JPWO2019207640A1 - 電力変換装置、及び定数取得方法 - Google Patents

Abstract

電力変換器の正側アームは、複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が正側直流端子に接続される。電力変換器の負側アームは、複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が負側直流端子に接続される。電力変換器は、二次巻線と逆極性で一次巻線と磁気結合する三次巻線と、デルタ結線される四次巻線と、を含む四巻線変圧器を備える。変換器制御装置は、アームのスイッチング素子を制御し、前記四次巻線に起因して、二次巻線、及び三次巻線おいて誘起される外乱電圧を相殺する電圧を出力させる。

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置、及び定数取得方法に関する。

従来、単位変換器を多段接続したモジュラーマルチレベル変換器は、電力系統、配電系統電圧と同等な高電圧を変換できる電力変換器として知られている。

モジュラーマルチレベル変換器では、交流系統の三相交流電力の各相の交流電圧の合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい、モジュラーマルチレベル変換器や周辺機器が破損する可能性がある。これを防止するために、モジュラーマルチレベル変換器の各相にバッファリアクトルを挿入することにより、短絡電流が流れる場合であっても、短絡電流が過大にならないように制限することができる。しかしながら、このバッファリアクトルは、モジュラーマルチレベル変換器の大型化、高コスト化を招く場合がある。

上記の課題を解決する方法として、モジュラーマルチレベル変換器の各相に単相３巻線トランスを設ける従来技術が提案されている。この従来技術では、単相３巻線トランスの一次巻線が交流系統に接続され、一次巻線と二次巻線との間の漏れインピーダンスと、一次巻線と三次巻線との間の漏れインピーダンスとが等しく設定される。これにより、単相３巻線トランスの二次巻線と三次巻線との間の漏れインピーダンスが、短絡電流を制限し、バッファリアクトルのような高コスト、且つ大型のリアクトルを用いることなく、短絡電流が過大にならないように制限することができる。

交流系統に接続される電力変換器のトランスは、トランスの励磁特性の非線形性に起因する高調波が系統へ流出するのを抑制するために、デルタ結線されることが好ましい。しかしながら、従来技術のモジュラーマルチレベル変換器は、一般に、単相３巻線トランスの一次巻線、二次巻線、及び三次巻線のそれぞれがＹ結線される。このため、トランスの励磁特性の非線形性に起因する高調波が系統へ流出するのを抑制するためには、単相３巻線トランスの一次巻線、二次巻線、及び三次巻線とは別に、デルタ結線した安定巻線と呼ばれる四次巻線を追加することが好ましい。デルタ結線した四次巻線は、単相３巻線トランスの励磁特性の非線形性に伴う高調波をデルタ結線内で還流させることが出来るため、系統への悪影響を抑制することができる。

しかしながら、モジュラーマルチレベル変換器が四次巻線を有し、且つ、三相交流電力に不平衡が生じる場合、二次巻線と四次巻線との間の漏れインピーダンスと、三次巻線と四次巻線との間の漏れインピーダンスで発生する電圧に不平衡が生じる。その結果、モジュラーマルチレベル変換器の制御性を損ない、運転を継続することができなくなるという課題があった。

特開２０１３−１１５８３７号公報 特開２０１６−２０８７４３号公報 特開２０１４−１０８０００号公報

本発明は、電力変換器の制御性を維持したまま、交流系統に外乱が発生した場合でも運転を継続することができる電力変換装置、及び定数取得方法を提供することを目的とする。

本発明が解決しようとする課題は、電力変換器の制御性を維持したまま、交流系統に外乱が発生した場合でも運転を継続することができる電力変換装置及び定数取得方法を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、電力変換器と、変換器制御装置とを持つ。電力変換器は、三相のそれぞれに対応するアームと、四巻線変圧器とを持つ。各アームには、正側アームと、負側アームと、が含まれる。正側アームは、直列に接続された複数のスイッチング素子と、前記直列に接続された複数のスイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサとを含む複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が正側直流端子に接続される。負側アームは、直列に接続された複数のスイッチング素子と、前記直列に接続された複数のスイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサとを含む複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が負側直流端子に接続される。四巻線変圧器は、三相交流に接続される一次巻線と、前記正側アームの第２端と中性点との間に設けられ、前記一次巻線と磁気結合する二次巻線と、前記負側アームの第２端と前記中性点との間に設けられ、前記二次巻線と逆極性で前記一次巻線と磁気結合する三次巻線と、デルタ結線される四次巻線と、を含む。変換器制御装置は、前記アームのスイッチング素子を制御し、前記四次巻線に起因して、前記二次巻線、及び前記三次巻線において誘起される外乱電圧を相殺する電圧を出力させる。

実施形態に係る電力変換装置１の構成の一例を示す図。 セルＣＬの構成の一例を示す図である。 セルＣＬの構成の他の一例を示す図である。 トランスＴＲの巻線Ｗの配置の一例について示す図。 トランスＴＲの巻線Ｗの配置の他の例について示す図。 外乱が生じていない場合の交流系統の各相の有効電力を示す図。 外乱が生じている場合の交流系統の各相の有効電力を示す図。 外乱が生じている場合の巻線Ｗの周囲に生じる磁束を模式的に示す図。 変換器制御装置２０の構成の一例を示す図。 電圧検出器ＶＭによる各相の交流電圧の検出手法の一例を示す図。 トランスＴＲの漏れインピーダンスの等価回路の一例を示す図。 比較例の変換器制御装置による制御結果の一例を示す図。 変換器制御装置２０による電力変換器１０の制御結果の一例を示す図。 変換器制御装置２０の処理の流れの一例を示すフローチャート。

以下、実施形態の電力変換装置、及び定数取得方法を、図面を参照して説明する。

図１は、実施形態に係る電力変換装置１の構成の一例を示す図である。電力変換装置１は、電力変換器１０と、変換器制御装置２０とを備える。電力変換器１０は、交流系統の交流電力と、直流系統の直流電力とを互いに変換する。電力変換器１０は、正極端子Ｐと、負極端子Ｎとの間に複数のレグＬＧを備える。レグＬＧの数は、例えば、交流系統が供給する交流電力の相数に対応する。交流系統は、例えば、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相の三相三線式の交流電力を供給し、電力変換器１０は、Ｒ相に対応するレグＬＧｒと、Ｓ相に対応するレグＬＧｓと、Ｔ相に対応するレグＬＧｔとを備える。この交流電力とは、例えば、高圧や特別高圧等の１０［ｋＶ］以上の交流電力である。以降の説明において、レグＬＧｒと、レグＬＧｓと、レグＬＧｔとを互いに区別しない場合には、総称して「レグＬＧ」と記載する。

各レグＬＧは、互いに同様の構成を備える。以降の説明において、レグＬＧｒに係る構成には、符号の末尾に「ｒ」を付し、レグＬＧｓに係る構成には、符号の末尾に「ｓ」を付し、レグＬＧｔに係る構成には、符号の末尾に「ｔ」を付す。また、いずれのレグＬＧに係る構成であるかを互いに区別しない場合には、「ｒ」、「ｓ」、又は「ｔ」を省略して示す。

各レグＬＧには、トランスＴＲを介して、交流系統が供給する交流電力の三相のうち一つの相が接続される。トランスＴＲは、例えば、単相３巻線と、安定巻線である四次巻線Ｗ４とを備える四巻線変圧器である。トランスＴＲの一次巻線には、交流系統のＲ相に接続されるＲ相一次巻線Ｗ１ｒと、交流系統のＳ相に接続されるＳ相一次巻線Ｗ１ｓと、Ｔ相一次巻線Ｗ１ｔとが含まれ、トランスＴＲの二次巻線には、Ｒ相二次巻線Ｗ２ｒと、Ｓ相二次巻線Ｗ２ｓと、Ｔ相二次巻線Ｗ２ｔとが含まれ、トランスＴＲの三次巻線には、Ｒ相三次巻線Ｗ３ｒと、Ｓ相三次巻線Ｗ３ｓと、Ｔ相三次巻線Ｗ３ｔとが含まれる。各相に対応して設置される各四次巻線Ｗ４は、デルタ結線される。

図１に示される通り、Ｒ相一次巻線Ｗ１ｒ、Ｓ相一次巻線Ｗ１ｓ、及びＴ相一次巻線Ｗ１ｔは、Ｙ結線され、その中性点は直接、又は中性点接地抵抗（例えば、数［Ω］）を介して接地される。Ｒ相二次巻線Ｗ２ｒ、Ｓ相二次巻線Ｗ２ｓ、及びＴ相二次巻線Ｗ２ｔは、Ｙ結線され、Ｒ相三次巻線Ｗ３ｒ、Ｓ相三次巻線Ｗ３ｓ、及びＴ相三次巻線Ｗ３ｔは、Ｙ結線され、それぞれの中性点が互いに接続される。

以降の説明において、Ｒ相二次巻線Ｗ２ｒと、Ｒ相三次巻線Ｗ３ｒとが接続される点を中性点ＣＰｒと記載し、Ｓ相二次巻線Ｗ２ｓと、Ｓ相三次巻線Ｗ３ｓとが接続される点を中性点ＣＰｓと記載し、Ｔ相二次巻線Ｗ２ｔとＴ相三次巻線Ｗ３ｔとが接続される点を中性点ＣＰｔと記載する。

二次巻線Ｗ２は、二次巻線Ｗ２に生じる磁気が生じさせる電位の正側がレグＬＧの正極Ｐに接続されるように、各レグＬＧの正側アームと接続される。三次巻線Ｗ３は、三次巻線Ｗ３に生じる磁気が生じさせる電位の負側がレグＬＧの負極Ｎに接続されるように、各レグＬＧの負側アームと接続される。

レグＬＧｒは、正側アームと負側アームのそれぞれに、直列に接続されたｎ個のセルＣＬ（図示するセルＣＬ１−１ｒ〜ＣＬ１−ｎｒ、及びセルＣＬ２−１ｒ〜ＣＬ２−ｎｒ）を備える。ｎは、自然数である。レグＬＧｓおよびレグＬＧｔについても同様である。

Ｒ相二次巻線Ｗ２ｒは、Ｒ相の正側アームと接続され、Ｓ相二次巻線Ｗ２ｓは、Ｓ相の正側アームと接続され、Ｔ相二次巻線Ｗ２ｔは、Ｔ相の正側アームと接続される。Ｒ相三次巻線Ｗ３ｒは、Ｒ相の負側アームと接続され、Ｓ相三次巻線Ｗ３ｓは、Ｓ相の負側アームと接続され、Ｔ相三次巻線Ｗ３ｔは、Ｔ相の負側アームと接続される。セルＣＬ１−１の正極端子は、「正側アームの第１端」の一例であり、セルＣＬ２−ｎの負側端子は、「負側アームの第１端」の一例であり、セルＣＬ１−ｎの負極端子は、「正側アームの第２端」の一例であり、セルＣＬ２−１の正極端子は、「負側アームの第２端」の一例である。

以降の説明において、一次巻線Ｗ１、二次巻線Ｗ２、三次巻線Ｗ３、及び四次巻線Ｗ４を互いに区別しない場合には、総称して「巻線Ｗ」と記載する。

［セルＣＬについて］
電力変換器１０において、セルＣＬは、図２に示すハーフブリッジ回路のセルＣＬと、図３示すフルブリッジ回路のセルＣＬとのいずれを用いてもよい。

図２は、セルＣＬの構成の一例を示す図である。図２に示すセルＣＬは、ハーフブリッジ回路である。セルＣＬは、例えば、複数のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２と、スイッチング素子Ｑに応じた数のダイオードＤ１およびＤ２と、コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子Ｑは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）である。ただし、スイッチング素子Ｑは、ＩＧＢＴに限定されず、コンバータ又はインバータを実現可能なスイッチング素子であれば、いかなる素子でもよい。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ１とは、互いに並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１とは、互いに並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ２とは、互いに並列に接続される。セルＣＬの正極端子は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２との接続点に接続され、セルＣＬの負極端子は、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子に接続される。

図３は、セルＣＬの構成の他の一例を示す図である。図３に示すセルＣＬは、フルブリッジ回路である。セルＣＬは、スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤの並列回路を２組直列に接続した回路に対し、コンデンサＣを並列に接続した構成であってもよい。図３の例では、セルＣＬは、複数のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６と、スイッチング素子Ｑに応じた数のダイオードＤ３〜Ｄ６と、コンデンサＣ２とを備える。セルＣＬの正極端子は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ４との接続点に接続され、セルＣＬの負極端子は、スイッチング素子Ｑ５と、スイッチング素子Ｑ６との接続点に接続される。

各スイッチング素子Ｑには、スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える切替端子（不図示）を備え、切替端子には、変換器制御装置２０から制御信号が入力される。変換器制御装置２０は、電力変換器１０から取得する検出信号に基づいて、電力変換器１０に制御信号を出力し、電力変換器１０の動作を制御する。制御信号に基づいて変換器制御装置２０の各スイッチング素子Ｑがオン、又はオフに切り替えられることにより、セルＣＬが備えるコンデンサＣ１は、充電され又は放電する。

［トランスＴＲの巻線Ｗの配置について］
図４は、トランスＴＲの巻線Ｗの配置の一例について示す図である。図４に示される通り、トランスＴＲは、鉄心（図示する鉄心ＣＲ）を軸とし、鉄心ＣＲの径方向に、鉄心ＣＲに近い側から四次巻線Ｗ４、二次巻線Ｗ２、一次巻線Ｗ１、及び三次巻線Ｗ３の順に、同心円状に層をなすように、巻線Ｗが巻きつけられて構成される。一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２との間の漏れインピーダンスと、一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスが一致する位置に各巻線Ｗが配置される。例えば、鉄心ＣＲから見て一次巻線Ｗ１の内側に二次巻線Ｗ２を配置し、一次巻線Ｗ１の外側に三次巻線Ｗ３を配置し、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２との間の距離と、一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間の距離とを一致させることにより、一次巻線Ｗ１と、三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスを一致させることができる。

トランスＴＲは、一次巻線Ｗ１と、二次巻線Ｗ２との間の漏れインピーダンスと、一次巻線Ｗ１と、三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスとが合致するように設計される。上述したように、二次巻線Ｗ２と、三次巻線Ｗ３とを逆極性にしてレグＬＧに接続し、且つ漏れインピーダンスが合致することで、正側アームから負側アームに流れる直流電流による起磁力、或いは負側アームから正側アームに流れる直流電流による起磁力を相殺し、起磁力に応じた電力変化が、交流系統や直流系統に影響することを抑制することができる。四次巻線Ｗ４と、他の巻線との漏れインピーダンスの詳細については、後述する。

電力変換器１０は、トランスＴＲの励磁特性の非線形性に伴う高調波を、四次巻線Ｗ４によって構成されるデルタ結線内で還流させ、起磁力に応じた電力変化が交流系統や直流系統に影響することを抑制することができる。

なお、四次巻線Ｗ４には、絶縁破壊を起こさないように避雷器ＴＴが接続されていてもよい。避雷器ＴＴは、例えば、四次巻線Ｗ４と、接地電位（例えば、大地）との間に接続される。これにより、電力変換器１０や交流系統に、雷サージなどで過大な電圧が印加された場合であっても、レグＬＧにリアクトルを設けることなく、電流を抑制することが出来る。

図５は、トランスＴＲの巻線Ｗの配置の他の例について示す図である。図５に示される通り、トランスＴＲは、鉄心ＣＲを軸とし、鉄心ＣＲの径方向に、鉄心ＣＲに近い側から二次巻線Ｗ２、一次巻線Ｗ１、三次巻線Ｗ３、及び四次巻線Ｗ４の順に、同心円状に層をなすように、巻線Ｗが巻きつけられて構成されていてもよい。例えば、鉄心ＣＲから見て一次巻線Ｗ１の内側に二次巻線Ｗ２を配置し、一次巻線Ｗ１の外側に三次巻線Ｗ３を配置し、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２との間の距離と、一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間の距離とを一致させることにより、一次巻線Ｗ１と、三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスを一致させることができる。

鉄心ＣＲと四次巻線Ｗ４との間、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との間、二次巻線Ｗ２と一次巻線Ｗ１との間、又は一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間は、例えば、絶縁物によって仕切られていてもよく、絶縁破壊が生じない程度の距離が開けられていてもよい。図４、又は図５に示す一例において、一次巻線Ｗ１までの距離が一致していれば、鉄心ＣＲから見て二次巻線Ｗ２が一次巻線Ｗ１の外側であり、三次巻線Ｗ３が一次巻線Ｗ１の内側であってもよい。

ここで、図４や図５に示すように巻線Ｗが配置される場合、四次巻線Ｗ４から二次巻線Ｗ２までの距離と、四次巻線Ｗ４から三次巻線Ｗ３までの距離とを一致させることができない。このため、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスを一致させることはできない。

［零相電流について］
図６は、外乱が生じていない場合の交流系統の各相の電圧を示す図である。図６に示される各波形ＷＶｒ１、ＷＶｓ１、ＷＶｔ１は、交流系統に外乱が生じていない場合のＲ相一次巻線Ｗ１ｒの交流電圧、Ｓ相一次巻線Ｗ１ｓの交流電圧、Ｔ相一次巻線Ｗ１ｔの交流電圧の時間変化を示す。波形ＷＶｚ１は、交流系統に外乱が生じていない場合の零相の電圧の時間変化を示している。

図６に示される通り、交流系統に外乱が生じていない場合（つまり、通常の状態である場合）、一次巻線Ｗ１には、三相が平衡した交流電圧が印加される。一次巻線Ｗ１における交流電圧が、三相で平衡している場合には、零相電圧は、「０」となり、四次巻線Ｗ４には、電流が流れない。このため、上述したように、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスが一致していなくても、電力変換器１０の動作に影響を与えない。

図７は、外乱が生じている場合の交流系統の各相の電圧を示す図である。外乱が生じている状態とは、例えば、一次巻線Ｗ１のうち、ある１線に地絡が生じている状態である。図７に示される各波形ＷＶｒ２、ＷＶｓ２、ＷＶｔ２は、交流系統に外乱が生じている場合のＲ相一次巻線Ｗ１ｒに現れる交流電圧、Ｓ相一次巻線Ｗ１ｓに現れる交流電圧、Ｔ相一次巻線Ｗ１ｔに現れる交流電圧の時間変化を示している。波形ＷＶｚ２は、交流系統に外乱が生じている場合の零相電圧の時間変化を示す。

図７に示される通り、交流系統に外乱が生じている場合、一次巻線Ｗ１における交流電圧は、三相で不平衡となる。この場合、零相電圧ＷＶｚ２が発生し、四次巻線Ｗ４に電流が流れる。

図８は、外乱が生じている場合の巻線Ｗの周囲に生じる磁束を模式的に示す図である。四次巻線Ｗ４に流れる電流は、デルタ結線内を循環する電流である。このとき、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していない場合、各巻線Ｗに鎖交する磁束が互い異なるため、起磁力を相殺することができず、相殺できなかった起磁力に応じた誘起電圧が二次巻線Ｗ２、及び三次巻線Ｗ３に誘起される。

図８に示される磁束は、波形ＷＶ１、波形ＷＶ２、及び波形ＷＶ３として相殺できない起磁力に伴う磁束である。波形ＷＶ１は、四次巻線Ｗ４が作る漏れ磁束のうち、二次巻線Ｗ２と鎖交する磁束である。波形ＷＶ２は、一次巻線Ｗ１が作る漏れ磁束のうち、二次巻線Ｗ２と鎖交する磁束である。波形ＷＶ３は、一次巻線Ｗ１が作る漏れ磁束のうち、三次巻線Ｗ３と鎖交する磁束である。一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２との間の漏れインピーダンスと、一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスとが一致するようにトランスＴＲが設計されているため、一次巻線Ｗ１に流れる電流によって二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とに誘起される電圧が一致する。このため、交流系統や直流系統には、一次巻線Ｗ１に流れる電流がほとんど影響しない。一方で、前述したように、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との間の漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスは一致していないため、四次巻線Ｗ４に流れる電流によって二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とに誘起される電圧が一致せず、所望の電力変換ができなくなる。

相殺できなかった起磁力に応じた誘起電圧が巻線Ｗに誘起される場合、正側アームのコンデンサＣ１の電圧と、負側アームのコンデンサＣ１の電圧とに不平衡が生じ、直流系統の直流電圧が変動する。この場合、変換器制御装置２０は、交流電力を所望の直流電力に変換することができない、或いは直流電力を所望の交流電力に変換することができない。そこで、以下に示すように、変換器制御装置２０は、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起磁力を相殺するように、電力変換器１０を制御する。

［変換器制御装置２０］
変換器制御装置２０は、基本的に、交流系統の交流電力を、直流系統の直流電力に変換する場合には、交流系統側から電力変換器１０に流入する交流有効電力と、電力変換器１０から直流系統に流出する直流有効電力とが一致するように各スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。また、変換器制御装置２０は、直流系統の直流電力を、交流系統の交流電力に変換する場合には、直流系統から電力変換器１０に流入する直流有効電力と、電力変換器１０から交流系統に流出する交流有効電力とが一致するように各スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。このように変換器制御装置２０が電力変換器１０を制御することにより、電力変換器１０の各セルＣＬのコンデンサＣ１の電圧が一定に維持され、広域電力系統の安定した動作を実現する。以降の説明において、コンデンサＣ１の電圧を「コンデンサ電圧」とも記載する。

また、変換器制御装置２０は、電力変換器１０の内部で電力変換に伴う電力損失が生じるため、交流系統と直流系統とのうち、いずれか一方を制御の基準点とし、コンデンサ電圧のフィードバック制御を行う。変換器制御装置２０は、例えば、直流系統の直流有効電力を基準とし、交流系統の交流有効電力を制御することにより、コンデンサ電圧のフィードバック制御を行う。具体的には、変換器制御装置２０は、各コンデンサ電圧を検出し、電力損失に相当する各コンデンサ電圧の低下分を補う（コンデンサ電圧を昇圧する）ように、交流系統の交流電力を制御するフィードバック制御を行う。また、変換器制御装置２０は、規定電圧に維持するため、規定電圧以上のコンデンサ電圧になった場合は降圧するように、交流電力を制御するフィードバック制御を行う。なお、上述では、基準点を直流系統とした場合について説明しているが、交流系統を基準点とした場合は、交流と直流とを逆に読みかえればよい。

交流系統に外乱が生じている場合、変換器制御装置２０は、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起磁力を相殺するように、コンデンサ電圧のフィードフォワード制御を行う。以降の説明において、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起磁力に応じた誘起電圧を単に「誘起電圧」と記載する。

図９は、変換器制御装置２０の構成の一例を示す図である。変換器制御装置２０は、例えば、交流電圧指令値演算部１１０と、直流電圧指令値演算部１１２と、第１算出部１１４と、除算部１１６と、第２算出部１１８と、第３算出部１２０と、正側セル数除算部１２２と、負側セル数除算部１２４と、正側ＰＷＭ制御部１２６と、負側ＰＷＭ制御部１２８と、零相電圧算出部１３０と、変圧比乗算部１３２と、比例定数乗算部１３４とを備える。これらの機能部は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のハードウェアプロセッサがプログラム（ソフトウェア）を実行することにより実現される。また、これらの構成要素のうち一部又は全部は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）等のハードウェア（回路部；circuitryを含む）によって実現されてもよいし、ソフトウェアとハードウェアの協働によって実現されてもよい。

交流電圧指令値演算部１１０は、交流系統や直流系統の各電力系統間の電力の供給（融通）を制御する制御装置（以下、広域電力系統制御装置（不図示））から指示される所望の電力を変換できるように、電力変換器１０が出力すべき交流系統の交流電圧値を指示する交流電圧指令値Ｖａｃｒｆを演算する。直流電圧指令値演算部１１２は、電力変換器１０が出力すべき直流系統の直流電圧値を指示する直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆを演算する。広域電力系統制御装置と、変換器制御装置２０とは、例えば、ネットワークを介して交流電圧指令値や直流電圧指令値等の種々の情報を送受信する。ネットワークは、例えば、ＷＡＮ（Wide Area Network）やＬＡＮ（Local Area Network）などを含む。また、交流電圧指令値演算部１１０や直流電圧指令値演算部１１２は、所望の電力変換動作に必要な指令値を演算することに加え、上述したコンデンサ電圧のフィードバック制御に係る演算も行う。

なお、変換器制御装置２０は、広域電力系統制御装置から指示される所望の電力を変換できるように交流電圧指令値Ｖａｃｒｆや直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆを演算する構成に代えて、予め定められた電力変換動作に基づく交流電圧の振幅、或いは位相や、直流電圧の振幅をフィードバックなどの技術を用いて、交流電圧指令値Ｖａｃｒｆや直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆを演算してもよい。

第１算出部１１４は、直流電圧指令値演算部１１２が演算した直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆから比例定数乗算部１３４によって算出された補正値ｃｖを減算する。補正値ｃｖは、交流系統に外乱が生じていない場合には「０」となるが、交流系統に外乱が生じている場合には零相電圧に応じた値となる。まず、交流系統に外乱が生じていない場合（つまり、補正値ｃｖが「０」）である場合について説明し、交流系統に外乱が生じている場合については、後述する。第１算出部１１４は、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆから補正値ｃｖ（この場合、「０」）を減算した値（以下、減算値ｓｖ）を算出する。

除算部１１６は、第１算出部１１４によって算出された減算値ｓｖを「２」で除算する。除算部１１６は、減算値ｓｖを「２」で除算した値（以下、除算値ｄｖ）を第２算出部１１８と、第３算出部１２０とに出力する。除算値ｄｖは、式（１）で示される。
ｄｖ＝Ｖｄｃｒｆ／２…（１）

第２算出部１１８は、交流電圧指令値演算部１１０によって取得された交流電圧指令値Ｖａｃｒｆと、除算部１１６によって算出された除算値ｄｖとに基づいて、正側アームに出力させる電圧値（以下、正側出力電圧値Ｖｕｐ）を算出する。図１に示されるように、トランスＴＲの正側は減極性であり、トランスＴＲの負側は加極性であるため、第２算出部１１８は、交流電圧指令値Ｖａｃｒｆに「−１」を乗算した値に除算値ｄｖを加算した値を正側出力電圧値Ｖｕｐとして算出する。正側出力電圧値Ｖｕｐは、式（２）で示される。
Ｖｕｐ＝−Ｖｕｒｅｆ＋Ｖｄｃｒｅｆ／２…（２）

第３算出部１２０は、交流電圧指令値演算部１１０によって取得された交流電圧指令値Ｖａｃｒｆと、除算部１１６によって算出された除算値ｄｖとに基づいて、負側アームに出力させる電圧値（以下、負側出力電圧値Ｖｕｎ）を算出する。上述したように、トランスＴＲの負側は加極性であるため、第３算出部１２０は、交流電圧指令値Ｖａｃｒｆから除算値ｄｖを除算した値を負側出力電圧値Ｖｕｎとして算出する。正側出力電圧値Ｖｕｐは、式（３）で示される。
Ｖｕｎ＝Ｖｕｒｅｆ＋Ｖｄｃｒｅｆ／２…（３）

正側セル数除算部１２２は、第２算出部１１８によって算出された正側出力電圧値Ｖｕｐと、正側アームに備えられるセルＣＬの数（この一例では、ｎ個）に基づいて、正側アームの各セルＣＬに出力させる電圧値を算出する。おおよそ、中性点ＣＰから正側アームの間の直流電圧は、正側アームに直列接続されたｎ個のコンデンサＣ１のコンデンサ電圧の和と一致する。換言すると、正側出力電圧値Ｖｕｐをｎによって除算した値に正側アームの各セルＣＬの出力電圧を制御することによって、中性点ＣＰから正側アームの間の電圧を正側出力電圧値Ｖｕｐにすることができる。正側セル数除算部１２２は、正側出力電圧値Ｖｕｐをｎによって除算した値を正側アームの各セルＣＬの出力電圧値として算出する。

負側セル数除算部１２４は、第３算出部１２０によって算出された負側出力電圧値Ｖｕｎと、負側アームに備えられるセルＣＬの数（この一例では、ｎ個）に基づいて、負側アームの各セルＣＬに出力させる電圧値を算出する。おおよそ、中性点ＣＰから負側アームの間の直流電圧は、負側アームに直列接続されたｎ個のコンデンサＣ１のコンデンサ電圧の和と一致する。換言すると、負側出力電圧値Ｖｕｎをｎによって除算した値に負側アームの各セルＣＬの出力電圧を制御することによって、中性点ＣＰから負側アームの間の直流電圧を負側出力電圧値Ｖｕｎにすることができる。負側セル数除算部１２４は、負側出力電圧値Ｖｕｎをｎによって除算した値を負側アームのセルＣＬの出力電圧値として算出する。

正側ＰＷＭ制御部１２６は、正側セル数除算部１２２によって算出された正側アームのセルＣＬの目標出力電圧に基づいて、三角波比較などにより正側ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成し、電力変換器１０に出力する。電力変換器１０は、取得した正側ＰＷＭ制御信号に基づいて、正側アームのセルＣＬのスイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。

負側ＰＷＭ制御部１２８は、負側セル数除算部１２４によって算出された負側アームのセルＣＬの目標出力電圧に基づいて、負側ＰＷＭ制御信号を生成し、電力変換器１０に出力する。電力変換器１０は、取得した負側ＰＷＭ制御信号に基づいて、負側アームのセルＣＬのスイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。

零相電圧算出部１３０は、交流電力の各相の交流電圧に基づいて、零相電圧を算出する。図１０は、電圧検出器ＶＭによる各相の交流電圧の検出手法の一例を示す図である。図１０に示される通り、各一次巻線Ｗ１には、交流系統の各相の交流電圧値を検出する電圧検出器ＶＭが接続される。具体的には、Ｒ相一次巻線Ｗ１ｒには、電圧検出器ＶＭｒが接続され、Ｓ相一次巻線Ｗ１ｓには、電圧検出器ＶＭｓが接続され、Ｔ相一次巻線Ｗ１ｔには、電圧検出器ＶＭｔが接続される。電圧検出器ＶＭｒは、接地電位に対するＲ相の交流電圧（以下、Ｒ相交流電圧Ｖｕ）を検出し、電圧検出器ＶＭｓは、接地電位に対するＳ相の交流電圧（以下、Ｓ相交流電圧Ｖｖ）を検出し、電圧検出器ＶＭｔは、接地電位に対するＴ相の交流電圧（以下、Ｔ相交流電圧Ｖｗ）を検出する。

図９に戻り、零相電圧算出部１３０は、検出されたＲ相交流電圧Ｖｕ、Ｓ相交流電圧Ｖｖ、及びＴ相交流電圧Ｖｗの和を、「３」で除算した値を零相電圧Ｖ０として算出する。零相電圧Ｖ０は、式（４）で示される。
Ｖ０＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３…（４）

変圧比乗算部１３２は、零相電圧算出部１３０によって算出された零相電圧Ｖ０にトランスＴＲの変圧比を乗算する。

比例定数乗算部１３４は、零相電圧Ｖ０に変圧比を乗算した値に、比例定数Ｋを乗算する。零相電圧と誘起電圧は、比例関係にあるため、零相電圧Ｖ０に比例定数Ｋを乗算することにより、誘起電圧を算出することができる。比例定数Ｋは、トランスＴＲが設計された後、トランスＴＲに、ある大きさの零相電圧を印加した際に、二次巻線Ｗ２と、三次巻線Ｗ３との間に生じる誘起電圧を測定することにより求められる。

比例定数Ｋは、トランスＴＲの漏れインピーダンスの等価回路を用いて算出することもできる。図１１は、トランスＴＲの漏れインピーダンスの等価回路の一例を示す図である。トランスＴＲのような四巻線変圧器の場合、トランスＴＲには、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２との間の漏れインピーダンスＺ１２と、一次巻線Ｗ１と三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスＺ１３と、一次巻線Ｗ１と四次巻線Ｗ４との間の漏れインピーダンスＺ１４と、二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３との間の漏れインピーダンスＺ２３と、二次巻線Ｗ２と四次巻線Ｗ４との間の漏れインピーダンスＺ２４と、三次巻線Ｗ３と四次巻線Ｗ４との間の漏れインピーダンスＺ３４とが存在する。

漏れインピーダンスＺ１２、Ｚ１３、Ｚ１４、Ｚ２３、Ｚ２４、及びＺ３４から、図１１に示されるトランスＴＲの漏れインピーダンスの等価回路の漏れインピーダンスＺ１〜Ｚ７を既知の方法によって算出することができる。すなわち、比例定数Ｋは、式（５）によって算出され、漏れインピーダンスＺ７は、式（６）によって算出される。

Ｋ＝Ｖ２３／Ｖ１４＝（Ｚ７）／（Ｚ１＋Ｚ４＋Ｚ７）×（Ｚ６）／（２×Ｚ５＋Ｚ６）…（５）
Ｚ７＝Ｚ６×（２×Ｚ５＋Ｚ６）／（２×Ｚ５＋２×Ｚ６）…（６）

図９に戻り、比例定数乗算部１３４は、零相電圧に変圧比を乗算した値に、比例定数Ｋを乗算した値を補正値ｃｖとして算出する。第１算出部１１４は、比例定数乗算部１３４によって算出された補正値ｃｖを直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆから減算して減算値ｓｖを算出する。

減算値ｓｖに基づく除算値ｄｖを正側出力電圧値Ｖｕｐ、及び負側出力電圧値Ｖｎｐに加算することにより、変換器制御装置２０は、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起電力を相殺するように、正側アームおよび負側アームが出力する電圧の制御を行うことができる。

［比較例との比較］
図１２は、比較例の変換器制御装置による制御結果の一例を示す図である。図１３は、変換器制御装置２０による電力変換器１０の制御結果の一例を示す図である。

比較例の変換器制御装置は、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起電力を相殺する制御を行わない。

図１２、及び図１３には、一次巻線Ｗ１の（つまり、交流系統の）交流電圧の時間を示す波形と、一次巻線Ｗ１の交流電流の時間変化を示す波形と、上アームに流れる電流の時間変化と下アームに流れる電流の時間変化とをレグＬＧ毎に示す波形と、上アームのコンデンサＣ１のコンデンサ電圧の平均値の時間変化と下アームのコンデンサＣ１のコンデンサ電圧の平均値の時間変化とをレグＬＧ毎に示す波形と、正極Ｐと負極Ｎとの間の直流電圧（つまり、直流系統の直流電圧）の時間変化を示す波形とが示される。図１２、及び図１３に示される一例において、直流電流は、交流系統側から直流系統側に電力を融通（送電）する場合に正の値をとり、直流系統側から交流系統側に電力を融通（送電）する場合は負の値になる。

一次巻線Ｗ１には、時刻ｔ１において外乱（例えば、一次巻線Ｗ１のうち、一線に地絡）が生じる。これに伴い、地絡した一次巻線Ｗ１の交流電流、及び交流電圧が低下する。また、交流電圧が低下することに伴い、アーム電流、コンデンサ電圧が振動し、この振動によって、直流電流、及び直流電圧も振動する。

図１２に示される従来の制御の制御結果では、地絡事故を除去することにより、時刻ｔ２において、外乱が解消されるが、一部のアームのコンデンサ電圧が、過電圧保護電圧に達するため、電力変換装置１（電力変換器１０）の運転が停止される。時刻ｔ２とは、例えば、時刻ｔ１から７０［ｍｓ］程度経過した後のタイミングである。電力変換器１０の運転が停止され、一次巻線Ｗ１の電流、アーム電流、及び直流電流が「０」になる。また、変換器制御装置２０は、外乱が解消された後も、過電圧保護電圧に達したコンデンサＣ１の放電を行う必要があるため、すぐには運転を開始することができない。

これに対し、図１３に示される変換器制御装置２０の制御結果では、変換器制御装置２０によって四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起電力を相殺するように制御を行うため、アーム電流、コンデンサ電圧の振動が抑制され、直流電流、及び直流電圧が振動しない。また、直流系統は、外乱が生じた後も、外乱が生じる前とほぼ同じ直流電圧を供給する。このため、変換器制御装置２０は、外乱が生じている間も運転を継続することができる。また、変換器制御装置２０は、外乱が解消された後（つまり、時刻ｔ２以降）も、過電圧保護電圧に達したコンデンサＣ１の放電を行う必要がないため、運転を継続することができる。

［処理フロー］
図１４は、変換器制御装置２０の処理の一例を示すフローチャートである。零相電圧算出部１３０は、各電圧検出器ＶＭによって検出した交流電圧に基づいて、零相電圧を算出する（ステップＳ１０２）。比例定数乗算部１３４は、変圧比乗算部１３２によって零相電圧に変圧比を乗算した値に比例定数Ｋを乗算し、補正値ｃｖを算出する（ステップＳ１０４）。第１算出部１１４は、直流電圧指令値演算部１１２によって取得された直流電圧指令値Ｖｄｃｒｆから補正値ｃｖを減算し、減算値ｓｖを算出する（ステップＳ１０６）。

除算部１１６は、第１算出部１１４によって算出された減算値ｓｖを「２」で除算し、除算値ｄｖを算出する（ステップＳ１０８）。第２算出部１１８は、交流電圧指令値Ｖａｃｒｆに「−１」を乗算した値に除算値ｄｖを加算した値を、正側出力電圧値Ｖｕｐとして算出する（ステップＳ１１０）。また、第３算出部１２０は、交流電圧指令値Ｖａｃｒｆに除算値ｄｖを加算した値を、負側出力電圧値Ｖｎｐとして算出する（ステップＳ１１２）。

正側セル数除算部１２２は、正側出力電圧値Ｖｕｐを正側アームに備えられるセルＣＬの数（この一例ではｎ個）によって除算した値を、正側アームの各セルＣＬの出力電圧として算出し、負側セル数除算部１２４は、負側出力電圧値Ｖｎｐを負側アームに備えられるセルＣＬの数（この一例ではｎ個）によって除算した値を、負側アームの各セルＣＬの出力電圧として算出する（ステップＳ１１４）。

正側ＰＷＭ制御部１２６は、正側セル数除算部１２２によって算出された正側アームのセルＣＬのコンデンサＣ１のコンデンサ電圧に基づいて、現在の正側アームのセルＣＬの出力電圧が、算出された出力電圧値に近づくようにスイッチング素子Ｑを制御するＰＷＭ制御信号を生成する（ステップＳ１１６）。負側ＰＷＭ制御部１２８は、負側セル数除算部１２４によって算出された負側アームのセルＣＬのコンデンサＣ１のコンデンサ電圧に基づいて、現在の負側アームのセルＣＬの出力電圧が、算出された出力電圧値に近づくようにスイッチング素子Ｑを制御するＰＷＭ制御信号を生成する（ステップＳ１１８）。

電力変換器１０は、取得したＰＷＭ制御信号に基づいて、正側アーム、及び負側アームのセルＣＬのスイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替えることにより、四次巻線Ｗ４と二次巻線Ｗ２との漏れインピーダンスと、四次巻線Ｗ４と三次巻線Ｗ３との漏れインピーダンスとが一致していないことによって生じる起電力を相殺するように、正側アームおよび負側アームの出力する電圧の制御を行うことができる。

［実施形態のまとめ］
以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、変換器制御装置２０が、各アームのスイッチング素子Ｑを制御し、二次巻線Ｗ２、及び三次巻線Ｗ３おいて誘起する外乱電圧を相殺する零相電圧を出力させることにより、交流系統に外乱が発生した場合でも運転を継続することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

Claims (8)

1. 三相のそれぞれに対応するアームを備え、
   各アームには、
   直列に接続された複数のスイッチング素子と、前記直列に接続された複数のスイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサとを含む複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が正側直流端子に接続される正側アームと、
   直列に接続された複数のスイッチング素子と、前記直列に接続された複数のスイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサとを含む複数の変換器が互いに直列に接続され、第１端が負側直流端子に接続される負側アームと、が含まれ、
   更に、三相交流に接続される一次巻線と、前記正側アームの第２端と中性点との間に設けられ、前記一次巻線と磁気結合する二次巻線と、前記負側アームの第２端と前記中性点との間に設けられ、前記二次巻線と逆極性で前記一次巻線と磁気結合する三次巻線と、デルタ結線される四次巻線と、を含む四巻線変圧器を備える電力変換器と、
   前記アームのスイッチング素子を制御し、前記四次巻線に起因して、前記二次巻線、及び前記三次巻線において誘起される外乱電圧を相殺する電圧を出力させる変換器制御装置と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記変換器制御装置は、前記三相交流の零相電圧に応じた電圧を、前記外乱電圧を相殺する零相電圧として出力させる、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 三相のそれぞれの前記一次巻線の電圧を検出する電圧検出器を備え、
   前記変換器制御装置は、前記電圧検出器によって検出された三相のそれぞれの前記一次巻線の電圧の和を求めることによって、前記一次巻線が接続される三相交流系統の零相電圧を算出する
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記四巻線変圧器は、前記一次巻線と前記二次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記一次巻線と前記三次巻線との間の漏れインピーダンスとを一致させ、且つ、前記二次巻線と前記四次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記三次巻線と前記四次巻線との間の漏れインピーダンスとを異ならせた巻線構成である、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記四巻線変圧器は、鉄心に対し、前記一次巻線、前記二次巻線、前記三次巻線、及び前記四次巻線を同芯円状に、且つ径方向に層をなすように配置し、
   前記二次巻線と前記三次巻線は、前記一次巻線に隣接する層をなすように配置される、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記変換器制御装置は、
   前記三相交流の交流電圧値に、前記電力変換器が出力する直流電圧を２で除した値を加算した値に基づいて、前記負側アームにおけるスイッチング制御を行い、
   且つ前記交流電圧値に−１を乗じた値に、前記直流電圧を２で除した値を加算した値に基づいて、前記正側アームにおけるスイッチング制御を行う、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 請求項１に記載の電力変換装置において、前記外乱電圧を相殺する零相電圧を出力させる際に使用される定数を取得する定数取得方法であって、
   前記一次巻線と前記二次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記一次巻線と前記三次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記一次巻線と前記四次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記二次巻線と前記三次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記二次巻線と前記四次巻線との間の漏れインピーダンスと、前記三次巻線と前記四次巻線との間の漏れインピーダンスとに基づいて前記零相電圧を定めるための定数を取得する、
   定数取得方法。
8. 請求項１に記載の電力変換装置において、前記外乱電圧を相殺する零相電圧を出力させる際に使用される定数を取得する定数取得方法であって、
   前記電力変換器に零相電圧を印加した際の、前記二次巻線と前記三次巻線との間に生じる電圧と、零相電圧との比を前記逆相電圧を定めるための定数として取得する、
   定数取得方法。

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