JP6350753B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、チョークコイルを用いてノイズを低減する電源回路に関する。

一般に、コモンモードチョークコイルを備えたノイズフィルタが知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に記載されたノイズフィルタでは、複数の誘電体層の上面に複数のコイル電極層および複数のコンデンサ電極層を設け、各コイル電極層により第１，第２のコイルを形成し、各コンデンサ電極層によりコンデンサを形成している。

特開２０１０−１１９０８５号公報

ところで、特許文献１に記載されたノイズフィルタは、第１，第２のコイルおよびコンデンサによりコモンモードチョークコイルとＬＣフィルタとを形成し、ノーマルモードノイズ（ディファレンシャルモードノイズ）およびコモンモードノイズの両方を低減している。特に、特許文献１に記載されたノイズフィルタは、コモンモードチョークコイルの結合係数を小さくすることで、ノーマルモードのノイズ低減効果を高くしている。

特許文献１に記載されたノイズフィルタは、コモンモードチョークコイルを用いているため、低周波帯域ではコモンモードインピーダンスが高くなる。すなわち、第１，第２のコイルに同方向のコモンモード信号が伝搬する場合、コモンモードチョークコイルには正結合の相互インダクタンスＭ（相互誘導）が生じる。このため、第１のコイルにおけるコモンモードのインダクタンスは、第１のコイルの自己インダクタンスＬと第１，第２のコイルの相互インダクタンスＭとの和（Ｌ＋Ｍ）になる。一方、第１，第２のコイルに互いに逆方向のノーマルモード信号が伝搬する場合、コモンモードチョークコイルには負結合の相互インダクタンスＭが生じる。このため、第１のコイルにおけるノーマルモードのインダクタンスは、第１のコイルの自己インダクタンスＬと第１，第２のコイルの相互インダクタンスＭとの差（Ｌ−Ｍ）になる。そのため、磁気飽和が生じない低周波帯域では、ノーマルモードインピーダンスよりもコモンモードインピーダンスが高くなる。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源回路では、低周波帯域でノーマルモードノイズが、高周波帯域でコモンモードノイズが問題になる場合が多い。特に、車載用の機器では、ＡＭ帯でノーマルモードノイズが、ＦＭ帯でコモンモードノイズが問題になる場合がある。

この場合、特許文献１に記載されたノイズフィルタは、第１，第２のコイルの結合係数を小さくしても、低周波帯域ではコモンモードインピーダンスがノーマルモードインピーダンスよりも高くなる。このため、特許文献１に記載されたノイズフィルタでは、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源回路のノイズを十分に低減することが難しいという問題がある。

本発明は前述の問題に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、低周波帯域でノーマルモードノイズを抑制し、高周波帯域でコモンモードノイズを抑制する電源回路を提供することにある。

（１）．上述した課題を解決するために、本発明による電源回路は、直流電源から入力された直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオンとオフのデューティ比に応じた直流出力電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、互いに逆方向に巻回された一対の巻線を有し、前記一対の巻線が前記直流電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続されたチョークコイルとを備え、前記チョークコイルは、前記一対の巻線に互いに同じ方向の電流が流れるコモンモードでの自己共振周波数が前記一対の巻線に互いに異なる方向の電流が流れるノーマルモードでの自己共振周波数よりも高く、前記チョークコイルは、所定の低周波帯域内の最高周波数でのノーマルモードインピーダンスが、前記低周波帯域よりも高周波となった高周波帯域内の最低周波数でのコモンモードインピーダンスよりも高いことを特徴としている。

本発明によれば、電源回路は、互いに逆方向に巻回された一対の巻線を有し、一対の巻線が直流電源とＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続されたチョークコイルとを備えている。この場合、一対の巻線は互いに逆方向に巻回されているので、低周波帯域ではノーマルモードインピーダンスがコモンモードインピーダンスよりも高くなる。すなわち、一対の巻線に同方向のコモンモード信号が伝搬する場合、チョークコイルには負結合の相互インダクタンスＭが生じ、各巻線のコモンモードのインダクタンスは、自己インダクタンスＬと相互インダクタンスＭとの差（Ｌ−Ｍ）になる。一方、一対の巻線に互いに逆方向のノーマルモード信号が伝搬する場合、チョークコイルには正結合の相互インダクタンスＭが生じ、各巻線のノーマルモードのインダクタンスは自己インダクタンスＬと相互インダクタンスＭとの和（Ｌ＋Ｍ）になる。そのため、磁気飽和が生じない低周波帯域では、コモンモードインピーダンスよりもノーマルモードインピーダンスを高くすることができる。この結果、電源回路は、低周波帯域でノーマルモードノイズを低減することができる。

また、チョークコイルでは、コモンモードでの自己共振周波数がノーマルモードでの自己共振周波数よりも高く、低周波帯域内の最高周波数でのノーマルモードインピーダンスが、高周波帯域内の最低周波数でのコモンモードインピーダンスよりも高い構成としている。これにより、低周波帯域におけるノーマルモードインピーダンスとコモンモードインピーダンスとの差を大きくすることができる。この結果、電源回路は、低周波帯域におけるノーマルモードノイズの低減効果を高めることができる。

（２）．本発明に係る電源回路では、前記コモンモードでの自己共振周波数は、前記高周波帯域に存在していることが好ましい。

この構成により、コモンモードでの自己共振周波数付近でコモンモードインピーダンスが高くなるから、高周波帯域においてコモンモードインピーダンスを高くすることができ、高周波帯域において生じるコモンモードノイズを低減することができる。

（３）．本発明に係る電源回路では、前記高周波帯域はＦＭ帯であり、前記低周波帯域はＡＭ帯であることが好ましい。

この構成により、本発明の電源回路を、例えば車載機器に使用したときには、ＡＭ帯でノーマルモードノイズを低減でき、ＦＭ帯でコモンモードノイズを低減できる。この結果、車載機器で問題になる、ＡＭ帯のノーマルモードノイズおよびＦＭ帯のコモンモードノイズを単一のチョークコイルを用いて抑制することができる。

（４）．本発明に係る電源回路では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子は、前記低周波帯域よりも低いスイッチング周波数で駆動することが好ましい。

この構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動に伴って、スイッチング周波数のノーマルモード電流が一対の巻線に流れる。このとき、スイッチング周波数でのノーマルモードインピーダンスは、低周波帯域のノーマルモードインピーダンスよりも小さくなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動に伴うスイッチング周波数のノーマルモード電流については減衰を抑制しつつ、低周波帯域のノーマルモードノイズを減衰させることができる。

第１の実施の形態による電源回路の全体構成を示す回路図である。 図１中のチョークコイルを示す斜視図である。 図１中のチョークコイルを示す正面図である。 ノーマルモードにおけるチョークコイルのシミュレーションモデルを示す等価回路図である。 コモンモードにおけるチョークコイルのシミュレーションモデルを示す等価回路図である。 結合係数を０．５に設定した場合において、チョークコイルのノーマルモードインピーダンスおよびコモンモードインピーダンスの周波数特性を示す特性線図である。 結合係数を０．９に設定した場合において、チョークコイルのノーマルモードインピーダンスおよびコモンモードインピーダンスの周波数特性を示す特性線図である。 比較例によるコモンモードチョークコイルを示す回路図である。 結合係数を０．５に設定した場合において、比較例によるチョークコイルのノーマルモードインピーダンスおよびコモンモードインピーダンスの周波数特性を示す特性線図である。 結合係数を０．９に設定した場合において、比較例によるチョークコイルのノーマルモードインピーダンスおよびコモンモードインピーダンスの周波数特性を示す特性線図である。 第２の実施の形態による電源回路の全体構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態による電源回路を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１に、第１の実施の形態による電源回路１を示す。電源回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３と、チョークコイル１１とを含んで構成されている。この電源回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３によって、直流電源２から入力された直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに降圧し、直流出力電圧Ｖoutを負荷１０に供給する。また、電源回路１は、直流電源２と負荷１０との間に生じるノイズをチョークコイル１１により低減する。

直流電源２は、直流入力電圧Ｖinを供給する。この直流電源２は、一端が正側電源ラインＰに接合され、チョークコイル１１の巻線１６Ａに接続されている。また、直流電源２の他端は負側電源ラインＮに接合され、グランドに接続されると共に、チョークコイル１１の巻線１６Ｂに接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源２と負荷１０との間に設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、入力側コンデンサ４、トランジスタ５、制御回路６、ダイオード７、コイル８、出力側コンデンサ９等を備え、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源２から入力された直流入力電圧Ｖinをトランジスタ５のデューティ比に応じて直流出力電圧Ｖoutに降圧する。

入力側コンデンサ４の一端は、正側電源ラインＰに接続されている。入力側コンデンサ４の他端は、負側電源ラインＮに接続されている。このため、入力側コンデンサ４は、直流電源２に並列接続されている。

トランジスタ５は、直流入力電圧Ｖinをスイッチングするスイッチング素子を構成している。トランジスタ５は、正側電源ラインＰに接続され、例えばｐチャネル型電界効果トランジスタ（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）を用いて構成されている。トランジスタ５のソースはチョークコイル１１の巻線１６Ａに接続され、トランジスタ５のドレインはコイル８の一端に接続されている。また、トランジスタ５のゲートは制御回路６に接続されている。このため、トランジスタ５は、制御回路６からの制御信号により、直流電源２からの電流供給を許可するオン状態と、直流電源２からの電流供給を停止するオフ状態とが切り換わる。このとき、トランジスタ５は、制御回路６の制御信号に応じて、所定のスイッチング周波数Ｆsでスイッチング動作を繰り返す。

この場合、トランジスタ５のスイッチング周波数Ｆsは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の駆動電流に対するチョークコイル１１の影響を抑制するために、例えばＡＭ帯（３００ｋＨｚ以上３ＭＨｚ以下）よりも低い周波数に設定することが好ましい。即ち、スイッチング周波数Ｆsは、低周波帯域（ＡＭ帯）の最低周波数よりも低い（Ｆs＜３００ｋＨｚ）ことが好ましい。また、ＡＭ帯よりも低周波側では、チョークコイル１１のノーマルモードインピーダンスＺnは、周波数が上昇するに従って増加する。このことを考慮すると、トランジスタ５のスイッチング周波数Ｆsは、許容可能な範囲でＡＭ帯に比べてできるだけ低い周波数（例えばＦs＝１００ｋＨｚ程度）であることが好ましい。

ダイオード７は、カソードが正側電源ラインＰを介してコイル８の一端に接続され、アノードが負側電源ラインＮを介してグランドに接続されている。ダイオード７は、フリーホイールダイオードを構成し、コイル８に蓄積されたエネルギを放出する。コイル８の他端は、負荷１０に接続され、負荷１０に向けて直流出力電圧Ｖoutを供給する。出力側コンデンサ９の一端は正側電源ラインＰに接続され、出力側コンデンサ９の他端は負側電源ラインＮに接続されている。この出力側コンデンサ９は、平滑用コンデンサを構成している。

チョークコイル１１は、直流電源２とＤＣ−ＤＣコンバータ３との間に位置して設けられている。チョークコイル１１は、コア１２に一対の巻線１６Ａ，１６Ｂを巻回した巻線型コイルによって構成されている。具体的な一例としては、図２および図３に示すように、チョークコイル１１は、コア１２と、脚部１３Ａ，１３Ｂと、電極１４Ａ，１４Ｂ，１５Ａ，１５Ｂと、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂと、フェライト板１７とを備えている。このチョークコイル１１は、電源回路１に流れるノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズを低減するものである。

コア１２は、図２、図３に示すように、２つの脚部１３Ａ，１３Ｂの間に位置して、略角柱状をなして設けられている。このコア１２は、例えばフェライト等の磁性材料によって形成され、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂが巻回されている。

脚部１３Ａ，１３Ｂは、コア１２の両端にそれぞれ位置して、基端側（電極１４Ａ，１４Ｂ，１５Ａ，１５Ｂ側）が二股状に形成されている。脚部１３Ａの基端側底面には電極１４Ａ，１５Ａがそれぞれ設けられ、脚部１３Ｂの基端側底面には電極１４Ｂ，１５Ｂがそれぞれ設けられている。すなわち、電極１４Ａ，１４Ｂは、チョークコイル１１の対角線上に位置して設けられ、電極１５Ａ，１５Ｂは、電極１４Ａ，１４Ｂの対角線と交差する対角線上に位置して設けられている。

電極１４Ａは正側電源ラインＰを介して直流電源２に接続され、電極１４Ｂは正側電源ラインＰを介してトランジスタ５のソースに接続されている。一方、電極１５Ａ，１５Ｂは負側電源ラインＮに接続されている。

一対の巻線１６Ａ，１６Ｂは、コア１２に互いに逆方向に螺旋状または渦巻状に巻回され、絶縁被膜が施された導電性材料からなるワイヤにより形成されている。具体的には、巻線１６Ａは例えば時計回りに巻回され、巻線１６Ａの一端は電極１４Ａに接合され、巻線１６Ａの他端は電極１４Ｂに接合されている。一方、巻線１６Ｂは例えば反時計回りに巻回され、巻線１６Ｂの一端は電極１５Ａに接合され、巻線１６Ｂの他端は電極１５Ｂに接合されている。すなわち、巻線１６Ａ，１６Ｂは、直流電源２とＤＣ−ＤＣコンバータ３との間に接続され、必要となるインピーダンス値に応じて所定の回数だけ巻回されている。

フェライト板１７は、巻線１６Ａ，１６Ｂを覆って、脚部１３Ａ，１３Ｂ間に設けられている。このフェライト板１７は、例えばフェライト等の磁性材料を用いて略長方形の板状に形成され、その両端は接着剤を用いて脚部１３Ａ，１３Ｂのうち基端側底面と対向する上面側に固着されている。

ここで、チョークコイル１１は、コア１２およびフェライト板１７の比透磁率や巻線１６Ａ，１６Ｂの巻線比を変更することにより結合係数Ｋを調整することができる。このため、チョークコイル１１は、ＡＭ帯でのノーマルモードインピーダンスＺnとＦＭ帯（３０ＭＨｚ以上３００ＭＨｚ以下）でのコモンモードインピーダンスＺcが所望の値となるように、結合係数Ｋが調整されている。具体的には、チョークコイル１１は、コモンモードでの自己共振周波数Ｆcがノーマルモードでの自己共振周波数Ｆnよりも高く、ＡＭ帯内の最高周波数（３ＭＨｚ）でのノーマルモードインピーダンスＺnaが、ＦＭ帯内の最低周波数（３０ＭＨｚ）でのコモンモードインピーダンスＺcfよりも高く（Ｚna＞Ｚcf）なるように、結合係数Ｋが調整されている。

コモンモードでの自己共振周波数Ｆcとノーマルモードでの自己共振周波数Ｆnとの周波数差が大きい方が、ＡＭ帯でのノーマルモードインピーダンスＺnとＡＭ帯でのコモンモードインピーダンスＺcとの差を大きくすることができる。このため、チョークコイル１１は、コモンモードでの自己共振周波数Ｆcをノーマルモードでの自己共振周波数Ｆnよりも所定値以上（例えば、２倍以上）高く設定するのが好ましい。また、チョークコイル１１は、コモンモードでの自己共振周波数Ｆcを、例えばＦＭ帯等の所定の高周波帯域に存在するように設定するのが好ましい。

コイルとなる巻線１６Ａ，１６Ｂの結合係数Ｋは、０よりも大きく、１よりも小さい値（０＜Ｋ＜１）に設定されている。これにより、チョークコイル１１は、巻線１６Ａ，１６Ｂ間の相互誘導に応じて、コモンモードインピーダンスＺcとノーマルモードインピーダンスＺnの両方が生じる。但し、結合係数Ｋが小さくなるに従って、コモンモードの自己共振周波数Ｆcとノーマルモードの自己共振周波数Ｆnとが近付く。従って、結合係数Ｋの下限値は、コモンモードの自己共振周波数Ｆcがノーマルモードの自己共振周波数Ｆnよりも高くなる範囲で決められる。また、ノーマルモードインピーダンスＺnを低周波帯域で所望の範囲の値（例えば１０Ω≦Ｚn≦１０ｋΩ）に設定したときに、結合係数Ｋが大きくなるに従って、コモンモードの自己共振周波数Ｆcは高くなる。このため、結合係数Ｋの上限値は、例えばノーマルモードインピーダンスＺnの値を考慮した上で、コモンモードの自己共振周波数Ｆcが高周波帯域内となる範囲で決めるのが好ましい。

電源回路１は上述の如き構成を有するもので、次にその動作について説明する。

電源回路１が駆動すると、直流電源２は、チョークコイル１１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３に向けて直流入力電圧Ｖinを供給する。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、トランジスタ５のオンとオフのデューティ比に応じて、直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに降圧する。この直流出力電圧Ｖoutは、出力側コンデンサ９によって平滑化され、負荷１０に供給される。

ここで、電源回路１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランジスタ５によりスイッチング動作を行っているので、正側電源ラインＰや負側電源ラインＮに高周波のノイズ信号が混入することがある。このとき、ノイズ信号は、正側電源ラインＰと負側電源ラインＮに互いに同方向の信号が伝搬するコモンモードと、正側電源ラインＰと負側電源ラインＮに互いに逆方向の信号が伝搬するノーマルモード（ディファレンシャルモード）とが存在する。すなわち、コモンモードでは、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂに互いに同じ方向の電流が流れ、ノーマルモードでは、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂに互いに異なる方向の電流が流れる。

そこで、まずコモンモード信号Ｉc（コモンモード電流）が伝搬する場合について説明する。電源回路１にコモンモード信号Ｉcが伝搬するときには、チョークコイル１１の巻線１６Ａ，１６Ｂを流れる電流の向きは、互いに逆方向（逆回り）となる。具体的には、コモンモード信号Ｉcが電極１４Ａから電極１４Ｂに向けて流れる場合、巻線１６Ａを流れる電流Ｉcaの向きは時計回りとなる。また、コモンモード信号Ｉcが電極１５Ａから電極１５Ｂに向けて流れる場合、巻線１６Ｂを流れる電流Ｉcbの向きは反時計回りとなる。このため、コア１２の内部では、右ねじの法則により電流Ｉcaが作る磁束φcaと電流Ｉcbが作る磁束φcbとは、互いの向きが逆方向となる。すなわち、電流Ｉcaが作る磁束φcaと電流Ｉcbが作る磁束φcbとは互いに弱め合い、巻線１６Ａ，１６Ｂ間では負結合の相互誘導を生じる。

従って、電源回路１においてコモンモード信号Ｉcが伝搬する場合は、巻線１６Ａ，１６Ｂでは逆回りの電流Ｉca，Ｉcbが流れ、磁束φca，φcbは弱め合う。その結果、負結合の相互誘導によってチョークコイル１１のコモンモードインピーダンスＺcは低くなる。

次に、ノーマルモード信号Ｉn（ノーマルモード電流）が伝搬する場合について説明する。電源回路１にノーマルモード信号Ｉnが伝搬するときには、チョークコイル１１の巻線１６Ａ，１６Ｂを流れる電流の向きは、互いに同方向となる。具体的には、ノーマルモード信号Ｉnが電極１４Ａから電極１４Ｂに向けて流れる場合、巻線１６Ａを流れる電流Ｉnaの向きは時計回りとなる。また、ノーマルモード信号Ｉnが電極１５Ｂから電極１５Ａに向けて流れる場合、巻線１６Ｂを流れる電流Ｉnbの向きも時計回りとなる。このため、コア１２の内部では、右ねじの法則により電流Ｉnaが作る磁束φnaと電流Ｉnbが作る磁束φnbとは、互いの向きが同方向となる。すなわち、電流Ｉnaが作る磁束φnaと電流Ｉnbが作る磁束φnbとは互いに強め合い、巻線１６Ａ，１６Ｂ間では正結合の相互誘導を生じる。

従って、電源回路１においてノーマルモード信号Ｉnが伝搬する場合は、巻線１６Ａ，１６Ｂでは同じ回転方向の電流Ｉna，Ｉnbが流れ、磁束φna，φnbは強め合う。その結果、正結合の相互誘導によってチョークコイル１１のノーマルモードインピーダンスＺnは、コモンモードインピーダンスＺcに比べて相対的に高くなる。

以上の効果を確認するために、第１の実施の形態によるチョークコイル１１について、コモンモードインピーダンスＺcとノーマルモードインピーダンスＺnの周波数特性をシミュレーションによって求めた。シミュレーションに用いたチョークコイル１１の等価回路図を図４および図５に示し、これらの等価回路で求めた結果を図６および図７に示す。また、第１の実施の形態によるチョークコイル１１の結果と対比するために、図８に示す比較例によるコモンモードチョークコイル１０１についても、コモンモードインピーダンスＺ0cとノーマルモードインピーダンスＺ0nとの周波数特性を求めた。その結果を図９および図１０に示す。このコモンモードチョークコイル１０１は、一対の巻線１０２Ａ，１０２Ｂが互いに同じ回転方向に巻回されている既存の巻線型のコモンモードチョークコイルである。

図４および図５に示すシミュレーションモデルでは、巻線１６Ａ，１６Ｂの抵抗成分や浮遊容量を考慮して、巻線１６Ａ，１６Ｂに対して抵抗ＲとコンデンサＣとをそれぞれ並列に接続している。このようなチョークコイル１１のシミュレーションモデルに、交流電源ＡＣから所定周波数の信号を入力すると、入力信号に応じて、チョークコイル１１の入力側の電圧と、チョークコイル１１を流れる電流とが変化する。このときの電圧と電流に基づいて、所定周波数でのコモンモードインピーダンスＺcおよびノーマルモードインピーダンスＺnが特定される。従って、交流電源ＡＣから入力する信号の周波数を適宜変更して、上述の処理を繰り返し、コモンモードインピーダンスＺcおよびノーマルモードインピーダンスＺnの周波数特性を求めた。

また、比較例によるコモンモードチョークコイル１０１でも、チョークコイル１１とほぼ同じシミュレーションモデルを用いた。但し、チョークコイル１１の巻線１６Ａ，１６Ｂが互いに逆方向に巻回されているのに対し、コモンモードチョークコイル１０１の巻線１０２Ａ，１０２Ｂは、互いに同方向に巻回されている。このため、コモンモードチョークコイル１０１では、図４のシミュレーションモデルを用いてコモンモードインピーダンスＺ0cを求めると共に、図５のシミュレーションモデルを用いてノーマルモードインピーダンスＺ0nを求めた。なお、巻線１６Ａ，１６Ｂ，１０２Ａ，１０２Ｂのインダクタンスはそれぞれ１００μＨとし、抵抗Ｒの抵抗値は５ｋΩとし、コンデンサＣのキャパシタンスは０．３ｐＦとした。また、図６および図９は、結合係数Ｋを０．５とした場合のシミュレーション結果を示し、図７および図１０は、結合係数Ｋを０．９とした場合のシミュレーション結果を示している。

比較例によるコモンモードチョークコイル１０１では、一対の巻線１０２Ａ，１０２Ｂが互いに同じ回転方向に巻回されている。これにより、ノーマルモード信号Ｉnが伝搬するときにはコモンモードチョークコイル１０１に負結合の相互誘導が生じ、コモンモード信号Ｉcが伝搬するときにはコモンモードチョークコイル１０１に正結合の相互誘導が生じる。このため、コモンモードチョークコイル１０１のノーマルモードインピーダンスＺ0nは、コモンモードインピーダンスＺ0cに比べて相対的に低くなる。

図９に示すように、比較例のコモンモードチョークコイル１０１で結合係数Ｋを０．５としたときには、一対の巻線１０２Ａ，１０２Ｂ間で漏れ磁束が生じるため、相互誘導の影響は小さくなる。このため、ＦＭ帯よりも低周波帯域であるＡＭ帯では、ノーマルモードインピーダンスＺ0nとコモンモードインピーダンスＺ0cとの違いは顕著には生じない。この場合、ＡＭ帯の最高周波数（３ＭＨｚ）のノーマルモードインピーダンスＺ0naは、ＦＭ帯の最低周波数（３０ＭＨｚ）のコモンモードインピーダンスＺ0cfよりも低い値となっている。また、ＦＭ帯のような高周波帯域では、磁気飽和等の影響によってコモンモードインピーダンスＺ0cは低下する。この場合、コモンモードインピーダンスＺ0cの自己共振周波数Ｆ0cは７５ＭＨｚ付近となり、ノーマルモードインピーダンスＺ0nの自己共振周波数Ｆ0nは１４０ＭＨｚ付近となる。

一方、図１０に示すように、比較例のコモンモードチョークコイル１０１で結合係数Ｋが０．９としたときには、一対の巻線１０２Ａ，１０２Ｂ間で漏れ磁束が減少するため、相互誘導の影響が大きくなる。このため、コモンモードインピーダンスＺ0cの特性線は、結合係数Ｋが０．５のときに近いものになるが、ノーマルモードインピーダンスＺ0nの特性線は、結合係数Ｋが０．５のときに比べてより高周波側にシフトする。この結果、コモンモードインピーダンスＺ0cの自己共振周波数Ｆ0cは６３ＭＨｚ付近となり、ノーマルモードインピーダンスＺ0nの自己共振周波数Ｆ0nは２８０ＭＨｚ付近となる。比較例のコモンモードチョークコイル１０１では、結合係数Ｋが０．９のときでも、結合係数Ｋが０．５のときと同様に、ＡＭ帯の最高周波数のノーマルモードインピーダンスＺ0naは、ＦＭ帯の最低周波数のコモンモードインピーダンスＺ0cfよりも低い値となっている。

これに対し、第１の実施の形態によるチョークコイル１１は、巻線１６Ａ，１６Ｂが互いに逆方向に巻回されている。これにより、ノーマルモード信号Ｉnが伝搬するときにはチョークコイル１１に正結合の相互誘導が生じ、コモンモード信号Ｉcが伝搬するときにはチョークコイル１１に負結合の相互誘導が生じる。このため、チョークコイル１１のノーマルモードインピーダンスＺnは、コモンモードインピーダンスＺcに比べて相対的に高くなる。

すなわち、図６に示すように、チョークコイル１１で結合係数Ｋが０．５としたときには、ＡＭ帯のような低周波帯域ではノーマルモードインピーダンスＺnがコモンモードインピーダンスＺcより高くなる。このとき、ＡＭ帯の最高周波数のノーマルモードインピーダンスＺnaは、ＦＭ帯の最低周波数のコモンモードインピーダンスＺcfよりも高い値となっている。この場合、コモンモードインピーダンスＺcの自己共振周波数Ｆcは１３０ＭＨｚ付近となり、ノーマルモードインピーダンスＺnの自己共振周波数Ｆnは７７ＭＨｚ付近となる。このように、コモンモードインピーダンスＺcの自己共振周波数Ｆcは、ノーマルモードインピーダンスＺnの自己共振周波数Ｆnよりも高くなっている。

一方、図７に示すように、チョークコイル１１で結合係数Ｋが０．９としたときには、巻線１６Ａ，１６Ｂ間で漏れ磁束が減少するため、相互誘導の影響が大きくなる。このため、ノーマルモードインピーダンスＺnの特性線は、結合係数Ｋが０．５のときに近いものになるが、コモンモードインピーダンスＺcの特性線は、結合係数Ｋが０．５のときに比べてより高周波側にシフトする。すなわち、結合係数Ｋが１に近づくに従って漏れ磁束の影響が低減されるので、ＡＭ帯およびＦＭ帯でのコモンモードインピーダンスＺcが全体的に低下する。このとき、コモンモードインピーダンスＺcの自己共振周波数Ｆcは１９０ＭＨｚ付近となり、ノーマルモードインピーダンスＺnの自己共振周波数Ｆnは６５ＭＨｚ付近となる。

チョークコイル１１では、結合係数Ｋが０．９のときでも、結合係数Ｋが０．５のときと同様に、ＡＭ帯の最高周波数のノーマルモードインピーダンスＺnaは、ＦＭ帯の最低周波数のコモンモードインピーダンスＺcfよりも高い値となっている。但し、結合係数Ｋが１に近づくに従って、ＡＭ帯の最高周波数のノーマルモードインピーダンスＺnaとＦＭ帯の最低周波数のコモンモードインピーダンスＺcfとのインピーダンス差（Ｚna−Ｚcf）は大きくなる。すなわち、結合係数が０．９のときのインピーダンス差は、結合係数が０．５のときのインピーダンス差に比べて大きくなる。

したがって、チョークコイル１１では、比較例のコモンモードチョークコイル１０１に比べて、ＡＭ帯においてノーマルモードインピーダンスＺnを高くすることができ、ＦＭ帯においてコモンモードインピーダンスＺcを高くすることができる。また、結合係数を１に近付けるに従い、コモンモードインピーダンスＺcの特性線を高周波側にシフトさせ、かつインピーダンス差（Ｚna−Ｚcf）を大きくすることができる。

かくして、第１の実施の形態によれば、電源回路１は、互いに逆方向に巻回された一対の巻線１６Ａ，１６Ｂを有し、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂが直流電源２とＤＣ−ＤＣコンバータ３との間に接続されたチョークコイル１１とを備えている。この場合、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂは互いに逆方向に巻回されているので、所定の低周波帯域ではノーマルモードインピーダンスＺnがコモンモードインピーダンスＺcよりも高くなる。すなわち、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂに同方向のコモンモード信号Ｉcが伝搬する場合、チョークコイル１１には負結合の相互インダクタンスＭが生じる。このため、各巻線１６Ａ，１６Ｂのコモンモードのインダクタンスは、自己インダクタンスＬと相互インダクタンスＭとの差（Ｌ−Ｍ）になる。一方、一対の巻線１６Ａ，１６Ｂに互いに逆方向のノーマルモード信号Ｉnが伝搬する場合、チョークコイル１１には正結合の相互インダクタンスＭが生じる。このため、各巻線１６Ａ，１６Ｂのノーマルモードのインダクタンスは、自己インダクタンスＬと相互インダクタンスＭとの和（Ｌ＋Ｍ）になる。そのため、磁気飽和が生じない低周波帯域では、ノーマルモードインピーダンスＺnをコモンモードインピーダンスＺcよりも高くすることができる。この結果、電源回路１は、低周波帯域でノーマルモードノイズを低減することができる。

また、チョークコイル１１では、コモンモードでの自己共振周波数Ｆcがノーマルモードでの自己共振周波数Ｆnよりも高く、低周波帯域内の最高周波数でのノーマルモードインピーダンスＺnが、高周波帯域内の最低周波数でのコモンモードインピーダンスＺcよりも高い（Ｚna＞Ｚcf）構成としている。これにより、低周波帯域におけるノーマルモードインピーダンスＺnとコモンモードインピーダンスＺcとの差を大きくすることができる。この結果、電源回路１は、低周波帯域におけるノーマルモードノイズの低減効果を高めることができる。

また、チョークコイル１１では、コモンモードでの自己共振周波数Ｆcは所定の高周波帯域に存在する構成とした。これにより、コモンモードでの自己共振周波数Ｆc付近でコモンモードインピーダンスＺcが高くなる。このため、高周波帯域においてコモンモードインピーダンスＺcを高くすることができ、高周波帯域において生じるコモンモードノイズを低減することができる。

さらに、高周波帯域はＦＭ帯であり、低周波帯域はＡＭ帯である構成としている。これにより、本発明の電源回路１を、例えば車載機器に使用することにより、ＡＭ帯でノーマルモードノイズを低減でき、ＦＭ帯でコモンモードノイズを低減できる。この結果、車載機器で問題になる、ＡＭ帯のノーマルモードノイズおよびＦＭ帯のコモンモードノイズを単一のチョークコイル１１を用いて抑制することができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランジスタ５は、低周波帯域よりも低いスイッチング周波数Ｆsで駆動するから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の駆動に伴って、スイッチング周波数のノーマルモード信号Ｉnが一対の巻線１６Ａ，１６Ｂに流れる。このとき、スイッチング周波数ＦｓでのノーマルモードインピーダンスＺnは、低周波帯域のノーマルモードインピーダンスＺnよりも小さくなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の駆動に伴うスイッチング周波数Ｆsのノーマルモード信号Ｉnについては減衰を抑制しつつ、低周波帯域のノーマルモードノイズを減衰させることができる。

次に、図１１を用いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態では、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる構成とした。なお、第２の実施の形態において、第１の実施の形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。

第２の実施の形態による電源回路２１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２と、チョークコイル１１とを含んで構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、直流電源２と負荷１０との間に設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、入力側コンデンサ２３、トランス２４、トランジスタ２５、制御回路２６、整流用ダイオード２７、転流用ダイオード２８、コイル２９、出力側コンデンサ３０等を備え、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。このＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、直流電源２から入力された直流入力電圧Ｖinをトランジスタ２５のデューティ比に応じて直流出力電圧Ｖoutに降圧する。

入力側コンデンサ２３の一端は、正側電源ラインＰに接続され、入力側コンデンサ２３の他端は、負側電源ラインＮに接続されている。このため、入力側コンデンサ４は、直流電源２に並列接続されている。

トランス２４は、１次側コイル２４Ａと２次側コイル２４Ｂとにより構成されている。１次側コイル２４Ａの一端は正側電源ラインＰを介してチョークコイル１１の巻線１６Ａに接続され、１次側コイル２４Ａの他端はトランジスタ２５のソースに接続されている。また、２次側コイル２４Ｂの一端は整流用ダイオード２７のアノードに接続され、２次側コイル２４Ｂの他端はグランドに接続されている。

トランジスタ２５は、直流入力電圧Ｖinをスイッチングするスイッチング素子を構成している。トランジスタ２５は、１次側コイル２４Ａを介して正側電源ラインＰに接続され、例えばｐチャネル型電界効果トランジスタ（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）を用いて構成されている。トランジスタ２５のソースは１次側コイル２４Ａに接続され、トランジスタ２５のドレインは負側電源ラインＮに接続されている。また、トランジスタ２５のゲートは制御回路２６に接続されている。このため、トランジスタ２５は、制御回路２６の制御信号により、直流電源２からの電流供給を許可するオン状態と、直流電源２からの電流供給を停止するオフ状態とが切り換わる。このとき、トランジスタ２５は、制御回路２６の制御信号に応じて、所定のスイッチング周波数Ｆsでスイッチング動作を繰り返す。

整流用ダイオード２７は、アノードが２次側コイル２４Ｂの一端に接続され、カソードがコイル２９の一端に接続されている。また、転流用ダイオード２８は、カソードがコイル２９の一端に接続され、アノードがグランドに接続されている。この転流用ダイオード２８は、フリーホイールダイオードを構成し、コイル２９に蓄積されたエネルギを放出する。コイル２９の他端は、負荷１０に接続され、負荷１０に向けて直流出力電圧Ｖoutを供給する。出力側コンデンサ３０は、負荷１０に並列に接続されている。この出力側コンデンサ３０は、平滑用コンデンサを構成している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２２では、第１の実施の形態と同様に、制御回路２６によってトランジスタ２５のオンとオフのデューティ比が制御される。トランジスタ２５がオン状態になると、トランス２４の１次側コイル２４Ａと２次側コイル２４Ｂに起電力が発生して、整流用ダイオード２７を通じて負荷１０に向けて電流が流れる。一方、トランジスタ２５がオフ状態に切り換わると、コイル２９に起電力が発生し、蓄積されたエネルギが放出されて、転流用ダイオード２８を通じて負荷１０に向けて電流が流れる。

かくして、第２の実施の形態でも、第１の実施の形態とほぼ同様な作用効果を得ることができる。第２の実施の形態によれば、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ２２を用いる構成とした。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２を用いて、直流電源２から入力された直流入力電圧Ｖinをトランジスタ２５のデューティ比に応じて直流出力電圧Ｖoutに降圧することができる。

なお、前記第１の実施の形態では、スイッチング素子としてｐ型ＭＯＳＦＥＴのトランジスタ５を用いる構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、ｎ型ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチングを行う各種の素子を用いることができる。このことは、第２の実施の形態についても同様である。

前記第１の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、トランジスタ５を直流電源２に対して直列接続し、直流入力電圧Ｖinを降圧する降圧チョッパ回路によって構成した。しかし、本発明はこれに限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタを直流電源に対して並列接続し、直流入力電圧Ｖinを昇圧する昇圧チョッパ回路によって構成してもよい。このことは、第２の実施の形態についても同様である。

前記各実施の形態では、チョークコイル１１はコモンモードでの自己共振周波数が高周波帯域に存在するものとしたが、本発明はこれに限らない。チョークコイルは、コモンモードでの自己共振周波数がノーマルモードでの自己共振周波数よりも高い範囲であれば、コモンモードでの自己共振周波数が高周波帯域の範囲外に存在してもよい。

前記各実施の形態では、高周波帯域がＦＭ帯であり、低周波帯域がＡＭ帯である場合を例に挙げて説明した。本発明はこれに限らず、高周波帯域が低周波帯域よりも高周波側に存在すればよく、ノーマルモードノイズ、コモンモードノイズが発生する周波数帯域に応じて任意に設定することができる。

前記各実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３，２２のトランジスタ５，２５は、低周波帯域よりも低いスイッチング周波数で駆動するものとした。本発明はこれに限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子は、低周波帯域内のスイッチング周波数で駆動してもよく、低周波帯域よりも高周波のスイッチング周波数で駆動してもよい。

前記各実施の形態では、チョークコイル１１は、コア１２にフェライト板１７を取り付けて閉磁路を形成するものとしたが、フェライト板を省いてもよい。また、チョークコイル１１は、直線状のコア１２に一対の巻線１６Ａ，１６Ｂを巻回したが、環状のコアに一対の巻線を巻回してもよい。さらに、巻線１６Ａ，１６Ｂは導電性材料からなるワイヤによって形成したが、必要な電流の供給が可能であれば、他の材料を用いてもよい。

１，２１ 電源回路
２ 直流電源
３，２２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５，２５ トランジスタ（スイッチング素子）
１０ 負荷
１１ チョークコイル
１６Ａ，１６Ｂ 巻線

Claims (4)

1. 直流電源から入力された直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオンとオフのデューティ比に応じた直流出力電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   互いに逆方向に巻回された一対の巻線を有し、前記一対の巻線が前記直流電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に接続されたチョークコイルとを備え、
   前記チョークコイルは、前記一対の巻線に互いに同じ方向の電流が流れるコモンモードでの自己共振周波数が前記一対の巻線に互いに異なる方向の電流が流れるノーマルモードでの自己共振周波数よりも高く、
   前記チョークコイルは、所定の低周波帯域内の最高周波数でのノーマルモードインピーダンスが、前記低周波帯域よりも高周波となった高周波帯域内の最低周波数でのコモンモードインピーダンスよりも高いことを特徴とする電源回路。
2. 前記コモンモードでの自己共振周波数は、前記高周波帯域に存在してなる請求項１に記載の電源回路。
3. 前記高周波帯域はＦＭ帯であり、前記低周波帯域はＡＭ帯である請求項１に記載の電源回路。
4. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子は、前記低周波帯域よりも低いスイッチング周波数で駆動してなる請求項１に記載の電源回路。

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