JP6545612B2 - トランスリアクトル一体型磁気素子及び電力変換回路システム - Google Patents

Description

本発明はトランスリアクトル一体型磁気素子及び電力変換回路システムに関し、特に複数の入出力ポートを備える電力変換回路システムに関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等、電気リッチな自動車の開発・普及に伴い、車載の電源回路も複雑化・大型化の傾向にある。例えば、ハイブリッド自動車では、走行用バッテリ、システム用バッテリ、プラグイン用の外部電源回路、走行用バッテリの直流電力を走行用モータに供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を交流電力に変換するためのＤＣ／ＡＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を補機に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等があり、構成が複雑化している。

そこで、一つの回路で複数の入出力を備えるマルチポート電源の開発が進められている。マルチポート電源により、配線や半導体素子等の共有化により電源回路を小型化することが提案されている。この際、トランスコイルとリアクトルコイルを互いに干渉しないようにコアに巻回することが有効である。

特許文献１には、３つの脚部を有するコアに、トランスコイルとリアクトルコイルを互いに干渉しないような巻き方で配置する構成が記載されており、磁気素子間のデッドスペースや、ヒートシンクサイズを縮小できる。

図１１は、この文献に記載された磁気素子の横断面図を示す。３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部にトランスコイル１２ａ，１２ｂ、１４ａ，１４ｂが配置され、中央の脚部に２つのリアクトルコイル１６ａ，１６ｂが配置される。トランスコイル１２ａ，１２ｂは１次側（低圧側）のトランスコイルであり、トランスコイル１４ａ，１４ｂは２次側（高圧側）のトランスコイルである。

図１２Ａ及び図１２Ｂは、図１１の磁気素子をトランス動作させる場合の磁束変化と回路構成を示す。トランスコイル１２ａ，１２ｂが互いに逆相となるように電流を流すと、トランスコイル１２ａ，１２ｂによる磁束発生方向が両端で逆になるため中央の脚部の磁束変化は互いに打ち消される。従って、中央の脚部に配置されたリアクトルコイル１６ａ，１６ｂには磁束が通らず、起電力は生じない。

他方、図１３Ａ及び図１３Ｂは、図１１の磁気素子をリアクトル動作させる場合の磁束変化と回路構成を示す。トランスコイル１２ａ，１２ｂが互いに同相となるように電流を流すと、中央の脚部に配置されたリアクトルコイル１６ａ，１６ｂから発生した磁束はトランスコイル１２ａ，１２ｂに鎖交するが、発生する起電力がセンタータップを介した上下のトランスコイル１２ａ，１２ｂで互いに逆となるためコイル全体としては起電力がゼロとなり、トランスとして動作しない。以上の原理により、トランスコイルとリアクトルコイルが互いに干渉せずに動作する。

特開２０１２−１３４２６６号公報

従来技術においては、トランスコイルとリアクトルコイルを３つの脚部を有するコアに配置することで磁気素子間のデッドスペースやヒートシンクサイズの縮小が可能であるが、部品点数の削減や巻線長の短縮に加えて、変換効率のさらなる増大も要求されている。

図１４は、図１１に示す磁気素子を上から見た場合のリアクトル動作時の同相電流の流れを示し、図１５は、図１１に示す磁気素子を上から見た場合のトランス動作時の逆相電流の流れを示す。

リアクトル動作時では、図１４に示すように、電流は、Ｍｕ端子から中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを時計回りに流れ、次いで左側の脚部のトランスコイル１２ａを反時計方向に流れ、Ｃ端子に至る。他方、電流は、Ｍｖ端子から中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを時計回りに流れ、次いで右側の脚部のトランスコイル１２ｂを反時計方向に流れ、Ｃ端子に至る。中央の脚部に配置されたリアクトルコイル１６ａから発生した磁束はトランスコイル１２ａ，１２ｂに鎖交するが、発生する起電力がセンタータップを介した上下のトランスコイル１２ａ，１２ｂで互いに逆となるためコイル全体としては起電力がゼロとなり、トランスとして動作しない。

他方、トランス動作時では、図１５に示すように、電流は、Ｍｕ端子から中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを時計回りに流れ、次いで左側の脚部のトランスコイル１２ａを反時計方向に流れ、次いで右側の脚部のトランスコイル１２ｂを時計方向に流れ、さらに中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを反時計方向に流れてＭｖ端子に至る。トランスコイル１２ａ，１２ｂによる磁束発生方向が両端で逆になるため中央の脚部の磁束変化は互いに打ち消される。従って、中央の脚部に配置されたリアクトルコイル１６ａには磁束が通らず、起電力は生じないのでリアクトル動作に影響しない。

しかしながら、同相電流がリアクトルコイル１６ａを流れるだけでなく、図１５に示すように逆相電流もリアクトルコイル１６ａを流れることになるから、逆相電流によってリアクトルコイル１６ａで交流抵抗損失が生じ、変換効率が低下してしまう問題がある。

本発明の目的は、基板面積やコア体積を縮小し、さらに電力変換効率を向上させることが可能なトランスリアクトル一体型磁気素子及び電力変換回路システムを提供することにある。

本発明のトランスリアクトル一体型磁気素子は、中央の脚部、及び両端の脚部を備えるコアと、両端の脚部のいずれかに巻回される第１の１次側トランスコイル及び第１の２次側トランスコイルと、両端の脚部のいずれか他方に巻回される第２の１次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルとを備え、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルは直列接続されるとともに差動方向に巻回され、第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは直列接続されるとともに差動方向に巻回され、コアの中央の脚部にはリアクトルコイルが巻回されるとともに、その端部が、第１の１次側トランスコイルと第２の１次側トランスコイルの中点に接続され、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに同相電流が供給されることでリアクトル動作し、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに逆相電流が供給されることでトランス動作することを特徴とする。

また、本発明の電力変換回路システムは、１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、左アーム及び右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルが直列接続される１次側変換回路と、２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、左アーム及び右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルが直列接続される２次側変換回路と、１次側変換回路及び２次側変換回路のスイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路とを備え、第１の１次側トランスコイル及び第１の２次側トランスコイルは、中央の脚部、及び両端の脚部を備えるコアの両端の脚部のいずれかに巻回され、第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは、コアの両端の脚部のいずれか他方に巻回され、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルは差動方向に巻回され、第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは差動方向に巻回され、コアの中央の脚部にはリアクトルコイルが巻回されるとともに、その端部が、第１の１次側トランスコイルと第２の１次側トランスコイルの中点に接続され、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに同相電流が供給されることでリアクトル動作し、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに逆相電流が供給されることでトランス動作することを特徴とする。

本発明によれば、基板面積やコア体積を縮小し、さらに電力変換効率を向上させることができる。すなわち、同相電流の変化に対してはリアクトルとして動作させ、逆相電流の変化に対してはトランスとして動作させることで、一体磁気素子として機能させ、基板面積とコア体積を縮小できる。また、トランスとして動作させる際にも、中央の脚部のリアクトルコイルに電流が流れないので、交流抵抗損失をゼロとできる。さらに、逆相電流が流れない経路にリアクトルコイルを配置すると、リアクトルコイルに流れる同相電流の大きさが倍になるため、巻数を半分にしても従来と同様のインダクタンス値を実現でき、コイルへの磁界鎖交による渦電流損失を半減できる。

実施形態の回路構成図である。 実施形態の磁気素子の横断面図である。 実施形態の磁気素子のリアクトル動作時の電流の流れを示す説明図である。 実施形態の磁気素子のトランス動作時の電流の流れを示す説明図である。 実施形態の磁気素子のトランス動作時の磁束を示す説明図である。 実施形態の磁気素子のトランス動作時の回路図である。 実施形態の磁気素子のリアクトル動作時の磁束を示す説明図である。 実施形態の磁気素子のリアクトル動作時の回路図である。 実施形態の等価回路図である。 実施形態の磁気素子の構成図である。 実施形態の各部の電圧・電流波形図である。 実施形態の変換効率を示すシミュレーション結果のグラフ図である。 従来技術の磁気素子の横断面図である。 従来技術の磁気素子のトランス動作時の磁束を示す説明図である。 従来技術の磁気素子のトランス動作時の回路図である。 従来技術の磁気素子のリアクトル動作時の磁束を示す説明図である。 従来技術の磁気素子のリアクトル動作時の回路図である。 従来技術の磁気素子のリアクトル動作時の電流の流れを示す説明図である。 従来技術の磁気素子のトランス動作時の電流の流れを示す説明図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

図１は、本実施形態における電力変換回路システムの基本的な回路構成図である。電力変換回路システムは、制御回路１００と電力変換回路１２０からなる。電力変換回路１２０は、磁気結合リアクトルを利用し、３つの直流電源間において双方向の電力伝送が可能な３ポートのマルチポート回路である。

マルチポート回路は、１次側変換回路にポートＡ及びポートＣを備え、２次側変換回路にポートＢ及びポートＤを備える。

１次側変換回路の正極母線と１次側変換回路の負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＡは、１次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＡの入出力電圧をＶＡとする。ポートＣは、１次側変換回路の負極母線とトランスの間に配置される。ポートＣの入出力電圧をＶＣとする。

左側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２の接続点と、右側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４の接続点の間に、互いに直列に接続される磁気結合リアクトル（リアクトルコイル）が接続されるとともに、トランス（トランスコイル）の１次側巻線（トランスコイル）１２ａ，１２ｂが接続される。すなわち、磁気結合リアクトルと１次側トランスコイル１２ａ，１２ｂは、２つの双方向チョッパ回路の中間点に接続される。

他方、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＢは、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＢの入出力電圧をＶＢとする。

トランスの２次側巻線（トランスコイル）１４ａ，１４ｂは、左アームを構成するスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６の接続点と、右アームを構成するスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８の接続点の間に接続される。

制御回路１００は、電力変換回路１２０を制御する各種パラメータを設定し、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング制御を行う。制御回路１００は、外部からのモード信号に基づき１次側変換回路の２つのポート間で電力変換を行うモードと、１次側と２次側間での絶縁型電力伝送を行うモードを切り替える。ポートでいえば、ポートＡとポートＢ間では双方向絶縁型コンバータとして回路を動作させ、ポートＡとポートＣ間では双方向非絶縁型コンバータとして回路を動作させる。このとき、磁気結合リアクトルは、双方向絶縁型コンバータ動作では磁束を弱め合うため漏れインダクタンス成分を用い、双方向非絶縁型コンバータ動作では磁束を強め合うため励磁インダクタンス成分と漏れインダクタンス成分の和の成分を用いて電力伝送を行う。

１次側変換回路と２次側変換回路の間の絶縁型電力伝送は、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング周期の位相差φで制御する。

１次側変換回路から２次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側が２次側に対して進み位相となるように位相差φを決定する。また、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、これとは逆に１次側が２次側に対して遅れ位相となるように位相差φを決定する。例えば、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ１及びＳ４をオンし、Ｓ２及びＳ３をオフする。また、２次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ５及びＳ８をオンし、Ｓ６及びＳ７をオフする。２次側変換回路では、
Ｓ５→トランス２次側巻線→Ｓ８
と電流が流れる。１次側変換回路では、
Ｓ４→トランス１次側巻線→Ｓ１
と電流が流れる。

次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１，Ｓ４，Ｓ８をオンし、それ以外はオフとする。前の期間と比べてスイッチングトランジスタＳ５がオンからオフに遷移するが、２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ５がオフすると、スイッチングトランジスタＳ６に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、２次側の両端電圧はゼロに降下する。従って、２次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ５のオンオフとなる。

さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。

さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ４，Ｓ６，Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１がオンからオフに遷移すると、スイッチングトランジスタＳ１に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、スイッチングトランジスタＳ２がオンしない限り１次側の両端電圧はゼロにならない。従って、１次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ２のオンオフとなる。

上下のスイッチングトランジスタが短絡しないように、数百ナノ秒〜数マイクロ秒程度のデッドタイムを設けてもよい。すなわち、スイッチングトランジスタＳ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８がともにオフとなるような期間を設けてもよい。

図１のマルチポート回路を例えばハイブリッジ自動車等に搭載する場合、ポートＡに４８Ｖ補機を接続し、ポートＣに１４Ｖ補機を接続し、ポートＢに主機バッテリ等を接続することができる。

以上のようなマルチポート回路では、トランスコイルによるトランス動作とリアクトルコイルによるリアクトル動作が要求され、従来の磁気素子においては上述したように３つの脚部を備えるコアの両端の脚部にトランスコイルを配置し、中央の脚部にリアクトルコイルを配置し、中央の脚部のリアクトルコイルに同相電流を流すことでリアクトルとして動作させ、逆相電流を流すことでトランスとして動作させていた。

ところが、既述したように、逆相電流もリアクトルコイルを流れることからリアクトルコイルで交流抵抗損失が生じ、変換効率（電力変換効率）が低下してしまう。

そこで、本実施形態では、中央の脚部のリアクトルコイルを逆相電流が流れない経路に配置することで変換効率の低下を防止する。具体的には、３つの脚部を有するコアの両端の脚部にトランスコイルを差動方向に巻回するとともに、中央の脚部にリアクトルコイルを巻回し、リアクトルコイルの一端をトランスコイルの中点に接続する。言い換えれば、トランスコイルの中点からリアクトルコイルを出すようにして中央の脚部に巻回する。

図２は、本実施形態の磁気素子の横断面図を示す。３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部にトランスコイル１２ａ，１２ｂ、１４ａ，１４ｂが配置され、中央の脚部にリアクトルコイル１６ａが配置される。図では簡易化のため、１次側のリアクトルコイル１６ａのみを示すが、２次側のリアクトルコイル１６ｂも同様に配置してもよい。トランスコイル１２ａ，１２ｂは互いに直列かつ差動方向に接続され、トランスコイル１２ａ、１２ｂの中点Ｍｕにリアクトルコイル１６ａが接続される。２次側についても同様である。

図１に示す基本的な回路構成では、１次側のリアクトルコイルはスイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２の中点Ｍｕとトランスコイル１２ａとの間、及びスイッチングトランジスタＳ３，Ｓ４の中点Ｍｖとトランスコイル１２ｂとの間に接続されているが、本実施形態では、１次側のリアクトルコイル１６ａは、トランスコイル１２ａ，１２ｂの中点とポートＣとの間に接続される。２次側についても同様である。なお、本実施形態の等価回路構成についてはさらに後述する。

図３は、図２に示す磁気素子を上から見た場合の、リアクトル動作時の電流の流れを示す。トランスコイル１２ａ，１２ｂは、３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部にそれぞれ差動方向に配置されており、リアクトル動作では互いに同相となるように電流が流れる。すなわち、Ｍｕからの電流は左側の脚部のトランスコイル１２ａを反時計方向に流れ、次いで、中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを時計方向に流れてポートＣに至る。また、Ｍｖからの電流は右側の脚部のトランスコイル１２ｂを反時計方向に流れ、次いで、中央の脚部のリアクトルコイル１６ａを時計方向に流れてポートＣに至る。左右の脚部のトランスコイル１２ａ，１２ｂで生じる磁束は紙面に垂直に奥から手前の向きであり、中央の脚部のリアクトルコイル１６ａで生じる磁束は紙面に垂直に手前から奥の向きである。

他方、図４は、図２に示す磁気素子を上から見た場合の、トランス動作時の電流の流れを示す。トランスコイル１２ａ，１２ｂは、３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部にそれぞれ差動方向に配置されており、トランス動作では互いに逆相となるように電流が流れる。すなわち、Ｍｕからの電流は左側の脚部のトランスコイル１２ａを反時計方向に流れ、次いで、右側の脚部のトランスコイル１２ｂを時計方向に流れる。トランスコイル１２ａ，１２ｂの中点とポートＣとの間に接続されたリアクトルコイル１６ａには電流は流れない。

図５Ａ及び図５Ｂは、図４に対応するトランス動作における磁束及び回路図を示す。左右の脚部にそれぞれ配置されたトランスコイル１２ａ，１２ｂによる磁束の向きは互いに反対であるため中央の脚部では互いに打ち消し合い、リアクトルとして動作することはない。このため、図５Ａでは、リアクトルコイル１６ａを省略している。つまり、中央の脚部がないＯ型コアのトランスと同じ磁束変化である。また、電流は、
Ｍｕ→トランスコイル１２ａ→トランスコイル１２ｂ→Ｍｖ
と流れ、リアクトルコイル１６ａには流れないので交流抵抗損失がない。

なお、図６Ａ及び図６Ｂは、図３に対応するリアクトル動作における磁束及び回路図を示す。左右の脚部にそれぞれ配置されたトランスコイル１２ａ，１２ｂによる磁束の向きは同じであるため中央の脚部では磁束が打ち消し合うことはないが、発生する起電力はセンタータップを介したトランスコイル１２ａ，１２ｂで互いに逆となるためコイル全体としては起電力がゼロとなり、トランスとして動作しない。このため、図６Ａでは、トランスコイル１２ａ、１２ｂ（及びトランスコイル１４ａ、１４ｂ）を省略している。また、リアクトルとしてはギャップを介した磁気抵抗の大きな経路で磁束変化が生じるので、飽和し難い特性を有する。電流は、
Ｍｕ→トランスコイル１２ａ→リアクトルコイル１６ａ→Ｃ
及び
Ｍｖ→トランスコイル１２ｂ→リアクトルコイル１６ａ→Ｃ
と流れるため、リアクトルコイル１６ａにはＭｕからの電流とＭｖからの電流の合成電流が流れる。

図７は、本実施形態の等価回路図を示す。図１と異なり、１次側のリアクトルコイル１６ａは、トランスコイル１２ａ，１２ｂの中点とポートＣとの間に接続される。すなわち、トランスコイル１２ａの一端はスイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２の中点Ｍｕに接続され、他端はトランスコイル１２ｂに接続される。トランスコイル１２ｂの一端はトランスコイル１２ａに接続され、他端はスイッチングトランジスタＳ３，Ｓ４の中点Ｍｖに接続される。リアクトルコイル（磁気結合リアクトルコイル）１６ａの一端はトランスコイル１２ａ，１２ｂの中点に接続され、他端はポートＣに接続される。

図８は、本実施形態の磁気素子の配線図を示す。３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部の一方にトランスコイル１２ａが巻回され、他方の脚部にトランスコイル１２ｂが巻回される。トランスコイル１２ａとトランスコイル１２ｂは直列に接続され、かつ差動方向に接続される。また、中央の脚部にリアクトルコイル１６ａが巻回され、その端部はトランスコイル１２ａ，１２ｂの中点に接続される。

２次側についても同様であり、３つの脚部を有するコア１０の両端の脚部の一方にトランスコイル１４ａが巻回され、他方の脚部にトランスコイル１４ｂが巻回される。トランスコイル１４ａとトランスコイル１４ｂは直列に接続され、かつ差動方向に接続される。また、図示していないが、必要に応じて中央の脚部にリアクトルコイル１６ｂが巻回され、その端部はトランスコイル１４ａ，１４ｂの中点に接続される。

このように、本実施形態では、３つの脚部を有するコア（あるいはＥ型コア）の両端の脚部にそれぞれトランスコイルを差動方向に巻回し、これらのトランスコイルの中点にリアクトルコイルを接続して中央の脚部に巻回し、同相電流の変化に対してはリアクトルとして動作させ、逆相電流の変化に対してはトランスとして動作させることで、一体磁気素子として機能させ、基板面積とコア体積を縮小できる。すなわち、トランスとリアクトルを一体化することで、磁気素子間を繋ぐ配線スペースがなくなるので、磁気素子の基板専有面積を減らすことができる。また、トランスとリアクトルを一体化することで、トランスコイルとリアクトルコイルの間に磁気結合が生じてインダクタンスが増大し、結果として別体として磁気素子を用いる場合に比べてコア体積が低減する。本願発明者等は、一体磁気素子を試作した結果、別体の場合と比べて基板面積が４０％、コア体積が２０％縮小し得ることを確認している。さらに、トランスとして動作させる際にも、中央の脚部のリアクトルコイルに電流が流れないので、交流抵抗損失をゼロとできる。また、逆相電流が流れない経路にリアクトルコイルを配置すると、リアクトルコイルに流れる同相電流の大きさが倍になるため、巻数を半分にしても従来と同様のインダクタンス値を実現でき、コイルへの磁界鎖交による渦電流損失を半減できる。このような交流抵抗損失の抑制と渦電流損失の抑制により、結果として変換効率を向上することができる。

図９は、ポートＡの電圧を４８Ｖ、ポートＢの電圧を１９２Ｖ、ポートＣの電圧を１４Ｖに設定し、スイッチング周波数を１２５ｋＨｚに設定して、ポートＢからポートＡに２５０Ｗの電力を伝送したときの実測波形を示す。図９（ａ）は低圧側電圧波形Ｖ１、図９（ｂ）は高圧側電圧波形Ｖ２、図９（ｃ）はリアクトル電流波形ｉＣ、図９（ｄ）はトランス電流波形ｉＵである。

高圧側電圧波形Ｖ２が低圧側電圧波形Ｖ１よりも位相が進んでおり、高圧側から低圧側へ電力が伝送されるときの波形となっている。このとき、リアクトル電流波形ｉＣは昇圧電流波形と一致し、電流ひずみがないため正しく昇圧コンバータのリアクトルとして機能していることがわかる。また、トランス電流波形ｉＵは絶縁コンバータ動作による交流電流波形に昇圧コンバータ動作によるリプル電流波形が重ね合った波形となっており、電流ひずみがないため、トランスとしても磁気飽和なく正しく動作していることがわかる。

図１０は、出力（Ｗ）毎の変換効率（％）のシミュレーションによる試算結果を示す。図において、実線で示すグラフ１５０は本実施形態の一体磁気素子の変換効率であり、破線で示すグラフ２００は従来の一体磁気素子の変換効率である。本実施形態では、逆相電流による交流抵抗損失がゼロであるため、従来よりも変換効率が増大している。また、出力が増大する程、変換効率の向上効果が顕著となる。

１０ コア、１２ａ、１２ｂ １次側トランスコイル、１４ａ、１４ｂ ２次側トランスコイル、１６ａ、１６ｂ リアクトルコイル、１００ 制御回路、１２０ 電力変換回路。

Claims (2)

1. 中央の脚部、及び両端の脚部を備えるコアと、
   両端の脚部のいずれかに巻回される第１の１次側トランスコイル及び第１の２次側トランスコイルと、
   両端の脚部のいずれか他方に巻回される第２の１次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルと、
   を備え、
   第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルは直列接続されるとともに差動方向に巻回され、
   第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは直列接続されるとともに差動方向に巻回され、
   コアの中央の脚部には１次側リアクトルコイルが巻回されるとともに、その端部が、第１の１次側トランスコイルと第２の１次側トランスコイルの中点に接続され、
   第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに同相電流が供給されることでリアクトル動作し、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに逆相電流が供給されることでトランス動作する
   ことを特徴とするトランスリアクトル一体型磁気素子。
2. １次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、左アーム及び右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルが直列接続される１次側変換回路と、
   ２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、左アーム及び右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルが直列接続される２次側変換回路と、
   １次側変換回路及び２次側変換回路のスイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路と、
   を備え、
   第１の１次側トランスコイル及び第１の２次側トランスコイルは、中央の脚部、及び両端の脚部を備えるコアの両端の脚部のいずれかに巻回され、
   第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは、コアの両端の脚部のいずれか他方に巻回され、
   第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルは差動方向に巻回され、
   第１の２次側トランスコイル及び第２の２次側トランスコイルは差動方向に巻回され、
   コアの中央の脚部には１次側リアクトルコイルが巻回されるとともに、その端部が、第１の１次側トランスコイルと第２の１次側トランスコイルの中点に接続され、
   第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに同相電流が供給されることでリアクトル動作し、第１の１次側トランスコイル及び第２の１次側トランスコイルに逆相電流が供給されることでトランス動作する
   ことを特徴とする電力変換回路システム。