の電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂへの悪影響を軽減することができる。上記悪影響がない場合は、２つの第２の電圧増幅回路３３ｂａ、３３ｂｂの出力を１つのリアクトルに接続し、電流注入回路２に接続しても良い。

また、図５で示したように、入力系統が１相接地されている場合、各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂに異常電圧が印加されないために、電源周波数のような低い周波数が各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂの出力端子に印加することを防ぐ。これは、電流注入回路２のコンデンサ２１、２２、２３と接地抵抗器２４、もしくは出力フィルタであるコンデンサ８ａａ、８ａｂを用いて、電流注入回路２側から各電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂの出力端子に対し、上記電源周波数帯の電圧が印加されることを防ぐようなフィルタ構成とする。これにより入力系統が１相接地時でも、高周波漏れ電流低減装置４３ｃが正常に動作する。

また、各フィルタ回路６ａａ、６ａｂ、６ｂａにより、それぞれの回路における位相反転周波数を調整することができるため、お互いの位相反転周波数帯のノイズを複数の電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂで補完しあうことにより、広い周波数帯のノイズを抜けなく低減することができる。

またこの実施の形態では、３種類の合計４個の電圧増幅回路３３ａａ、３３ａｂ、３３ｂａ、３３ｂｂを用いて電圧増幅器を構成した場合について示したが、この回路構成は一例であり上記した周波数に限らず、ノイズ低減を行いたい周波数の範囲を分割およびその分割した周波数帯におけるノイズ電流の大きさにより、入力および出力フィルタの定数や使用する電圧増幅回路の個数を変更してもかまわない。

Claims (14)

1. 第１の電気装置と第２の電気装置との間に、上記第１、第２の電気装置間の複数の接続線を介して挿入され、上記第１の電気装置から上記接続線に流れる漏れ電流を低減する漏れ電流低減装置であって、
   上記接続線に直列に接続される主巻線と漏れ電流検出用の巻線とを有し、上記第１の電気装置から上記接続線に流れる上記漏れ電流を上記漏れ電流検出用の巻線により検出電圧として検出する電圧検出部と、
   上記検出電圧が入力されるフィルタ装置と、
   上記フィルタ装置の出力を増幅して出力電圧として出力する電圧増幅器と、
   上記第１、第２の電気装置間で上記電圧検出部よりも上記第２の電気装置側に設けられ、上記漏れ電流とほぼ同位相の電流を上記複数の接続線に供給する電流供給部とを備え、
   上記電流供給部は、一方の端子が上記各接続線に接続され他方の端子が共通接続点において共通に接続される複数の注入用コンデンサを有し、上記共通接続点がインピーダンス装置を介して接地され、上記共通接続点に上記出力電圧を印加することにより上記注入用コンデンサから上記漏れ電流とほぼ同位相の電流を上記複数の接続線に供給する漏れ電流低減装置。
2. 上記漏れ電流が０に近づくように上記電圧増幅器により上記出力電圧が制御される請求項１に記載の漏れ電流低減装置。
3. 上記電圧増幅器を駆動する電源は、上記接続線からの受電により生成され、該接続線上の受電点は、上記電流供給部よりも上記第１の電気装置側である請求項２に記載の漏れ電流低減装置。
4. 上記フィルタ装置は、上記検出電圧の周波数別の振幅と位相を調整する請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
5. 上記フィルタ装置は、通過周波数範囲が調整可能である１つのフィルタ回路、またはそれぞれの通過周波数範囲が調整可能である複数のフィルタ回路が並列、直列、もしくは直並列多段に接続された請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
6. 上記フィルタ装置は、上記検出電圧の周波数成分のうち、上記電圧増幅器が出力する電流の位相が上記漏れ電流に対して位相が反転する周波数成分の通過を制限するように設定された請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
7. 上記フィルタ装置は、その定数が調整可能であって、該定数を調整することにより上記位相反転周波数を調整しうる請求項６に記載の漏れ電流低減装置。
8. 上記フィルタ装置は、入力される検出電圧に対し、それぞれ異なる周波数成分の通過を制限する複数のフィルタ回路を有し、
   上記電圧増幅器は、上記各フィルタ回路の出力をそれぞれ入力して増幅する複数の電圧増幅回路と、該各電圧増幅回路の互いの干渉を低減する出力フィルタとを有し、
   上記電流供給部は、上記出力フィルタを介した上記各電圧増幅回路の出力電圧を上記共通接続点に印加する請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
9. 上記出力フィルタは、該出力フィルタに接続される上記電圧増幅回路入力側の上記フィルタ回路の通過周波数帯域のみ通過するよう設定される請求項８に記載の漏れ電流低減装置。
10. 上記フィルタ装置は、上記複数のフィルタ回路として２つのフィルタ回路を有し、上記各電圧増幅回路の上記出力電圧の位相が上記検出電圧に対して反転する周波数を境に、一方の上記フィルタ回路は上記周波数より高い高周波数成分のみ通過させ、他方の上記フィルタ回路は上記周波数より低い低周波数成分のみ通過させるように、上記各フィルタ回路の定数が調整される請求項８に記載の漏れ電流低減装置。
11. 上記電流供給部は、上記注入用コンデンサの容量を調整することにより、上記出力電圧の位相が上記検出電圧の位相に対して反転する位相反転周波数を調整可能とした請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
12. 上記第１及び第２の電気装置の一方はパルス幅変調方式のインバータであり、
    上記フィルタ装置は、上記検出電圧の周波数成分のうちの上記インバータのキャリアの周波数以下の周波数成分の通過を制限する請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
13. 上記第１の電気装置は交流電源であり、上記第２の電気装置は上記交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
14. 上記第１の電気装置は交流電力を直流電力に変換するコンバータであり、上記第２の電気装置は上記コンバータからの上記直流電力を交流電力に変換するインバータである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。

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